DE2160121A1

DE2160121A1 - Speiseschaltungsanordnung für eine Last mit variablem Widerstand

Info

Publication number: DE2160121A1
Application number: DE19712160121
Authority: DE
Inventors: Halsey P. Morris Plains NJ. Quinn (V.StA). P G05g 5-06
Original assignee: Wagner Electric Corp
Current assignee: Wagner Electric Corp
Priority date: 1970-12-30
Filing date: 1971-12-03
Publication date: 1972-07-06
Also published as: GB1326810A; CA938343A; IT944920B; FR2121178A5; US3689827A

Description

Speiseschaltungsanordnung für eine Last mit variablem Widerstand

Die Erfindung bezieht sich auf eine Speiseschaltung bzw. ein Netzanschlußgerät zum Erzeugen und Regeln sowohl einer sinusförmigen hochfrequenten Spannung als auch des Stroms, die einer Last von variablem Widerstand zugeführt werden sollen, bei welcher die erforderliche Spannung und die benötigte Stromstärke in weiten Grenzen variieren, wie es z. B. bei einer Gasentladungslampe der Fall ist. Bei einer solchen Last ergibt sich eine besondere Schwierigkeit, die darin besteht, daß man für die Last anfänglich eine sehr hohe geregelte Anlaß- oder Zündspannung benötigt, während die Last nach dem Einleiten der Gasentladung mit Hilfe des durch die Last bzw. die Lampe fließenden Stroms bei einer niedrigen Spannung mit einem konstanten Strom betrieben werden muß. Bei bekannten Speiseschaltungen ist eine Eochspannungs- Zündschaltung vorgesehen, die dann, wenn die Lampe einen Strom durchläßt, durch ein Relais abgeschaltet wird, durch das die Lampe gleichzeitig an eine Speiseschaltung angeschlossen wird, die bei einer niedrigen Spannung einen konstanten Strom liefert. Bei diesen bekannten Speiseschaltungen werden gewöhnlich Sättigungsfähige Drosseln verwendet.

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Gemäß der Erfindung wird nunmehr eine einzige Speiseschaltung vorgeschlagen, die keine sättigui^fähigen Drosseln umfaßt, sondern die nach zwei verschiedenen Verfahren betrieben werden kann, wobei die eine Betriebsweise für das Zünden der Lampe und die andere Betriebsweise für den normalen Betrieb der Lampe vorgesehen ist. Arbeitet die Speiseschaltung als Zündschaltung, wird ihre Ausgangsspannung geregelt, und wenn sie die Lampe auf normale Weise speist, wird ihr Ausgangsstrom geregelt. Hierbei ist ein Resonanzkreis vorgesehen, der nur während des Betriebs als Zündschaltung eine

^ geregelte hohe Spannung aufbaut. Damit während des normalen Betriebs bei einer niedrigeren Spannung ein konstanter starker Strom abgegeben wird, erfolgt eine Stromregelung dadurch, daß dem Eingang einer Haupt; schaltung hochfrequente Stromimpulse von konstanter Amplitude und variabler Breite zugeführt werden. Die Impulsbreite wird durch eine variable Vorspannung geregelt, die dem Ausgang der Speiseschaltung entnommen wird, sowie durch eine Reihe von Sägezahnimpulsen, die mit der Vorspannung in einer Summierungsschaltung kombiniert werden. Ein besonderes Merkmal der Erfindung besteht darin, daß eine Sägezahnwelle synchron mit dem Betrieb eines Oszillators dadurch erzeugt wird, daß ein Kondensator über einen ersten Stromleitungsweg während einer bestimmten Zeitspanne aufgeladen wird, und daß dieser Kondensator über den Oszillator während einer zweiten Zeitspanne entladen wird, die durch den Nullpunktdurchgang des Oszillators bestimmt wird.

Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten der Erfindung werden im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 schematisch eine bevorzugte Ausführungsform einer Speiseschaltung;

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Fig. 2 in graphischen Darstellungen mehrere Wellenformen, die während des Betriebs der Speiseschaltung an bestimmten Punkten erscheinen; und

Fig. 3 schematisch die Schaltung einer bevorzugten Ausführungsform eines Oszillators zum Erzeugen periodischer hochfrequenter Rechteckimpulse.

