DE3917020C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Digital-Analog-Wandler, insbesondere einen Digital-Analog-Wandler, der dazu geeignet ist, digitale Audiosignale in analoge Audiosignale umzuwandeln.

Bei Kompakt-Disk-Geräten bzw. CD-Geräten oder digitalen Magnetbandaufzeichnungs/ Wiedergabegeräten bzw. DAT-Geräten ist es erforderlich, Musiksignale in digitaler Form vor dem Ausgang in Analogsignale umzuwandeln.

Wie in Fig. 12 dargestellt, umfaßt ein herkömmlicherweise verwendeter Digital-Analog-Wandler, nachstehend kurz als D/A-Wandler bezeichnet, zur Wiedergabe von Musik einen digitalen Stromwandler 1, um digitale Daten DT, die mit einer bestimmten Abtastperiode eingegeben werden, in einen Gleichstrom Io umzuwandeln; einen Strom-Spannungs-Wandler 2, um den Gleichstrom Io in eine Spannung SD umzuwandeln (vgl. Fig. 13) und um die Spannung zu halten, jedesmal wenn ein Abtastimpuls Ps erzeugt wird; und einen Tiefpaßfilter 3, um die Ausgangsspannung SD in ein kontinuierliches, glattes analoges Ausgangssignal SA umzuwandeln, welches das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 3 bildet.

Der Strom-Spannungs-Wandler 2 weist einen Schalter SW auf, der einen beweglichen Kontakt hat, welcher von dem Abtastimpuls Ps umgeschaltet wird. Wenn der bewegliche Kontakt zu einem Kontakt a geschaltet ist, wie es Fig. 12 zeigt, wird ein Integrierer gebildet, um die Spannung SD zu erzeugen, die dem Gleichstrom Io entspricht. Wenn der bewegliche Kontakt zu einem Kontakt b umgeschaltet ist, so wird eine Halteschaltung gebildet, um die Spannung SD zu halten.

Die wichtigsten Probleme, die bei dem D/A-Wandler zur Wiedergabe von Musik auftreten, sind die Präzision, mit der die digitalen Daten in einen Stromwert umgewandelt werden, die Geschwindigkeit, mit der die Umwandlung erfolgt, und die Phasenverzerrung, die durch den Tiefpaßfilter hervorgerufen wird.

Die Probleme der Umwandlungsgenauigkeit und der Umwandlungsgeschwindigkeit sind in gewissem Umfang bereits gelöst worden durch hochintegrierte Schaltkreise in LSI-Technik hoher Geschwindigkeit sowie durch Fortschritte bei der Trimm- oder Feinabgleichtechnik. Obwohl Phasenverzerrungen, die vom Tiefpaßfilter herrühren, unter Verwendung von digitalen Filtern gemildert werden können, lassen sich Phasenverzerrungen nicht vollständig eliminieren, solange der Filter ein integrales Teil der Konstruktion ist.

Fig. 14(a) und 14(b) dienen zur Beschreibung von Phasenverzerrungen. Fig. 14(a) zeigt eine ursprüngliche Audiosignalwellenform 5a, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 5b sowie eine 8-kHz-Komponentenwellenform 5c. Fig. 14(b) zeigt eine Audiosignalwellenform 6a, die von dem Tiefpaßfilter 3 gemäß Fig. 12 geliefert wird, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 6b sowie eine 8-kHz-Komponentenwellenform 6c. Aus diesen Wellenformen ergibt sich ohne weiteres, daß aufgrund der Verzögerung in der Phase der 8-kHz-Komponentenwellenform das Ausgangsaudiosignal 6a sich von dem ursprünglichen Audiosignal 5a unterscheidet und daß diese Phasenverzerrung besonders deutlich bei hohen Frequenzen zum Ausdruck kommt. Somit führt die Anwesenheit des Tiefpaßfilters zu einer erheblichen Verschlechterung der Tonqualität.

Wenn ein Impulssignal an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ergibt sich gemäß Fig. 15 hinsichtlich des Tiefpaßfilter-Ausgangssignals, daß es an einer Vorderflanke 7a verzögert wird und im Envelope-Bereich 7b sowie an der Rückflanke 7c schwingt. Wenn ein Musiksignal, das eine starke Impulsvariation aufweist, an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ändert sich infolgedessen die Tonqualität stark, und es gibt Zeitpunkte, wo sogar der Rhythmus des Musiksignals Unterschiede zeigt.

Um diese Nachteile zu überwinden, haben die Anmelder einen Digital-Analog-Wandler vorgeschlagen, der gemäß Fig. 16 folgendes aufweist: einen Generator 1′ zur Erzeugung von Teilen von Impulsantwort-Signalwellenformen in vorgegebenen Zeitintervallen ΔT; einen Digitaldatengenerator 2′ zur Lieferung von zeitlich gegeneinander verschobenen Repäsentanten der umzuwandelnden diigitalen Daten (Audiodaten); eine Multiplizierer 3′ zum Multiplizieren der Teile von Impulsantwort-Signalwellenformen mit den jeweiligen Zeitinvervallen zugeordneten, zeitlich verschobenen Repräsentanten der Digitaldaten; und einen Mischer 4′ zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals SA durch Kombination der vom Multiplizierer 3′ gelieferten Signale. Gemäß diesem früher vorgeschlagenen Digital-Analog- Wandler unterteilt der Generator 1′ ein Impulsantwortsignal SP in vorgegebenen Zeitintervallen ΔT, wie es Fig. 17 zeigt.

