DE60213071T2

DE60213071T2 - Schnurloses terminal

Info

Publication number: DE60213071T2
Application number: DE60213071T
Authority: DE
Inventors: R. Kevin BOYLE; J. Peter MASSEY
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2001-02-13
Filing date: 2002-01-11
Publication date: 2007-02-22
Anticipated expiration: 2022-01-12
Also published as: WO2002065582A1; US20020146988A1; US7522936B2; CN100456560C; EP1364428B1; DE60213071D1; CN1457534A; EP1364428A1; KR20020087139A; GB0103456D0; JP4173005B2; KR100861865B1; ATE333152T1; JP2004519158A

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein schnurloses Terminal, zum Beispiel ein Mobiltelefon.
STAND DER TECHNIK
Schnurlose Telefone wie z.B. Mobiltelefone umfassen typischerweise entweder eine externe Antenne, wie z.B. eine Normal-Mode-Helix- oder Meander-Line-Antenne, oder eine interne Antenne wie z.B. eine Planar-Inverted-F-Antenne (PIFA) oder ähnliches.
Solche Antennen sind klein (relativ zu einer Wellenlänge) und daher wegen der grundsätzlichen Einschränkungen von kleinen Antennen schmalbändig. Die zellulären Funkkommunikationssysteme weisen aber typischerweise eine Teilbandbreite von 10% oder mehr auf. Um solch eine Bandbreite zum Beispiel von einer PIFA zu erhalten, ist ein erhebliches Volumen erforderlich, da eine direkte Beziehung zwischen der Bandbreite einer Patchantenne und ihrem Volumen besteht, ein derartiges Volumen aber bei den aktuellen Trends zu kleinen Telefonen nicht leicht zur Verfügung steht. Wegen der oben genannten Einschränkungen ist es daher nicht machbar, in gegenwärtigen schnurlosen Terminals eine effiziente Breitbandstrahlung von kleinen Antennen zu erhalten.
Ein weiteres Problem bei bekannten Antennenanordnungen für schnurlose Terminals ist, dass sie allgemein unsymmetrisch sind und deshalb stark mit dem Terminalgehäuse koppeln. Als Ergebnis wird eine signifikante Strahlungsmenge vom Gehäuse selbst abgestrahlt, statt von der Antenne. Ein schnurloses Terminal, in dem ein Antennenerreger direkt mit dem Terminalgehäuse gekoppelt ist, wodurch diese Situation genutzt wird, wird in unserer mitanhängigen unveröffentlichten Internationalen Patentanmeldung PCT/EPO1/088550 (Referenz des Anmelders: PGHB010056) offenbart. Wenn es über eine geeignete Anpassungsschaltung erregt wird, wirkt das Terminalgehäuse als ein effizienter Breitbandstrahler.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines kompakten schnurlosen Terminals, das effiziente Strahlungseigenschaften aufweist, ohne eine Anpassungsschaltung zu erfordern.
Erfindungsgemäß wird ein schnurloses Terminal bereitgestellt, umfassend einen Erdleiter und einen Sender-Empfänger, der mit einem Antennenerreger gekoppelt ist, wobei der Antennenerreger direkt mit dem Erdleiter gekoppelt ist, über einen Kondensator, der durch eine leitende Platte und einen Abschnitt des Erdleiter geformt wird, und wobei im Erdleiter ein Anpassungsschlitz vorgesehen ist, der partiell unter der leitenden Platte angeordnet ist.
Die Anordnung eines Schlitzes unterhalb der leitenden Platte erfüllt die Funktion einer konventionellen Anpassungsschaltung, wodurch die Implementierung eines schnurlosen Terminals vereinfacht wird. Es kann mehr als ein Schlitz vorgesehen werden, und ein Schlitz kann den räumlichen oder sonstigen Anforderungen entsprechend gefaltet sein.