Gemäß Fig. 1 kann die dargestellte Schaltung zum Zweck des Betriebs mit Hilfe von Eingangsklemmen 002 und 004 an eine normale Stromquelle angeschlossen werden, die bei 60 Hz eine Spannung mit einem quadratischen Mittelwert von 117 V liefert. Ein an die positive Eingangsklemme 002 angeschlossene;? Scimitar 006 ermöglicht es, die Stromzufuhr zu einem Transformator 100 zu steuern, der die Glühfaden einer Lampe 200 speist, ferner die Zufuhr des Stroms zu einer Wechselspannungs- Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung 300, deren Ausgang über einen Schalter 008 und einen Widerstand 010 mit einem Impulse von variabler Breite erzeugenden Generator 500 verbunden werden kann, sowie die Stromzufuhr zu einer . Hauptschaltung 600. Die hochfrequente sinusförmige Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom werden durch eine Spannungsfühlschaltung 800 bzw. eine Stromfühl schalter 900 überwacht, deren Ausgangssignale einer Vorspannschaltung 1000 zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Vorspannschaltung 100 wird dem Impulse von variabler Breite erzeugenden Generator 500 zugeführt, um Änderungen der Breite der hochfrequenten, eine konstante Amplitude aufweisenden Impulse herbeizuführen, die das Eingangssignal für die Hauptschaltung 600 bilden.

Die Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung 300 umfaßt eine aus Dioden aufgebaute Vollweggleichrichterbrücke mit vier Dioden 302, 304-, 306 und 308, zwei Drosselspulen 3IO und 312, die vorzugsweise durch einen gemeinsamen Kern 314 induktiv gekoppelt sind, um als Tiefpaßfilter zur Wirkung zu kommen, sowie einen Kondensator 316, der im wesentlichen die gesamte auf die Wechselspannung zurück-

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zuführende Welligkeit des Gleichspannungssignals beseitigt. An dem Kondensator 316 erscheint eine Ausgangsgleichspannung von etwa 120 V, die über den Schalter 008 und den Widerstand 010 dem Hochfrequenzoszillator 400 zugeführt wird, der im folgenden anhand von Fig. 3 näher beschrieben ist.

Das Gleichspannungs-Ausgangssignal der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Urawandlungsschaltung 300 wird dem Impulse von variabler Breite erzeugenden Generator 500 über einen Strombegrenzungswiderstand 516 zugeführt, der paktisch mit einer Zenerdiode 524 in Reihe geschaltet ist und zwischen den Aus-

fc gangsklemmen der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung 300 liegt. Somit wird dem Impulse von variabler Breite erzeugenden Generator 500 eine konstante Gleichspannung von etwa 5 V zugeführt; dieser Generator umfaßt eine Ladeschaltung mit einem Widerstand 502 und einem Kondensator 520, deren gemeinsamer Knotenpunkt über einen Widerstand 504 mit der Basis eines Transistors 526 verbunden ist. Ein für den Kondensator 520 vorgesehener Entladungskreis umfaßt eine Diode 522 und einen Widerstand 506, die in Reihe geschaltet sind und zwischen dem erwähnten Knotenpunkt und der Ausgangsklemme des Hochfrequenzoszillators 400 liegen. Während Jedes der positiven hochfrequenten Rechteckimpulse, die der Oszillator 400 als Ausgangssig-

w nale erzeugt, wird der Entladungsweg praktisch blockiert, da die Kathode der Diode 522 positiv ist. Während jedes Impulses fließt daher ein Ladestrom über die Witerstände 516 und 502 zu dem Kondensator 520. Zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen entlädt sich der Kondensator 520 über die Diode 522, den Widerstand 5O6 und den Hochfrequenzoszillator 400. Infolgedessen erscheinen Sägezahnimpulse, deren Frequenz gleich der Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators 400 ist, an dem Knotenpunkt zwischen dem Widerstand 502 und dem Kondensator 520, und diese Impulse werden über den Widerstand 504 der Basis des Transistors 526 zugeführt. Diese Sägeζahnimpulse werden zusammen mit der variablen negativen

