DE69617305T2

DE69617305T2 - Wechselrichter

Info

Publication number: DE69617305T2
Application number: DE69617305T
Authority: DE
Inventors: Masashi Norizuki; Takao Takehara; Atsuyoshi Tamagawa
Original assignee: Minebea Co Ltd
Current assignee: Minebea Co Ltd
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1996-03-27
Publication date: 2002-07-11
Anticipated expiration: 2016-03-28
Also published as: EP0735658B1; JP3547837B2; US5640313A; JPH08275535A; DE69617305D1; EP0735658A3; EP0735658A2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Wechselrichtereinheit zur Stromversorgung eines Verbrauchers, dessen Strom in einem weiten Bereich gesteuert werden soll, insbesondere auf eine Wechselrichtereinheit, die vorzugsweise in einer Zündvorrichtung zum Zünden, einer kalten Leuchtstofflampe (nachstehend KLL genannt) angewandt wird, die gedimmt werden kann, und als Hochfrequenzzündung bekannt ist.
Die US 4788634 beschreibt einen Resonanz-Vorwärtswandler mit einem Schaltelement, einem Transformator, dessen Primärstrom durch das Schaltelement intermittierend unterbrochen wird, und einem Resonanzkreis.
Eine Wechselrichtereinheit ist eine Vorrichtung zum Umformen einer Gleichspännung in eine Wechselspannung bzw. einer Gleichleistung in eine Wechselleistung und wird als sogenannter Sperrwandler für verschiedene elektrische Geräte benutzt. Fig. 8 stellt eine Schaltung einer herkömmlichen Wechselrichtereinheit für eine elektrische Entladungsröhre dar. In Fig. 8 ist mit T51 ein Aufwärts- Transformator für einen Royer-Oszillator mit einer Primärwicklung Np51, einer Sekundärwicklung Ns51 und einer Rückführwicklung Mf51 bezeichnet. Mit Q51 und Q52 sind NPN- Transistoren für einen Schaltbetrieb bezeichnet, die beide zusammen mit dem Aufwärts-Transformator T51 in dem Royer- Oszillator enthalten sind. Mit C51 ist ein Kondensator für eine Spannungsresonanz und mit L51 eine Drosselspule bezeichnet. Wenn sich bei diesem Aufbau die Transistoren Q51 und Q52 beide im ausgeschalteten (gesperrten) Zustand befinden, hat die Spannung zwischen Kollektor und Emitter die Form einer Sinuswelle, und die Spannungen für die Primärwicklung Np51 und die Sekundärwicklung Ns51 des Transformators T51 haben ebenfalls die Form von Sinuswellen. Die Drosselspule L51 ist mit einem Gleichspannungswandler verbunden, der nachstehend noch beschrieben wird, und eine kalte Leuchtstofflampe KLL1 ist mit dem Ausgang des, Aufwärts-Transformators T51 verbunden. Dabei wird eine hohe sinusförmige Spannung mit einer Frequenz von einigen zehn KHz durch die selbsterregte Schwingung der Wechselrichtereinheit erzeugt, so daß die kalte Leuchtstofflampe KLL1 aufleuchtet. Mit IC51 ist eine integrierte Schaltung (IC) zur Steuerung des Basiskreises eines PNP-Transistors Q53 für den die Gleichspannungswandlung bewirkenden Schaltvorgang bezeichnet, der als Abwärts-Zerhackerwandler arbeitet.
Diese IC enthält einen Oszillator OSC zur Erzeugung einer Dreieckschwingung, zwei Operationsverstärker A51, A52 zur Durchführung eines Vergleichs, einen PDM-Komparator COMP zum Vergleichen der Ausgangsspannung des Oszillators OSC mit der Ausgangsspannung eines der Operationsverstärker A51 oder A52 und einen Ausgangstransistor Q54, der durch diesen PDM-Komparator gesteuert wird und die Basis des PNP-Transistors Q53 für den Schaltvorgang ansteuert. Die beiden Operationsverstärker A51 und A52 dieser IC sind mit dem anderen Eingang des PDM-Komparators zum Vergleichen mit der Ausgangsspannung des Oszillators OSC verbunden, wie schon erwähnt, wobei die höhere Spannung der Ausgangsspannungen der beiden Operationsverstärker mit der Ausgangsspannung des Oszillators OSC verglichen wird. Die IC mit dem beschriebenen Aufbau ist hier als eine