Die vorliegende Erfindung ist auf jedes schnurlose Kommunikationssystem anwendbar, wo die Verwendung einer großen Antenne ungeeignet ist. Da der Kopplungskondensator klein ist, ist er für ein HF-IC oder Modul ideal geeignet, wobei der Kopplungskondensator dann Bestandteil des Moduls wäre. Sie ist besonders sinnvoll in schnurlosen Systemen, die einen Mehrband- oder Breitbandbetrieb aufweisen.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, die im Stand der Technik nicht vorhanden ist, dass die Impedanzen einer Antenne und eines schnurlosen Telefons mit denen eines asymmetrischen Dipols vergleichbar sein, die trennbar sind, und auf der weiteren Erkenntnis, dass die Antennenimpedanz durch ein nicht strahlendes Kopplungselement ersetzt werden kann.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun beispielhaft Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, wobei:
1 ein Modell einer asymmetrischen Dipolantenne zeigt, das die Kombination einer Antenne und eines schnurlosen Terminals darstellt;
2 ein Graph ist, der die Trennbarkeit der Komponenten der Impedanz eines asymmetrischen Dipols veranschaulicht;
3 eine Ersatzschaltung der Kombination eines Telefons und einer Antenne ist;
4 eine Ersatzschaltung eines kapazitiv rückgekoppelten Telefons ist;
5 eine perspektivische Ansicht eines grundlegenden kapazitiv rückgekoppelten Telefons ist;
6 ein Graph der simulierten Reflexionsdämpfung S₁₁, in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für das Telefon von 5 ist;
7 ein Smith-Diagramm ist, das die simulierte Impedanz des Telefons von 5 über den Frequenzbereich von 1000 bis 2800 MHz hinweg zeigt;
8 ein Graph ist, der den simulierten Widerstand des Telefons von 5 zeigt;
9 eine Draufsicht eines einschlitzigen, eigenresonanten, kapazitiv rückgekoppelten Telefons ist;
10 ein Graph der simulierten Reflexionsdämpfung S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für das Telefon von 9 ist;
11 ein Smith-Diagramm ist, das die simulierte Impedanz des Telefons von 9 über den Frequenzbereich von 800 bis 3000 MHz hinweg zeigt;
12 eine Draufsicht eines doppelschlitzigen, eigenresonanten, kapazitiv rückgekoppelten Telefons ist;
13 ein Graph der simulierten Reflexionsdämpfung S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für das Telefon von 12 ist;
14 ein Smith-Diagramm ist, das die simulierte Impedanz des Telefons von 12 über den Frequenzbereich von 800 bis 3000 MHz hinweg zeigt;
15 ein Graph der simulierten Reflexionsdämpfung S₁₁ in dB gegenüber der Frequenz f in MHz für das Telefon von 12 ist, das über eine Anpassungsschaltung erregt wird; und
16 ein Smith-Diagramm ist, das die simulierte Impedanz des über eine Anpassungsschaltung erregten Telefons von 12 über den Frequenzbereich von 800 bis 3000 MHz zeigt.
In den Zeichnungen wurden gleiche Bezugszeichen benutzt, um gleiche Merkmale anzugeben.
ARTEN DER AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
1 zeigt ein Modell der Impedanz in einem schnurlosen Telefon an seinem Antennenerregerpunkt, von einem Sender-Empfänger im Sendemodus aus gesehen. Die Impedanz ist als ein asymmetrischer Dipol modelliert, wo der erste Arm 102 die Impedanz der Antenne und der zweite Arm 104 die Impedanz des Telefons darstellt, wobei beide Arme von einer Quelle 106 betrieben werden. Wie im Diagramm gezeigt, entspricht die Impedanz solch einer Anordnung im wesentlichen der Summe der Impedanz jedes Arms 102, 104, die separat gegen eine virtuelle Masse 108 betrieben werden. Das Modell kann ebenso gut auf den Empfang angewandt werden, indem die Quelle 106 durch eine Impedanz ersetzt wird, die für die des Sender-Empfängers steht, obwohl dies eher schwieriger zu simulieren ist.