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Vorspannung, die der Vorspannungsschaltung 1000 entnommen und der Basis des Transistors 526 zugeführt wird, durch einen zweistufigen Gleichstromverstärker verstärkt, der "sich aus dem Transistor 526, einem Widerstand 508, einem Transistor 528 und einem Widerstand 512 zusammensetzt, Die mit der variablen Vorspannung kombinierten und gemeinsam verstärkten Sägezahnimpulse bilden ein Eingangssignal für ein NAND-Gatter 532, und die positiven hochfrequenten Rechteckimpulse, die dem Oszillator 400 entnommen werden, bilden das zweite Eingangssignal des EAND-Gatters 532. Nur wenn diese beiden positiven Eingangssignale über der Schwellspannung des ßand-Gatters 532 liegen, wird ein negatives Ausgangssignal erzeugt. Das das Intervall, während dessen das erste Eingangssignal über dieser Schwellspannung liegt, entsprechend der variablen Gleichspannungskomponente des ersten Eingangssignals variiert, müssen auch die Ausgangsimpulse des NAND-Gatters 532 dann entsprechend variieren. Die das Ausgangssignal des NAlüD-Gatters 532 bildenden negativen Impulse von variabler Breite und konstanter Amplitude werden über einen Kondensator 518 der Basis eines normalerweise leitfähigen Verstärkertransistors 530 zugeführt, der somit durch jeden Impuls nichtleitend gemacht wird, so daß er der unteren Klemme einer Wicklung 614 der Hauptschaltung 600 positive Eingangsspannungsimpulse von variabler Breite zuführt.

Die Primärwid&ung 614 des Transformators 610 ist mit einem Widerstand 604 zwischen der positiven Klemme der Wech-..,elspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung 300 und dem Kollektor des Transistors 530 in Reihe geschaltet. Jedesmal, wenn der unteren Klemme der Primärwicklung 614 ein positiver Spannungsimpuls von variabler Breite zugeführt wird, wird der durch diese Wicklung fließende Strom unterbrochen, so daß in der Sekundärwicklung 612 ein Impuls von entsprechender Breite induziert wird, der der Basis-Emitter-' Übergangsstelle eines Leistungstransistors 608 zugeführt wird. Infolgedessen wird der Transistor 608 während variä&er

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Zeitspannen leitfähig gemacht, die der Breite jedes Eingangsimpulses entsprechen, welche in der beschriebenen Weise in der Sekundärwicklung 612 des Transformators 610 erzeugt werden. Während dieser Leitfähigkeitszeitspannen des Transistors 608 fließt der Strom von der positiven Klemme der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung 300 aus über einen Eingangswicklungsabschnitt 618 eines Spartransformators 616 und den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 608 zur Erde. Somit werden in der Ausgangswicklung 618 und 620 des Spartransformators 616 hochfrequente Leistungsimpulse erzeugt. Diese periodischen Leistungs-) impulse, deren Frequenz der Arbeitsfrequenz des Hochfrequenzoszillators 400 entspricht, werden einem Resonanzkreis 700 zugeführt.

Der Resonanzkreis 700 umfaßt einen ersten Kondensator 702, der die Ausgangsklemmen des Spartransformators 616 überbrückt, einen'zweiten Kondensator 704·, dessen Größe etwa einem Drittel der Größe des ersten Kondensators 702 entspricht, sowie eine Induktivität 706» die zwischen den unteren Klemmen der Kondensatoren 702 und 704- angeschlossen ist, deren obere Klemmen beide mit der positiven Ausgangsklemme der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung JOO sowie mit dem Glühfaden 204 der Lampe 200 " über eine Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 104 des Transformators 100 verbunden sind. Ferner ist die untere Seite des Kondensators 704 über eine Primärwicklung 916 eines Transformators 914 sowie über eine Mittelanzapfung einer zweiten Sekundärwicklung 106 des Transformators 100 mit dem anderen Glühfaden 202 der Lampe verbunden. Die an den Ausgangsklemmen des Spartransformators 616 erscheinenden hochfrequenten Leistungsimpulse werden dem einen Teil einer Reihenschaltung bildenden Resonanzkreis 700 zugeführt und bewirken, daß der Resonanzkreis mit der zweiten harmonischen der Frequenz der Leistungsimpulse schwingt, wenn der Widerstand der Lampe 200 hoch ist, d. h., wenn sich die Lampe im