Wenn dies geschieht, werden Teilwellenformen S_-K . . . S_K, die aus der Unterteilungsoperation resultieren, wiederholt in einem Zeitintervall ΔT erzeugt, wie es die Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) zeigen, in denen nur S_-1, S₀ und S₁ dargestellt sind.

Der Digitaldatengenerator 2′speichert (2 K + 1)-Werte der letzten 16-Bit-digitalen Audiodaten V_-K . . . V_K, die in vorgegebenen Zeitintervallen ΔT erzeugt werden, in internen Schieberegistern, wobei ein sequentielles Weiterschieben erfolgt. Multiplizierende D/A-Wandler in dem Multiplizierer 3′ multiplizieren jeweils die Teilwellenformen S_K mit den vorgegebenen digitalen 16-Bit-Audiodaten V_-K, die in den Schieberegistern gespeichert sind, entsprechend den Teilwellenformen.

Der Mischer 4′ kombiniert die Signale, die von den multiplizierenden D/A-Wandlern abgegeben werden, und erzeugt dadurch ein analoges Ausgangssignal SA, das gegeben ist durch

SA = Σ S_K · V_-K.

Die Anmelder haben auch einen Digital-Analog-Wandler vorgeschlagen, bei dem der Generator 1′, anstatt Teilwellenformen S_-K . . . S_K zu erzeugen, wiederholt Impulsantwortsignale SP_K (K = -4 . . . 4) selbst in einer Periode n · ΔT als Ausgangssignale liefert, wie es in Fig. 19 zeigt, wobei n = 9 gilt. Die Multiplikation V_-K · SP_-K wird in jedem Zeitkanal von dem multiplizierenden D/A-Wandler 3′ durchgeführt, und die Ausgangssignale des Multiplizierers 3′ werden vom Mischer 4′ gemischt, um ein analoges Ausgangssignal SA zu erhalten, das gegeben ist durch

SA = Σ V_K · SP_K.

Die Teilwellenformen S_-K . . . S_K, die bei dem ersten vorgeschlagenen Digital/Analog-Wandler in die multiplizierenden D/A-Wandler eingegeben werden, werden im Intervall ΔT diskontinuierlich, wie es Fig. 18 zeigt. Daher tritt das Problem auf, daß wegen der Signaldiskontinuität und der Ausregelzeit der multiplizierenden D/A-Wandler das vom Mischer 4′ abgegebene analoge Ausgangssignal SA bei jedem Intervall ΔT ein zackenförmiges Rauschen aufnimmt.

Die Wellenform des analogen Ausgangssignals SA nimmt die in Fig. 20 dargestellte Form an, wenn ein Impuls UP in den vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandler eingegeben wird. Obwohl das analoge Ausgangssignal SA die Wellenform gemäß Fig. 17 in einem Fall annehmen muß, wenn der Impuls UP angelegt wird, ist die resultierende Wellenform von der Gestalt, daß das analoge Ausgangssignal in jedem Intervall ΔT ein zackenförmiges Rauschen (sporadische Nadelimpulse) aufnimmt, und zwar aufgrund der Einschwingzeit der multiplizierenden D/A-Wandler.

Bei dem zweiten Digital-Analog-Wandler werden die Impulsantwortsignale SP_K (K = -4 . . . 4) wiederholt alle 9 · ΔT erzeugt, so daß nur eine gewisse Diskontinuität alle 9 · ΔT auftritt. Infolgedessen sind nadelförmige Impulsstörungen, die in jedem Zeitkanal erzeugt werden, klein im Vergleich zu der Situation, die im ersten Digital-Analog-Wandler auftritt.

Der erste Digital-Analog-Wandler berücksichtigt den Umstand, daß das Impulssignal SP (vgl. Fig. 17) vor einem Zeitkanal T_-5 und nach einem Zeitkanal T₅ stark gedämpft ist, und approximiert das Impulsantwortsignal SP durch neun Teilwellensignale S_-4 bis S₄ in neun Zeitkanälen T_-4 bis T₄. Aus diesem Grunde benötigt der vorgeschlagene Digital-Analog-Wandler neun Teilwellenformgeneratoren, eine Speicherschaltung, bestehend aus neun Schieberegistern sowie neun multiplizierende D/A-Wandler. Dies ist jedoch unter dem Aspekt von entsprechendem Platzbedarf und höheren Kosten nicht immer wünschenswert.