Die Gültigkeit dieses Modells wurde mit Hilfe des wohlbekannten NEC (Numeric Electromagnetics Code) durch Simulationen geprüft, wobei der erste Arm 102 eine Länge von 40 mm und einen Durchmesser von 1 mm aufwies und der zweite Arm 104 eine Länge von 80 mm und einen Durchmesser von 1 mm aufwies. 2 zeigt die Ergebnisse für die realen und gedachten Anteile der Impedanz (R + jX) der kombinierten Anordnung (Ref R und Ref X) zusammen mit den Ergebnissen, durch separate Simulation der Impedanzen und Summieren des Ergebnisses erhalten wurden. Es ist zu ersehen, dass die Simulationen ziemlich übereinstimmen. Die einzige signifikante Abweichung liegt in der Region der Halbwellenresonanz, wo die Impedanz schwer genau zu simulieren ist.
Eine Ersatzschaltung für die Kombination aus einer Antenne und einem Telefon, vom Antennenerregerpunkt aus gesehen, wird in 3 gezeigt. R₁ und jX₁ stehen für die Impedanz der Antenne, während R₂ und jX₂ für die Impedanz des Telefons stehen. Dieser Ersatzschaltung ist zu entnehmen, dass das Verhältnis der Leistung, die von der Antenne, P₁, und dem Telefon, P₂ abgestrahlt wird, gegeben wird durch
Wenn die Größe der Antenne reduziert wird, nimmt auch der Strahlungswiderstand R₁ ab. Wenn die Antenne unendlich klein wird, wird auch ihr Strahlungswiderstand R₁ auf null abfallen, und die gesamte Strahlung wird vom Telefon kommen. Diese Situation kann ausgenutzt werden, wenn die Telefonimpedanz für die Quelle 106, die sie betreibt, geeignet ist, und wenn die kapazitive Reaktanz der unendlich kleinen Antenne minimiert werden kann, indem die kapazitive Rückkopplung zum Telefon erhöht wird.
Mit diesen Modifikationen wird die Ersatzschaltung zu der in 4 gezeigten modifiziert. Die Antenne ist folglich durch einen physikalisch sehr kleinen Rückkopplungskondensator ersetzt worden, der ausgelegt ist, um eine sehr große Kapazität bei minimaler Kopplung und minimaler Reaktanz zu haben. Die Restreaktanz des Rückkopplungskondensators kann mit einer einfachen Anpassungsschaltung ausgeschaltet werden. Durch korrektes Design des Telefons kann die resultierende Bandbreite viel größer als bei einer konventionellen Antenne und Telefon-Kombination sein, weil das Telefon als strahlendes Element mit niedrigem Q wirkt (Simulationen zeigen, dass ein typisches Q etwa 1 beträgt), wogegen konventionelle Antennen typischerweise ein Q von etwa 50 aufweisen.
Eine grundlegende Ausführungsform eines kapazitiv rückgekoppelten Telefons wird in 5 gezeigt. Ein Telefon 502 weist die Abmessungen 10 × 40 × 100 mm auf, was für moderne zellulare Telefone typisch ist. Ein Parallelplattenkondensator 504 mit den Abmessungen 2 × 10 × 10 min wird geformt, indem eine 10 × 10 mm-Platte 506 2 mm über der Oberkante 508 des Telefons 502 montiert wird, an der Stelle, die normalerweise von einer viel größeren Antenne eingenommen wird. Die sich ergebende Kapazität beträgt etwa 0,5 pF, was einen Kompromiss zwischen der Kapazität (die durch Verkleinerung des Abstands zwischen dem Telefon 502 und der Platte 506 erhöht würde) und der Kopplungswirksamkeit darstellt (die vom Abstand zwischen dem Telefon 502 und der Platte 506 abhängig ist). Der Kondensator wird über einen Träger 510 gespeist, der vom Telefongehäuse 502 isoliert ist.