IC zur Steuerung des Gleichspannungswandlers definiert und wird nachstehend als IC zur Steuerung des Gleichspannungswandlers bezeichnet, sofern sich der innere Aufbau nicht ändert, auch wenn sie für andere Anwendungen benutzt wurde. Mit D51 ist eine Freilaufdiode und mit L52 eine Drosselspule bezeichnet. Mit C52 ist ein Kondensator bezeichnet und die Drosselspule L52 und der Kondensator C52 bilden ein LC-Filter. Mit C53 und R51 sind jeweils ein Kondensator und ein ohmscher Widerstand bezeichnet, die die Schwingungsfrequenz bestimmen, und mit R52, C54, R53 und C55 sind RC-Glieder zur Phasenkorrektur der Operationsverstärker A51, A52 in der IC51 zur Steuerung des Gleichspannungswandlers bezeichnet. Dioden D52 und D53 dienen zur Gleichrichtung des positiven Anteils des in der KLL1 fließenden Entladungsstroms. Mit R54 und C56 sind ein ohmscher Widerstand und ein Kondensator bezeichnet, die ein Tiefpaßfilter zur Formung (Glättung) der Stromwelle in einen Gleichstrom bilden. Der Ausgang des Filters ist mit dem positiven Eingangsanschluß (+) des Operationsverstärkers A52 in der IC51 verbunden.
Dabei wird eine dem Mittelwert des positiven Zyklus des Entladestroms proportionale Spannung erzeugt und durch den Operationsverstärker A52 mit der inneren Bezugsspannung der IC51 verglichen, wobei die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A52 proportional zur Differenz beider Spannungen ist. Nach Fig. 9 wird diese Ausgangsspannung mit der dreieckförmigen Ausgangsspannung des Oszillators OSC in der IC51 durch den PDM-Komparator verglichen. Wenn dann der Entladungsstrom aus irgendeinem Grund ansteigt, verschiebt sich die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A52, d.h. die verstärkte Regelabweichung oder Fehlerspannung, von der Linie B zur Linie A. Dadurch ändert sich die Ausgangsspannung des PDM-Komparators von der Linie C zur Linie D. Dadurch wird die Einschaltdauer des PNP-Schalttransistors Q53, bei dem es sich um einen Ausgangstransistor handelt, kürzer, so daß die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers abnimmt, die Betriebsspannung des Royer-Oszillators abfällt und der Entladungsstrom der KLL1 abnimmt. Auf diese Weise wird der Entladungsstrom auf einen konstanten Wert geregelt. Die Widerstände R55 und R56 dienen zur Konstantregelung der Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers, wobei sie die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers messen, um die Spannung an der Sekundärwicklung Ns51 des Aufwärts- Transformators T51 konstant zu regeln, wenn die Lampe KLL1 nicht angeschlossen ist oder bevor die Entladung beginnt. Der Verbindungspunkt der Widerstände R55 und R56 ist mit dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A51 in der IC 51 verbunden, um, einen negativen Rückführungszweig zu bilden, so daß die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers konstant geregelt wird. Die Ausgangsspannungen der Operationsverstärker A51 und A52 werden, nach einer ODER-Funktion verknüpft, so daß die höhere der beiden Ausgangsspannungen der Operationsverstärker A51 und A52 bevorzugt in den PDM-Komparator eingegeben wird.
Es ist an sich bekannt, daß ein herkömmlicher Wechselrichter, wie er vorstehend beschrieben wurde, einen beschränkten Leistungswandlungswirkungsgrad hat, weil für den Gesamtwirkungsgrad ri der Wechselrichtereinheit gilt:
η = (Wirkungsgrad des Wandlerteils)·(Wirkungsgrad des Wechselrichterteils)
Um den Gesamtwirkungsgrad η zu verbessern, muß jeder Wirkungsgrad verbessert werden. Beispielsweise sind die Hauptgründe der Abnahme des Wirkungsgrads des Gleichspannungswandlers die Schaltverluste des Schalttransistors Q53 und der Diode D51 sowie die Kupferverluste der Drosselspule L52. Diese Verluste lassen sich jedoch nicht völlig vermeiden. Die herkömmliche Wechselrichtereinheit hat eine Vielzahl von Teilen, so daß es sehr schwierig ist, die Abmessungen der Wechselrichtereinheit und ihre Kosten zu verringern.