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ausgeschalteten Zustand befindet. Infolgedessen wird die an dem kleineren Kondensator 704 erscheinende Spannung sehr hoch, so daß die Lampe 200 gezündet wird. Die auf diese Weise an dem relativ hohen Widerstand des Kondensators 704 erzeugte Spannung hat die Frequenz der zweiten Harmonischen der hochfrequenten Leisbungsimpulse, die dem Resonanzkreis 700 zugeführt werden, d. h..diese Frequenz beträgt 56 kHz. Wenn sich der der Lampe 200 nach dem Einleiten einer Gasentladung in der Lampe verringert, wird der Kondensator paktisch durch einen Nebenschluß überbrückt, und der Resonanzkreis, der jetzt die einen niedrigen Widerstand aufweisende Last umfaßt, arbeitet im Resonanzaustand mit der Grundfi--qtic-n^ ler der Resonanzschaltung 700 zugeführten Leistungsimpule, d. h., einer Frequenz von 28 kHz. Die Induktivität 706 dient ferner dazu, unerwünschte Schwankungen von der Last fernzuhalten. Die Streuinduktivität des Spartransformators 616 führt zu der erforderlichen Verlangsamung der Zufuhr des Ladestroms zu dem Kondensator 702, und hierdurch wird der Spartransformator 616 belastet, um den Leistungstransistor 608 gegen starke induktive Stoßwirkungen zu schützen. Durch zweckmäßige Wahl der Kennlinie des Spartransformators 616 ist es möglich, die Vernichtung von Energie in dem Transistor 608 auf ein Minimum zu verringern. ·

Die Spannung, die an die Last von dem Resonanzkreis 700 aus über die Mittelanzapfungen an die Sekundärwicklungen 104 und 106 des Transformators 100 angelegt wird, wird durch die Spannungsfühlschaltung 800 überwacht, die an die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 106 angeschlossen ist. Mit dieser Mttelanzapfung ist ein Kondensator 804 verbunden, der an die Verbindungsstelle zwischen zwei in Reihe geschalteten Dioden 808 und 810 angeschlossen ist, welche durch einen Kondensator 806 und einen damit parallelgeschalteten Widerstand 802 überbrückt sind; das Ausgangssignal wird dem Widerstand 802 über einen verstellbaren Kontakt entnommen, der über eine Isolierdiode 812 an die Vorspannschaltung 1000

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angeschlossen ist. Die Diode 812 verhindert, daß das Ausgangsstromsignal der Stromfühlschaltung 900 zugeführt wird.

Die »Dtromfühlschaltung 900 ist ähnlich aufgebaut, doch umfaßt sie einen Transformator 914- sowie einen festen Widerstand 902 und einen variablen Widerstand 904; diese Widerstände sind in .Reihe geschaltet und überbrücken die Sekundärwicklung 918; die Primärwicklung 916 ist mit der Induktivität 706 des Resonanzkreises 700 und der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 106 des Transformators 100 in Reihe geschaltet. Ein Kondensator 906.ist einerseits an den Knoten- * punkt zwischen der Sekundärwicklung 918 und dem Widerstand 902 angeschlossen, und andererseits mit dem Knotenpunkt zwischen zwei in Reihe geschalteten Dioden 910 und 912 verbun-= den; diese Dioden sind durch einen Kondensator 908 überbrückt. Das Ausgangssignal der Schaltung 900 wird dem Knotenpunkt zwischen dem Kondensator 908 und der Anode der Diode 912 entnommen und der Vorspannschaltung 1000 über die gleiche Leitung zugeführt wie das Ausgangssignal der Stromfühlschaltung 800.