Die Reflexionsdämpfung S₁₁ dieser Ausführungsform nach der Anpassung wurde mit dem High Frequency Structure Simulator (HFSS) simuliert, der von Ansoft Corporation erhältlich ist, mit den in 6 gezeigten Ergebnissen bei Frequenzen f zwischen 1000 und 2800 MHz. Eine konventionelle „L"-Schaltung mit zwei Induktoren wurde zur Anpassung auf 1900 MHz verwendet. Die resultierende Bandbreite bei 7 dB Reflexionsdämpfung (was etwa 90% der abgestrahlten Eingangsleistung entspricht) beträgt etwa 60 MHz, oder 3%, was zwar brauchbar ist, aber nicht so groß ist wie verlangt. Ein Smith-Diagramm, das die simulierte Impedanz dieser Ausführungsform über denselben Frequenzbereich hinweg darstellt, wird in 7 gezeigt.
Die niedrige Bandbreite ist darauf zurückzuführen, dass die Kombination aus dem Telefon 502 und der Kondensator 504 bei 1900 MHz eine Impedanz von etwa 3-j90Ω aufweist. 8 zeigt die Widerstandsvariation, die über denselben Frequenzbereich hinweg wie zuvor mit HFSS simuliert wurde. Diese kann verbessert werden, indem das Gehäusedesign verändert wird, um den Widerstand zu erhöhen, zum Beispiel durch Verwenden eines Schlitzes oder eines schmaleren Telefons, wie in unserer mitanhängigen unveröffentlichten Patentanmeldung PCT/EPO1/088550 erläutert.
Das Telefon von 5 macht eine Anpassung erforderlich, um eine annehmbare Leistung zu erhalten. Es werden signifikante Vorteile erreicht, wenn die Notwendigkeit der Anpassung entfallen kann. Eine Draufsicht einer modifizierten Einbandkonfiguration, die keiner Anpassung bedarf, wird in 9 gezeigt. Diese Ausführungsform weicht von der in 5 gezeigten darin ab, dass die quadratische 10 mm-Platte 506 2 mm über der Rückseite des Telefons 502 angeordnet ist, und darin, daß im leitenden Material 2 mm von der Kante des Telefongehäuses ein Schlitz 912 von 30 mm Länge und 1 mm Breite ausgeschnitten ist. Der Schlitz 912 verläuft unter der leitenden Platte 506 (wie in 9 durch Strichlinien angezeigt). Der Schlitz 912 ist bei ungeraden Vielfachen einer Viertelwellenlänge resonant, d.h. λ/4, 3 λ/4, usw.
Der Schlitz weist eine hohe Impedanz zum Kopplungskondensator auf, wodurch eine gute Anpassung an 50 Ω erreicht werden kann. Es wird angenommen, dass der Kondensator im Schlitz 912 einen Sendeleitungsmodus erregt, der am Antennenerreger als ein Shunt-Induktanz wirkt, was die Anpassung der Reflexion bewirkt.
In der dargestellten Ausführungsform ist der Schlitz 912 nahe an der Kante des Telefongehäuses 502 angeordnet, um den Raumbedarf zu minimieren, obwohl der Schlitz ebenso gut der anderen Seite des Kopplungskondensators 504 angeordnet sein könnte. Dementsprechend könnte der Kopplungskondensator an anderen Stellen auf dem Telefon 502 implementiert werden, und der Schlitz 912 könnte einen Konfigurationsbereich haben, zum Beispiel vertikal, horizontal oder gewunden.