Durch die vorliegende Erfindung sollen die vorstehend beschriebenen herkömmlichen Probleme beseitigt werden. Ihr liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Wechselrichter anzugeben, bei dem die Anzahl der Teile, die für eine Wechselrichtereinheit verwendet wird, verringert werden kann, so daß der Wirkungsgrad verbessert werden kann und der Strom in einem weiten Bereich steuetbar ist.
Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe gelöst durch eine Quasi- Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichtereinheit zum Umformen einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mittels eines Schaltelements (Q1), die aufweist:
einen Aufwärts-Transformator (T1), dessen Primärstrom durch das Schaltelement geschaltet wird;
einen mit der Primärseite des Aufwärts-Transformators in Reihe geschalteten Reihenresonanzkreis, der die Primärwicklung (NP1) des Aufwärts-Transformators, eine mit der Primärwicklung in Reihe geschaltete Drosselspule (L1) und einen zu dem Schaltelement (Q1) parallel geschalteten Kondensator (C1) aufweist, gekennzeichnet durch:
ein erstes Steuermittel zum Schalten des Schaltelements (Q1) mit einer Frequenz, die höher als die Resonanzfrequenz des Reihenresonänzkreises ist,
ein erstes Meßmittel (R3, D3, C4) zum Messen eines auf der Sekundärseite des Aufwärts-Transformators abgegebenen Verbraucherstroms,
ein zweites Steuermittel zum Konstanthalten des Verbraucherstroms durch Änderung der Einschaltdauer des Schaltsignals für das Schaltelement (Q1), wobei das Schaltsignal das Ausgangssignal eines Operationsverstärkers (A1) und die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Meßmittels und einer Bezugsspannung ist,
ein zweites Meßmittel (NFl, D2, C6, R11, R12) zum Messen einer Spannung auf der Primärseite des Aufwärts- Transformators, das mit dem zweiten Steuermittel verbunden ist, so daß, wenn der Verbraucher nicht angeschlossen ist, die Spannung auf der Primärseite des Aufwärts- Transformators zum Operationsverstärkers negativ zurückgeführt wird, so daß die Ausgangsspannung des Aufwärts- Transformators stabilisiert wird, und
ein Umschaltmittel zum Umschalten von Betriebsarten, so daß das zweite Meßmittel betrieben wird, wenn die Sekundärseite des Transformators nicht belastet ist oder kein Verbraucherstrom fließt, und das erste Steuermittel betrieben wird, wenn der Verbraucherstrom fließt.
Der Aufwärts-Transformator kann eine Rückführwicklung aufweisen, so daß, wenn die Leuchtstofflampe nicht angeschlossen ist oder bevor die Entladung beginnt, die Spannung der Rückführwicklung negativ zum Operationsverstärker des Steuermittels zurückgeführt wird.
Da die Wechselrichtereinheit ein Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichter ist, kann sie mit nur einem Leistungsschaltelement aufgebaut werden, und im Vergleich · zu anderen Wechselrichtern, die einen Quasi-Klasse-E- Spannungs-Resonanzkreis als Hauptteil aufweisen, können eine Drosselspule und ein Kondensator entfallen, so daß ein hoher Wirkungsgrad und eine erhebliche Verringerung der Anzahl der Bauteile möglich ist.
Nachstehend wird ein Beispiel eines erfindungsgemäßen Wechselrichters anhand der beiliegenden Zeichnung beschrieben. Darin stellen dar:
Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 2 ein Schaltbild eines Quasi-Klasse-E-Betriebs,
Fig. 3 Zeitdiagramme von Wellendiagrammen, die den Quasi- Klasse-E-Betrieb veranschaulichen,
Fig. 4 Partialschaltbilder zur Veranschaulichung der Erfindung,