Die Vorspannschaltung 1000 umfaßt Widerstände 1002 und 1004, die zwischen der Basis des Transistors 526 und den Ausgängen der Spannungsfühlßchaltung 800 und der Stromfühl- h schaltung 900 in. Reihe geschaltet sind, sowie einen Widerstand 1006, der mit der Hochspannungsklemme der zur Spannungsregelung dienenden Zenerdiode 524 und dem Knotenpunkt zwischen den Widerständen 1002 und 1004 verbunden ist. Diese drei in Beziehung zueinander stehenden Schaltungen 800, 900 und 1000 bilden eine Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang der Speiseschaltung und der ersten Stufe des zweistufigen Gleichstromverstärkers, des Impulse von variabler Breite erzeugenden Generators 500. Bei der Spannungsfühlschaltung 800 wird die an die Glühfaden 202 und 204 der Lampe 200 angelegte hochfrequente Wechselspannung durch die Dioden 808 und 810 gleichgerichtet und durch den Kondensator 806 gefiltert. Die

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an dem Kondensator 806 erscheinende Spannung wird an den Widerstand 802 angelegt, von dem ein negatives Signal durch -einen Kontakt abgegriffen und über die Isoliardiode 812 der Vorspannschaltung 1000 zugeführt wird. Dieses Signal wird durch den Widerstand 1004 zu der stetigen positiven Vorspannung addiert, die an den Widerständen 1006 und 1002 der Vorspannschaltung erzeugt wird. Wenn die Spannung an der Lampe 200 zu hoch ist, verändert die negative Gleichspannung, welche durch die Spannungsfühlschaltung 800 augeführt wird, die Vorspannung an der Basis des Transistors 526 dadurch, daß sie diese Spannung weniger stark positiv macht. Infolgedessen wird die Gleichspannungskomponente des Signals, das als erstes Eingangssignal dem NAND-Gatter 532 zugeführt wird, verkleinert, um eine Verringerung der Breite der Ausgangsimpulse des Generators 500 zu bewirken. Wenn dagegen die an der Lampe 200 liegende Spannung zu niedrig ist, wird die Vorspannung an der Basis des Transistors 528 im entgegengesetzten Sinne geändert, wodurch die Impulsbreite vergrößert wird.

Die Stromfühlschaltung 900 erfüllt eine ähnliche Aufgabe dadurch, daß sie eine Spannung erzeugt, die an den beiden in Reihe geschalteten Widerständen 902 und 904 erscheint, welche die Sekundärwicklung 918 des Transformators 914 überbrücken, und daß sie diese Spannung über den Kondensator 906 den Gleichrichterdioden 910 und 912 zuführt, die bewirken, daß der Kondensator 908 gegen Erde negativ geladen wird. Änderungen des Pegels dieser negativen Ladung verursachen entsprechende Änderungen der resultierenden Vorspannung an der Basis des Transistors 526 und entsprechende Änderungen der Breite der Ausgangsimpulse des Generators 500, wobei sich dieser Vorgang ebenfalls in der beschriebenen Weise «.bvpielt.

Fig, 2a zeigt die am Ausgang des Oszillators 400 erscheinenden Hechteckimpulee· Fig. 2b zeigt die Sägezahnimpulse, die an der Basis dee Transistors 526 erscheinen, wobei die gestrichelte Linie die resultierende negative Span*

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nung darstellt, die der Vorspannschaltung 100 durch die Spannungsfühlschaltung 800 bzw. die Stromfühlschaltung«900 zugeführt wird. Gemäß E¹Ig. 2c wird die Breite der Ausgangsimpulse des zweistufigen Gleichstromverstärkers, die am Kollektor des Transistors 528 erscheinen, dadurch verringert, daß die Vorspannung in zunehmendem Maße negativ wird. Im Gegensatz hierzu zeigt Fig. 2d die Spannung, die an der Basis des Transistors 526. der ersten Stufe erscheint, wenn die durch die Spannungsfühlschaltung und die Stromfühlschaltung erzeugte negative Spannung relativ niedrig ist, so daß am Kollektor des Transistors 528 die in Fig. 2e dargestellten Impulse von größerer Breite erscheinen. Fig. 2f zeigt die Wellenform der Vaspannung, die während des Betriebs der Schaltung an der Basis des Transistors 530 erscheint. Solange kein Ausgangssignal des NAND-Gatters 532 vorhanden ist, steht die Basis dieses Transistors unter einer geringen positiven Spannung. Sobald das NAND-Gatter 532 einen negativen Impuls abgibt, da seinem ersten und seinem zweiten Gatter gleichzeitig über dem Schwellwert liegende Eingangssignale zugeführt werden, wird dieser negative Impuls über den Kondensator 518 der Basis des Transistors 530 zugeführt, um sie negativ zu machen, so daß die Zufuhr von Strom von der positiven Klemme der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umwandlungsschaltung 300 über den Widerstand 604, die Primärwicklung 614 des Transformators 610, den damit pcallelgeschalteten Widerstand 602 und den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 530 unterbrochen wird. Somit erscheint an der Sekundärwicklung 612 des Transformators 610 ein Impuls, dessen Länge der Dauer der Nichtleitfähigkeit des Transistors 530 entspricht. Der Leistungstransistor 608 wird während einer Zeitspanne von ähnlicher Länge leitfähig und bewirkt, daß ein Stromimpuls von gleicher Dauer in dem Eingangswicklungsabschnitt 618 des Spartransformators 616 erzeugt wird. Gemäß Fig. 2g wird der Kollektor des Transistors 530, der sich normalerweise praktisch auf dem Erdpotoential befindet, wenn dieser Transistr