Die Reflexionsdämpfung S₁₁ dieser Ausführungsform ohne Anpassung wurde mit HFSS simuliert, mit den in 10 gezeigten Ergebnissen für Frequenzen f zwischen 800 MHz und 3000 MHz. Die sich ergebende Bandbreite bei 7 dB Reflexionsdämpfung beträgt etwa 90 MHz oder 4,3%. Obwohl die Bandbreite durch Anpassung erhöht werden könnte, ist es zweckmässig, auf die Anpassung verzichten zu können, und die Bandbreite ist bereits für eine Bluetooth-Ausführungsform zum Beispiel mehr als ausreichend.
Ein Smith-Diagramm, das die simulierte Impedanz dieser Ausführungsform über denselben Frequenzbereich hinweg darstellt, wird in 11 gezeigt. Dieses zeigt, dass die Konfiguration von 9 auch die zweckmässige Eigenschaft aufweist, dass die Resonanz (null Reaktanz) zweifach erreicht wird, wobei die höhere Frequenzresonanz den höheren Widerstand aufweist. Dies ist besonders günstig, da das Empfangsband in einem Frequenzduplexsystem gewöhnlich auf einer höheren Frequenz liegt.
Eine bevorzugte Sender-Empfänger-Architektur ist es, einen niederohmigen Weg zwischen dem (allgemein niederohmigen) Sender und der Antenne beizubehalten, und einen hochohmigen Weg zwischen der Antenne und dem (allgemein hochohmigen) Empfänger. Der Einfachheit des Designs halber wird aber konventionell eine 50Ω-Systemimpedanz mit bedarfsweiser zusätzlicher Anpassung am Sender und Empfänger verwendet. Diese Anpassung ist verlustbehaftet und kann auch die Bandbreite sowohl des Senders als auch des Empfängers reduzieren. Deshalb ist die Beseitigung der Notwendigkeit der Anpassung ein signifikanter Vorteil der vorliegenden Erfindung.
Eine Zweiband-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird in der Draufsicht von 12 gezeigt. In dieser Ausführungsform werden die Platte 506 und der Schlitz 912 zur oberen Mitte der Rückseite des Telefons 502 verschoben, und ein weiterer Schlitz 1214 wurde hinzugefügt. Der weitere Schlitz 1214 ist länger als der erste Schlitz 912, wobei er eine Gesamtlänge von 73 mm und eine Breite von 1 mm aufweist und gefaltet ist, um von ihm eingenommene Fläche zu reduzieren.
Die Reflexionsdämpfung S₁₁ dieser Ausführungsform ohne Anpassung wurde mit HFSS simuliert, mit den in 13 gezeigten Ergebnissen für Frequenzen f zwischen 800 MHz und 3000 MHz. Es ist klar zu ersehen, dass dieses System den Zwei-, Drei- oder Mehrbandbetrieb erlaubt. Die Schlitze 912, 1214 sind bei ungeraden Mehrfachen von λ/4 resonant und können deshalb angeordnet werden, um einzelne oder kombinierte Resonanzen zu ergeben. Die erste Resonanz (bei etwa 1 GHz) ist die λ/4-Resonanz des längeren Schlitzes 1214. Die zweite Resonanz (bei etwa 1,8 GHz) ist die λ/4-Resonanz des kürzeren Schlitzes 912. Die dritte Resonanz (bei etwa 2,8 GHz) ist die 3 λ/4-Resonanz des längeren Schlitzes 1214. Es ist klar, dass die Konfiguration mit einigen Modifikationen zum Beispiel für GSM, DCS und Bluetooth verwendet werden kann.
Die sich ergebenden Bandbreiten bei 7 dB Reflexionsdämpfung für die drei Resonanzen sind etwa 15 MHz (1,5%), 110 MHz (5,9%) und 110 MHz (3,9%). Die Bandbreite der 1 GHz-Resonanz ist klein, doch die anderen Bandbreiten sind gut. Ein Smith-Diagramm, das die simulierte Impedanz dieser Ausführungsform über denselben Frequenzbereich hinweg darstellt, wird in 13 gezeigt. Die schnellen Impedanz änderungen im Smith-Diagramm geben die Schmalbandbeschaffenheit der ersten Resonanz wieder.