Fig. 5 Zeitdiagramme von Wellenformen, die den Betrieb der Erfindung veranschaulichen,
Fig. 6 ein Schaltbild, das ein Verfahren zur Einstellung der Leerlaufspannung bei vorliegender Erfindung veranschaulicht,
Fig. 7 ein Schaltbild, das das Ausführungsbeispiel des Verfahrens zur Einstellung der Leerlaufspannung bei vorliegender Erfindung veranschaulicht,
Fig. 8 ein Beispiel einer herkömmlichen Schaltung und
Fig. 9 ein Schaltbild von Wellenformen zur Veranschaulichung des PDM-Betriebs des herkömmlichen Beispiels.
Nachstehend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen ausführlicher beschrie _ben. Fig. 1 stellt ein Schaltbild einer Wechselrichtereinheit zur Stromversorgung einer kalten Leuchtstofflampe KLL1 als Verbraucher dar. Nach Fig. 1 wird erfindungsgemäß eine Schaltung mit einem Leistungs-MOSFET Q1, einer Drosselspule L1 und einem Kondensator C1 zur Erzeugung einer Spannungsresonanz als Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz- Wechselrichter betrieben. Eine durch diesen Wechselrichter erzeugte hochfrequente Wechselspannung wird durch einen Aufwärts-Transformator T1 hochtransformiert und unmittelbar der KLL1 als Betriebsspannung zugeführt. Dieser Wechselrichter ist als ein Wechselrichter bekannt, der ein Ausgangssignal in Form einer Sinuswelle erzeugen kann, da ein durch ein Leistungsschaltelement fließender Strom und eine an einen Schalter angelegte Spannung zusammen einen Teil der Sinuswelle bilden.
Die prinzipielle Wirkungsweise des Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichters wird nachstehend anhand von Fig. 2 beschrieben. Fig. 2 stellt den prinzipiellen Aufbau der Schaltung des Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz- Wechselrichters dar. In dieser Schaltung ist die Spule L31 eine Drosselspule und ihr Strom annähernd ein Gleichstrom I31. Eine Spule L32 und ein Kondensator C32 bilden einen Resonanzkreis. Durch das Ein- und Ausschalten eines Schalters S31 wird eine impulsförmige Spannung erzeugt und einem abgestimmten Schwingkreis, bestehend aus der Spule L32, dem Kondensator C32 und einem Widerstand R31, zugeführt. Es sei angenommen, daß die Ein- und Ausschaltfrequenz des Schalters S31, d.h. die Schaltfrequenz, etwas höher als die Resonanzfrequenz der Spule L32 und des Kondensators C32 ist, so daß der durch den Schwingkreis fließende Strom I32 etwa sinusförmig ist. In diesem Falle hat der Schwingkreis einen induktiven Widerstand (eine induktive Reaktanz), so daß der durch den Schwingkreis fließende Strom gegenüber der Spannung in der Phase nacheilt. Der durch eine Reihenschaltung, bestehend aus einer Diode D31, einem Kondensator C31 und dem Schalter S31, fließende Strom I33 ist ebenfalls sinusförmig, da I31 = I32 + I33, so daß I32 sinusförmig ist.
Fig. 3(a) stellt den zeitlichen Verlauf von Schwingungen bzw. Wellen des Klasse-E-Resonanz-Wechselrichters bei einem Betrieb des Schalters mit einem Tastverhältnis von 50% dar. Wenn der Schalter S31 ausgeschaltet wird, fließt der sinusförmige Strom durch den Kondensator C31, so daß der Kondensator durch den Strom I35 aufgeladen wird und die Spannung V31 von null aus sinusförmig ansteigt. Das Ausschalten des Schalters erfolgt daher bei Spännung null und nicht bei Strom null. Bei einem optimalen Verbraucherwiderstand Ropt, wie es in Fig. 3(a) dargestellt ist, nimmt die Spannung V31 am Schalter mit einer Steigung dV31/dt von nahezu null bis auf null ab, und wenn V31 = 0 und dV31/dt = 0 sind, dann wird der Schalter S31 eingeschaltet. Wenn der Verbraucherwiderstand kleiner als der optimale Widerstand Ropt ist, wie es in Fig. 3(b) gezeigt ist, dann fällt die Spannung V31 am Schalter mit steiler Steigung dv31/dt auf null ab, wobei eine antiparallel geschaltete Diode D31 