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leitfähig ist, positiv, und zwar während Zeitspannen, die direkt der Dauer der negativen Impulse entsprechen, welche die NAND-Schaltung 552 der Basis des Transistors 550 zuführt.

Fig. 5 zeigt schematisch die Schaltung des in I'ig. 1 nur als Diagrammblock dargestellten Oszillators 400. Zwar könnte die Aufgabe dieses Oszillators durch jeden Oszillator erfüllt werden, der hochfrequente Reckteckimpulse erzeugt, und über seine Ausgangsklemme einen Strompfad von geringem Widerstand zur Erde freigibt, sobald sich zwischen den Impulsen der Wert Null ergibt, doch wird die Schaltung nach I'ig. 5 wegen ihrer Zweckmäßigkeit und Wirtschaftlichkeit bevorzugt verwendet. Diese Oszillatorschaltung umfaßt im wesentlichen einen der ersten Stufe zugeordneten Transistorschalter, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Transistorschalters der zweiten Stufe verbunden ist, wobei eine Resonanzreihenschaltung den Eingang des Schalters der ersten Stufe mit dem Ausgang des Schalters der zweiten Stufe verbindet. Der Ausgang des Schalters der ersten Stufe ist mit dem Eingang dieses Schalters durch eine Rückkopplungsschleife verbunden, die einen Widerstand 419 enthält, um zu bewirken, daß die Oszillatorschaltung in höherem Maße linear arbeitet, und um das Erzeugen von Schwingungen zu ermöglichen.

Bei der in Fig. 1 und 5 dargestellten bevorzugten Ausführungsform der Speiseschaltung haben die verschiedenen Schaltungselemente die nachstehend aufgeführten elektrischen Werte:

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Widerstände

010	-15 Kiloohm	IC)	TC
012	- 470 Ohm	IC)	TP
404 406	- (ic) -ic	IC)	TC
408	-(IC)	IC)	TC
410	- (ic)	- 1 Kiloohm	TP
412	- (ic)	-10 Kiloohm
414		- 100 0hm
416	—	- 10 Kiloohm
418	_	- 10 Kiloohm
420		- 4,7 Kiloohm
502	- 2 Kiloohm	ic)
504	-1,5 Kiloohm	IC)
506	- 2 Kiloohm	IC)
508	- 20 Kiloohm	- 2N5183
512	- 33 0hm	- 2N5183
5H	- 100 0hm	- OTS411
516	- 10 Kiloohm	- MJE34O
602	- 10 Kiloohm	NAUD-Gatter
604	- 10 Kiloohm
802	Transistoren
902	430
904	432
1002	434
1004	436
1006	438
440
442
444
526
528
530
608

532 - mit Oszillator 400 vereinigt; SN7400N

—	2160121	Kondensatoren	Mikrofarad	Induktivitäten
316 - 200	Picofarad
422 - 8,2	Mikrofarad
518 - 0,068	ti
520 - 0,068	Il
606 - 0,068	ti
702 - 0,1	Il
704 - 0,033	Il
804 - 0,001	■ ti
806 - 0,001	U
906 - 0,068	It
908 - 1,0

310 - 0,05 Henry 312 - 0,05 " 424 - 4,3 Millihenry 706 - 0,36 Millihenry

Dioden

302 304 306 -

Varo-Teil-Nr. VS

IC) IC)

1N5221 1N5O59 1N5O59 1N914 1N914 1N9H

Transformatoren

100 - Primärwicklung 102: 1145 Windungen; Sekundärwicklungen 104 und 106: Windungen.