Die Eigenresonanz jedes Schlitzes 912, 1214 ist auf unabhängige Weise über seine Lage unter dem Speisekondensator 504 variabel: je weiter der Schlitz 912, 1214 unter der Platte 506 verschoben wird, um so mehr nimmt die Wirkung seiner nominellen Shunt-Induktanz zu. Jeder Schlitz 912, 1214 ist an seinem offenen Ende hochohmig und an seinem kurzgeschlossenen Ende niederohmig. Daher kann der Widerstand durch Abzweigung an verschiedenen Punkten entlang des Schlitzes variiert werden. Auch der Kondensator kann asymmetrisch sein, um die Durchführung solch einer Abzweigung in gewissem Masse zu erlauben.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können auch in Verbindung mit der Anpassung verwendet werden. Als Beispiel wurden Simulationen der in 12 gezeigten Konfiguration mit zweifachem Schlitz in Verbindung mit einer einfachen „L"-Anpassungsschaltung durchgeführt, die der gleicht, die für die grundlegende Ausführungsform in 5 verwendet wurde. Ergebnisse für die Reflexionsdämpfung S₁₁ werden in 15 für Frequenzen f zwischen 800 MHz und 3000 MHz gezeigt. Es ist zu ersehen, dass eine sehr große Bandbreite erreicht wird (eine 3 dB-Bandbreite von etwa 1,4 GHz). Sie könnte durch eine weiterentwickelte Anpassungsschaltung zusätzlich verbessert werden. Ein Smith-Diagramm, das die simulierte Impedanz dieser Ausführungsform über denselben Frequenzbereich hinweg darstellt, wird in 16 gezeigt.
In den obigen Ausführungsformen war eine leitfähiges Telefongehäuse das strahlende Element. Doch auch andere Erdleiter in einem schnurlosen Terminal könnten eine ähnliche Funktion erfüllen. Beispiele dafür schließen Leiter ein, die zur EMC-Abschirmung verwendet werden, und eine Metallisierungsfläche der gedruckten Schaltung (PCB), zum Beispiel eine Masseplatte.
Beim Durchlesen der vorliegenden Offenbarung werden dem Fachmann weitere Modifikationen einfallen. Solche Modifikationen können andere Merkmale umfassen, die bereits im Design, in der Herstellung und Verwendung von schnurlosen Terminals und Komponenten dafür bekannt sind, und die statt dessen oder zusätzlich zu den hierin bereits beschriebenen Merkmalen verwendet werden können.

Claims

Schnurloses Terminal, umfassend einen Erdleiter (502) und einen Sender-Empfänger, die an einen Antennenerreger (510) gekoppelt sind, wobei der Antennenerreger (510) direkt mit dem Erdleiter (502) gekoppelt ist, über einen Kondensator, der durch eine leitende Platte (506) und einen Abschnitt des Erdleiter (502) geformt wird, und wobei im Erdleiter (502) ein Anpassungsschlitz (912) vorgesehen ist, der partiell unter der leitenden Platte (506) angeordnet ist.
Terminal nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Anpassungsschlitz (9l2) parallel zur Hauptachse des Terminals liegt.
Terminal nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Anpassungsschlitz (912) gefaltet ist.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im Erdleiter (502) ein weiterer Anpassungsschlitz (1214) vorgesehen ist, der auch partiell unter der leitenden Platte (506) angeordnet ist.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die leitende Platte (506) in Bezug auf die Hauptachse des Erdleiters (502) asymmetrisch ist.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Erdleiter (502) ein Telefongehäuse ist.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Erdleiter (502) eine Masseplatte einer gedruckten Schaltung ist.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anpassungsschaltung zwischen dem Sender-Empfänger und dem Antennenerreger vorgesehen ist.