durchgeschaltet wird. Die Spannung V31 am Schalter wird bei null festgehalten, während der Schalter S31 eingeschaltet ist. Dies ist ein Quasi-Klasse-E- Betrieb, so daß das Schalten bei Spannung null erfolgt und es sich um einen Spannungsresonanzschalter handelt. Bei einem Betrieb als Schaltregler kann er nicht über den gesamten Änderungsbereich des Verbrauchers und der Eingangsspannung dem Klasse-E-Betrieb folgen, so daß es ein Quasi- Klasse-E-Betrieb ist. Die Impedanz des. RLC-Schwingkreises hängt von der Schaltfrequenz ab, so daß, wenn die Ausgangsspannung ( = I32) durch eine Schaltfrequenzmodulation geregelt wird, dies den Vorteil hat, daß die Schaltfrequenz weniger geändert wird:
Nachstehend wird ein Verfahren der Ableitung der erfindungsgemäßen Schaltung aus der Grundschaltung des Quasi- Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichters beschrieben. Fig. 4(a) veranschaulicht die Grundschaltung eines Quasi- Klasse-E-Spannungsresonanz-KLL-Wechselrichters. Mit PG ist ein Impulsgenerator, der einen Leistungs-MOSFET Q1 steuert, und mit C33 ein Ballast-Kondensator bezeichnet. Fig. 4(b) veranschaulicht eine Schaltung, bei der der Ballast- Kondensator C33 nach Fig. 4(a) auf die Primärseite des Aufwärts-Transformators Tl transformiert ist. Bezeichnet man das Aufwärts-Übersetzungsverhältnis des Transformators T1 mit n, dann hat der Kondensator C34 die Kapazität C34 = n²·C33. Als nächstes wird der an der unteren Seite sowohl des Transformators T1 als auch des Kondensators C34 liegende Verbindungspunkt von der negativen Seite der eingangsseitigen Versorgungsspannung auf die positive Seite verlegt, so daß sich Fig. 4(c) ergibt. Als nächstes wird der Kondensator C33 in den Kondensator C34 einbezögen und der untere Anschluß der Drosselspule L31 von der linken Seite der Resonanzspule. L32 auf die rechte Seite gelegt, so daß sich Fig. 4(d) ergibt. Als nächstes wird die Drosselspule L31 in den Transformator T1 einbezogen, so daß sich Fig. 4(e) ergibt. Auf diese Weise wurde die erfindungsgemäße Schaltung abgeleitet.
Nach Fig. 1, die ein Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, ist ein Aufwärts-Transformator T1 mit einer Primärwicklung Np1, einer Sekundärwicklung Ns1 und einer Rückführwicklung Nf1 versehen. Mit Q1 ist ein Leistungs- MOSFET mit einem N-Kanal bezeichnet. Die Gesamtinduktivität einer Spule L1 und der mit dieser in Reihe liegenden Streuinduktivität Lg des Transformators T1 sowie die Gesamtkapazität der Kondensatoren C1 und C3 bilden einen Resonanzkreis, mit dem die KLL1 in Reihe geschaltet ist. Für die Resonanzfrequenz fR des Resonanzkreises gilt:
Die Kapazität C3 ist jedoch der auf die Primärseite transformierte geringere Wert des Ballast-Kondensators C2, so daß gilt C3 = n²·C2, wobei n das Aufwärts-Übersetzungsverhältnis des Aufwärts-Transformators T1 ist. C1 ist ein Spannungsresonanzkondensator. Wenn der Leistungs- MOSFET Q1 sich im ausgeschalteten Zustand befindet, ist der Verlauf der Spannung zwischen Drain und Source aufgrund der sich in Spannungsresonanz befindenden Drosselspule L1 und des Kondensators C1 sinusförmig. Die integrierte Schaltung IC1 bildet einen Spannungsresonanz- Schalter, der den Gatt-Kreis des Leistungs-MOSFET Q1 steuert. Die integrierte Schaltung IC1 enthält einen, spannungsgesteuerten Oszillator VCO, einen Operationsverstärker A1, eine Pulsfrequenzmodulationsschaltung PFM und einen FET-Treiber, der durch die Pulsfrequenzmodulationsschaltung PFM gesteuert wird und das Gatt des Leistungs- MOSFET Q1 steuert. Mit R4 und C7 sind ein ohmscher Widerstand und ein Kondensator zur Phasenkorrektur des in der integrierten Schaltung IC1 enthaltenen Operationsverstärkers A1 bezeichnet, wobei die integrierte Schaltung IC1 einen