610 - Primärwicklung 614:

Windungen; Sekundärwick-ir lung 610: 150 Windungen.

616 - Wicklungsteil 618:

Windungen; Wicklungsteil 620: 14 Windungen.

914 - Primärwicklung 616:

Windungen; Sekundärwicklung 918: 150 Windungen.

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Alle in den Unterlagen enthaltenen Angaben und Merkmale, insbesondere die räumliche Ausgestaltung des Anmeldungsgegenstandes, werden, soweit sie einzeln oder in Kombination gegenüber dem Stand der Technik neu sind, als erfindungswesentlich beansprucht.

-Ansprüche-

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Claims

ANSPRÜCHE

(Ij Strom- und spannungsgeregelte Speiseschaltungsanordnung für eine Last mit variablem Widerstand, mit einer ersten Schaltung zum Umwandeln von Wechselstromenergie in Gleichstromenergie, dadurch gekennzeichn e t, daß zweite Schaltungen (400,500) vorgesehen sind, die in Abhängigkeit von der Höhe des ihr zugeführten Vorspannungssignals hochfrequente Impulse von variabler Breite und im wesentlichen konstanter Amplitude erzeugen, und dritte Schaltungen (600,700), die mit der Last mit dem variablen Widerstand verbunden sind und in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Schaltungen arbeiten und hochfrequente Ausgangsenergie bei hoher Spannung erzeugen, wenn der Widerstand der Last hoch ist, und hochfrequente Ausgangsenergie bei niedriger Spannung erzeugen, wenn der Widerstand der Last niedrig ist, und daß vierte Schaltungen (800,900,1000) vorgesehen sind, die das variable VorSpannungssignal für die zweiten Schaltungen (400, 500) in Abhängigkeit von Abweichungen der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms von ihren vorbestimmten Sollwerten erzeugen, um die Breite der Ausgangsimpulse der zweiten Schaltungen zu variieren.
2. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung eine Diodenbrückenschaltung (302, J5O6,304^308) mit ersten und zweiten Eingangs- und Ausgangsklemmen umfaßt, ferner eine erste und eine zweite Induktivität (310, 312), von denen jede eine erste und eine zweite Klemme besitzt, wobei die erste Klemme der ersten Induktivität an die erste Ausgangsklemme der Diodenbrückenschaltung angeschlossen ist, während die erste Klemme der zweiten Induktivität in der zweiten Ausgangsklemme der Diodenbrückenschaltung verbunden ist, sowie einen zwischen den zweiten Klemmen der ersten und der zweiten

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Induktivität angeschlossenen Filterkondensator ($16).
3. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die erste und die zweite Induktivität (310, 312) durch einen gemeinsamen Magnetkern (314·) induktiv gekoppelt sind.
4-. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltungen einen Hochfrequenzoszillator (400) zum Erzeugen hochfrequenter Rechteckimpulse umfassen, ferner einen synchron mit dem Hochfrequenzoszillator arbeitenden Sägezahnimpulsgenerator (502, 520, 522, 506), eine an den Sägezahnimpulsgenerator angeschlossene erste Verstärkung^schaltung (526, 508, 528, 512) zum Verstärken des Ausgangssignals des Sägezahnimpulsgenerators und des variablen Vorspannungssignals, eine auf einen Schwellwert ansprechende Schaltung (532) mit einem an den Ausgang der ersten Verstärkungsschaltung angeschlossenen ersten Eingang und einem mit dem Ausgang des Hochfrequenzoszillators verbundenen zweiten Eingang, die Ausgangsimpulse von konstanter Amplitude und variabler Breite entsprechend der Länge der Zeitspanne, erzeugt, während welcher beide Eingangsimpulse ihren Schwellwert überschreiten, sowie eine zweite Verstärkungsschaltung (530, 516, 518) zum Erzeugen von Ausgangsimpulsen von vorbestimmter Polarität, konstanter Amplitude und variabler Breite entsprechend der Breite der Ausgangsimpuls9 der auf die Schwellwerte ansprechenden Schaltung.
5. Spei se schaltungsanordnung nach Anspruch 4·, «dadurch gekennzeichn et, daß die zweiten Schaltungen zusätzlich eine Spannungsregeleinrichtung (516» 524·) umfassen.
6. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Hochfrequenzoszillator (4-00) eine erste Stufe mit einem Transistorschalter (4-16,