Spannungsresonanz-Schaltkreis bildet. Ein ohmscher Widerstand R5 und ein Kondensator C8 bilden ein RC-Glied zur Bestimmung der Schaltfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO in der integrierten Schaltung IC1. Mit R6 und R7 sind Widerstände zur Bildung einer Vorspannung in Form einer Gleichspannung für den negativen Eingangsanschluß (-) des in der integrierten Schaltung IC1 enthaltenen Operationsverstärkers A1 bezeichnet. Mit R1 ist ein Gatt-Vorwiderstand des Leistungs-MOSFET Q1 bezeichnet. Mit D1 ist eine Beschleunigungsdiode zur Freigabe einer Gatt- Speicherladung bezeichnet. Durch einen ohmschen Widerstand R3 wird der Lampenstrom gemessen, und der positive Zyklus des Lampenstroms wird durch eine Diode D3 und einen Kondensator C4 gemessen und in einen Gleichstrom umgeformt. Die Ausgangsgröße wird in den positiven Eingangsanschluß (+) des Operationsverstärkers A1 in der integrierten Schaltung IC1 über einen veränderbaren ohmschen Widerstand VR1 zur Einstellung des Lampenstroms und einen ohmschen Widerständ R8 eingegeben. Dabei wird am Mittelabgriff des veränderbaren Widerstands VR1 eine dem Mittelwert des positiven Zyklus des Entladungsstroms proportionale Spannung gebildet und durch den Operationsverstärker A1 mit einer internen Bezugsspannung der integrierten Schaltung IC1 verglichen, wobei eine der Differenz zwischen den beiden Spannungen entsprechende Ausgangsspannung gebildet wird. Diese Ausgangsspannung, die dem Eingangsanschluß des spannungsgesteuerten Oszillators VCO zugeführt wird, steuert die Resonanzfrequenz des Oszillators VCO. Wenn dabei die Entladungsspannung aus irgendeinem Grund ansteigt, steigt auch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A1 und damit auch die Schwingungsfrequenz des Oszillators VCO. Ein monostabiler Multivibrator mm wird auf eine voreilende Zeit für das Ausgangssignal des Oszillators VCO eingestellt, so daß sich das Ausgangssignal auf einem hohen Wert befindet. Ein ohmscher Widerstand R2 und ein Kondensator C5 dienen der Einstellung der Ausgangsimpulsdauer des monostabilen Multivibrators mm, wobei die Dauer durch die Zeitkonstante konstant gehalten wird.
Die Ausschaltdauer Taus nach Fig. 5(b) ist so eingestellt, daß sie dem Quasi-Klasse-E-Betrieb unter Berücksichtigung von Änderungen der Resonanzfrequenz aufgrund einer Änderung elektrischer Bauteile, z. B. der Drosselspule L1, der Primärinduktivität des Aufwärts-Transformators T1 und des Kondensators C1 für die Spannungsresonanz sowie einer Temperaturänderung genügt. Wenn dann, wie es in Fig. 5 dargestellt ist, die Resonanzfrequenz ansteigt, während die Ausschaltdauer Taus konstant gehalten wird, nimmt die Einschaltdauer des Schalters ab, so daß der der Leuchtstofflampe KLLl zugeführte Strom abnimmt und mithin der Strom weiterhin konstant geregelt wird. Wenn der Lampenstrom abnimmt, nimmt auch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A1 ab, so daß auch die Resonanzfrequenz des Oszillators VCO abnimmt und mithin die Konstantregelung des Stroms erreicht wird.
Um den Entladestrom konstant zu halten (Stromkonstantregelung), wenn sich die Eingangsspannung ändert, oder um den Entladungsstrom zu dimmen, wird eine Impulsfrequenzmodulation (PFM) angewandt, so daß der Betriebsbereich des Wechselrichters im Vergleich zu einer. Pulsdauermodulation (PDM) weiter ausgedehnt werden kann.
Um die Entladung der kalten Leuchtstofflampe KLL1 zünden zu können, muß eine Spannung in der Größenordnung von etwa 1 KV an die Leuchtstofflampe angelegt werden. Diese wird Leerlaufspannung genannt. Es wird als ein Verfahren zur Einstellung der Leerlaufspannung betrachtet, daß gemäß Fig. 6 die Spannung an der Sekundärwicklung Ns2 des Aufwärts-Transformators T1 durch Widerstände R20, R21 geteilt und durch eine Diode D20 und einen Kondensator C20 gleichgerichtet und dann dem positiven Eingangsanschluß (+) des Operationsverstärkers A1 in der integrierten Schaltung IC1 zugeführt wird, die einen Spannungsresonanz-Schaltkreis aufweist. Es gibt jedoch einige Nachteile, z. B. daß eine hohe Spannung erforderlich ist oder der Widerstandswert des Widerstands 20 zumindest oder die Instabilität des negativen Rückführungszweiges infolge einer Phasennacheilung zunimmt, die durch R20, D20 und C20 bewirkt wird. Um dieses Problem zu lösen, ist gemäß Fig. 1 eine Rückführwicklung Nf1 am Aufwärts-Transformator T1 vorgesehen, und die Spannung an der Rückführwicklung Nf1 wird durch eine Diode D2 und einen Kondensator G6 gleichgerichtet und, durch Widerstände R11, R12 geteilt und schließlich in den positiven Eingangsanschluß (+) des Operationsverstärkers. A1 in der integrierten Schaltung IC1 über einen ohmschen Rückführ-Widerstand R9 eingegeben. Es sei angenommen, daß die Windungszahl der Sekundärwicklung Ns1 und die Spannung jeweils Ns und Vs und die Windungszahl der Rückführwicklung Nf1 und die Spannung jeweils Nf und Vf sind, dann gilt für die Spannung Vs an der Sekundärwicklung Ns1 die Gleichung Vs = (Ns/Nf)Vf, so daß Vs dadurch konstant gehalten werden kann, daß Vf unabhängig von dem Betrag der Eingangsgleichspannung konstant gehalten wird. Da ferner die Spannung Vf den gleichen Betrag wie die Eingangsspannung des Operationsverstärkers A1 haben kann, braucht die Spannung nicht hoch zu sein, und es tritt keine Phasennacheilung auf.
Der Kollektor des Schalttransistors Q2 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R9, R11 und R12 verbunden. Da die Spannung am Kondensator C4 null ist, wenn die Leuchtstofflampe KLL1 nicht angeschlossen ist oder bevor die Entladung beginnt, befindet sich der Schalttransistor Q2 im ausgeschalteten Zustand. Daher wird die Spannung an der Sekundärwicklung Ns1 des Aufwärts-Transformators T1 durch die negative Rückführung konstant gehalten, die durch die Widerstände R9, R11 und R12 und den Operationsverstärker A1 gebildet wird, und zwar unabhängig von der Eingangsspannung. Die Spannung am Kondensator C4 wird auf einen höheren Betrag als 0,7 V eingestellt, während die Leuchtstofflampe KFL1 angeschlossen ist und der Entladungsstrom fließt, so daß sich der Schalttransistor Q2 im eingeschalteten Zustand befindet und der Konstantstrombetrieb mit den Widerständen R11, R12 unterbrochen wird, so daß nur die Konstantstromregelung durch den Operationsverstärker A1 zur Verfügung steht.
Als Verfahren zur Einstellung der Leerlaufspannung kann eine Ausführungsform gewählt werden, wie sie in Fig. 7 dargestellt ist. Wie Fig. 7 zeigt, kann die Spannung an der Primärwicklung Np1 des Aufwärts-Transformators T1 durch einen Kondensator C22 und einen ohmschen Widerstand R24 gemessen, durch eine Diode D21 und einen Kondensator C21 gleichgerichtet und durch Widerstände R22 und R23 geteilt werden, um dem Operationsverstärker A1 der integrierten Schaltung IC1 zugeführt zu werden.
Die erfindungsgemäße Wechselrichtereinheit enthält einen Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichter, so daß sie mit einem einzigen Leistungsschaltelement aufgebaut werden kann und einen hohen Wirkungsgrad aufweist. Da sie durch einen einzigen Wechselrichter betrieben wird, kann die Anzahl der erforderlichen Bauteile erheblich verringert werden, so daß die Gesamtabmessungen der Wechselrichtereinheit und darüber hinaus ihre Herstellungskosten verringert werden können, da jeweils eine Drosselspule und ein Kondensator im Vergleich zu der Grundschaltung eines Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichters entfallen kann.