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418, 420,428, 438, 440, 442, 444) und einer Rückkopplungsschleife (419) umfaßt, ferner eine zweite Stufe mit einem . Transistorschalter (404, 406, 408, 410, 412, 426, 430, 432, 434, 436) sowie eine als Reihenschaltung ausgebildete Resonanzschaltung (422, 424), die den Eingang des Transistorschalters der ersten Stufe mit dem Ausgang des Transistorschalters der zweiten Stufe verbindet.
7. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichn et , daß der Hochfrequenzoszillator (400) bewirkt, daß ein Entladungsstrompfad für den Sägezahnimpulsgenerator über den zweiten Transistorschalter während der Perioden zwischen benachbarten hochfrequenten Rechteckimpulsen schließt.
8. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzei chn et , daß die auf Schwellwerte ansprechende Schaltung ein hAND-Gatter (532) umfaßt.
9. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 5j dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahnimpulsgenerator einen Kondensator (520) und einen mit ihm in Reihe geschalteten, an die Spannungsregeleinrichtung angeschlossenen Ladewiderstand (502, 516) umfaßt, sowie eine "Diode (522) und einen Entladungswiderstand (506), die eine Reihenschaltung zwischen dem Knotenpunkt zwischen dem Kondensator und dem Ladewiderstand einerseits und der Ausgangsklemme (446) des Hochfrequenzoszillators (400) bilden.
10. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten Schaltungen einen Transformator (610) mit einer Primärwicklung (614) und einer Sekundärwicklung (612) umfassen, dessen Primärwicklung mit der ersten Schaltung und den zweiten Schaltungen in Reihe geschaltet ist, ferner einen Spartransformator (616) mit einer ersten, einer zweiten und einer dritten Klemmen, einen Leistungstransistor (608), der mit seiner

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Basis und seinem Emitter die Sekundärwicklung des Transformators überbrückt, und dessen Kollektor über die zweite und die erste Klemme des Spartransformators mit der ersten Schaltung verbunden ist, sowie einen Resonanzkreis (700), der zwischen der ersten und der dritten Klemme des Spartran sformatοrs angeschlossen ist und eine hohe Spannung dadurch erzeugt, daß er im Resonanzzustand mit einer ersten hohen Frequenz in Abhängigkeit von dem ihm über den Spartransformator zugeführten Eingangsleistungsimpulsen arbeitet, wenn der Widerstand der Last hoch ist, und der im Resonanzzustand mit einer zweiten hohen Frequenz in Abhängigkeit von ihm über den Spartransformator zugeführten Eingangsleistungsimpulsen arbeitet, wenn der Widerstand der Last klein ist.
11. Speiseschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die vierten Schaltungen eine Spannungsfühlschaltung (800) umfassen, die eine von einem vorbestimmten Normalwert abweichende Ausgangsspannung in Abhängigkeit von Abweichungen der Ausgangsspannung der Speiseschaltungsanordnung von einem vorbestimmten Wert erzeugt, ferner eine Stromfühlschaltung (900), die einen von einem vorbestimmten Normalwert abweichenden Ausgangsstrom in Abhängigkeit von Abweichungen des Ausgangsstroms der Speiseschaltungsanordnung von einem vorbestimmten Wert erzeugt, sowie eine Vcnspannungsschaltung. (1000), die an die Spannungsfühlschaltung und die Stromfühlschaltung angeschlossen ist und in Abhängigkeit von der ihr zugeführten Ausgangsspannung und dem ihr zugeführten Ausgangsstrom arbeitet, um den zweiten Schaltungen das erwähnte variable Vorspannungssignal zuzuführen.

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