Claims

1. Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichtereinheit zum Umsetzen einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mittels eines Schaltelements (Q1), die aufweist:

einen Aufwärts-Transformator (T1), dessen Primärstrom durch das Schaltelement geschaltet wird;

einen mit der Primärseite des Aufwärts-Transformators in Reihe geschalteten Reihenresonanzkreis, der die Primärwicklung (NP1) des Aufwärts-Transformators, eine mit der Primärwicklung in Reihe geschaltete Drosselspule (L1) und einen zu dem Schaltelement (Q1) parallel geschalteten Kondensator (C1) aufweist, gekennzeichnet durch:

ein erstes Steuermittel zum Schalten des Schaltelements (Q1) mit einer Frequenz, die höher als die Resonanzfrequenz des Reihenresonanzkreises ist,

ein erstes Meßmittel,(R3, D3, C4) zum Messen eines auf der Sekundärseite des Aufwärts-Transformators abgegebenen Verbraucherstroms,

ein zweites Steuermittel zum Konstanthalten des Ver- braucherstroms durch Änderung der Einschaltdauer des Schaltsignals für das Schaltelement (Q1), wobei das Schaltsignal das Ausgangssignal eines Operationsverstärkets (A1) und die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Meßmittels und einer Bezugsspannung ist, ein zweites Meßmittel (NF1, D2, C6, R11, R12) zum Messen einer Spannung auf der Primärseite des Aufwärts- Transformators, das mit dem zweiten Steuermittel verbunden ist, so daß, wenn der Verbraucher nicht angeschlossen ist, die Spannung auf der Primärseite des Aufwärts- Transformators zum Operationsverstärkers negativ zurückgeführt wird, so daß die Ausgangsspannung des Aufwärts- Transformators stabilisiert wird, und

ein Umschaltmittel zum Umschalten von Betriebsarten, so daß das zweite Meßmittel betrieben wird, wenn die Sekundärseite des Transformators nicht belastet ist oder kein Verbraucherstrom fließt, und das erste Steuermittel betrieben wird, wenn der Verbraucherstrom schließt.

2. Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichtereinheit zum Umsetzen einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mittels eines Schalt- elements (Q1) nach Anspruch 1, wobei das Umschaltmittel den Eingang des Operationsverstärkers abwechselnd mit dem ersten Meßmittel und dem zweiten Meßmittel verbindet.

3. Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichtereinheit zum Umsetzen einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mittels eines Schalt - elements (Q1) nach Anspruch 1, wobei das erste Steuermittel und das zweite Steuermittel den Operationsverstärker (A1), einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), einen monostabilen Multivibrator (ONE SHOT), eine Pulsfrequenzmodulations-Logikschaltung (PFM) und einen FET-Treiber aufweisen.

4. Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichtereinheit zum Umsetzen einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mittels eines Schaltelements, (Q1) nach Anspruch 1, wobei eine Rückführspule (NF1) zum Messen der Spannung auf der Primärseite des Aufwärts-Transformators (T1) in dem Aufwärts-Tränsformator vorgesehen ist.

5. Quasi-Klasse-E-Spannungsresonanz-Wechselrichtereinheit zum Umsetzen einer Gleichspannung aus einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mittels eines Schaltelements (Q1) nach Anspruch 1, wobei der Verbraucher eine kalte Leuchtstofflampe (KLL1) ist.