Wenn man versucht, das Impulsantwortsignal durch eine geringere Anzahl von Teilwellenformen zu approximieren, nämlich in dem Bestreben, die Anzahl von Teilwellenformgneratoren, die Anzahl von Schieberegistern in der Speicherschaltung sowie die Anzahl von multiplizierenden D/A-Wandlern zu verringern, wird das Auftreten von Rauschen in Form von nadelförmigen Störimpulsen von einem weiteren Problem begleitet. Die Frequenzkennlinie des analogen Ausgangssignals des Digital-Analog- Wandlers unterliegt nämlich einer Pegelschwankung im Audioband.

In ähnlicher Weise sind bei dem zweiten Digital-Analog-Wandler neun Generatoren zum Erzeugen von Teilen von Impulsantwort- Signalwellenformen, neun Zwischenspeicherschaltungen sowie neun Multiplizierer erforderlich. Dies führt zu einer relativ aufwendigen und kostspieligen Anordnung mit beträchtlichem Raumbedarf.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Digital-Analog-Wandler anzugeben, bei dem es möglich ist, die Anzahl der erforderlichen Baugruppen zu reduzieren und gleichwohl kontinuierliche Analogsignale ohne Phasenverzerrungen zu liefern, die nicht mit sporadischen Nadelimpulsen od. dgl. behaftet sind.

Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, einen Digital- Analog-Wandler anzugeben, der folgendes aufweist:

• - einen Generator zum Erzeugen von Impulsantwort-Signalwellenformen, der erste, zweite und dritte Funktionsgeneratoren aufweist, um nacheinander Impulsantwort-Signalwellenformen Φ₀(t) mit einer Periode 3 ΔT zu erzeugen, die nacheinander in ihrer Phase um ein Zeitintervall ΔT verzögert sind, wobei ΔT die Abtastzeit von digitalen Daten repräsentiert und wobei das Impulsantwortsignal nacheinander folgende Werte annimmt: 0 zum Zeitpunkt t = 0
  0 zum Zeitpunkt t = 0,5 · ΔT
  0,5 zum Zeitpunkt t = ΔT
  0 zum Zeitpunkt t = 1,5 · ΔT
  0,5 zum Zeitpunkt t = 2 ΔT
  0 zum Zeitpunkt t = 2,5 · ΔT und
  0 zum Zeitpunkt t = 3 · ΔT;
• - einen Datengenerator zur Erzeugung der digitalen Daten in dem vorgegebenen Zeitintervall;
• - drei Speicher, um nacheinander drei letzte Posten der digitalen Daten von den vom Datengenerator erzeugten digitalen Daten zu speichern;
• - drei multiplizierende D/A-Wandler zum Multiplizieren der jeweiligen Impulsantwort-Signalwellenformen von den Funktionsgeneratoren mit den digitalen Daten, die in den vorgegebenen Speichern gespeichert sind, und zur Lieferung der Multiplikationswerte;
• - einen Mischer zur Kombination der Ausgangssignale von den drei multiplizierenden D/A-Wandlern in ein Analogsignal, das als Ausgangssignal abgegeben wird.

Bei speziellen Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Digital- Analog-Wandlers ist vorgesehen, daß der Generator ein Impulsantwortsignal Φ₀(t) mit einer Wellenform liefert, die definiert ist durch

• a) lineare Funktionen oder
• b) quadratische Funktionen
• c) kubische Funktionen oder
• d) Potenzfunktionen höheren Grades oder
• e) Sinusfunktionen oder
• f) Tangensfunktionen oder
• g) eine zusammengesetzte Funktion aus den vorstehend genannten Funktionstypen.

Mit dem erfindungsgemäßen Digital-Analog-Wandler wird die Aufgabe in zufriedenstellender Weise gelöst. In vorteilhafter Weise ist der erfindungsgemäße Digital-Analog-Wandler in der Lage, einen flachen Frequenzgang zu erzeugen, der in vorteilhafter Weise keine unerwünschten Pegelschwankungen im Audioband aufweist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen in

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Digital- Analog-Wandlers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Zeitkanäle für einen Fall, wo eine Zeitachse in Intervalle von ΔT unterteilt ist;

Fig. 3 eine schematische Darstellung zur Erläuterung von digitalen Daten im jeweiligen Zeitkanal;

Fig. 4 eine Darstellung zur Erläuterung der Anforderungen an ein Impulsantwortsignal beim erfindungsgemäßen Digital-Analog-Wandler;

Fig. 5(a) und 5(b) Darstellungen zur Erläuterung von Impulsantwort- Signalwellenformen gemäß der Erfindung,

Fig. 6 und 7 Wellenformdiagramme von anderen Impulsantwortsignalen gemäß der Erfindung;

Fig. 8 bis 10 schematische Darstellungen zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Digital-Analog-Wandlers, nämlich

Fig. 8 ein Wellenformdiagramm von drei Impulsantwortsignalen von einem Funktionsgenerator;

Fig. 9 eine Darstellung einer Reihe von digitalen Daten;

Fig. 10 ein Wellenformdiagramm eines demodulierten analogen Signals;

Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Funktionsgenerators;

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines früheren Digital-Analog-Wandlers;

Fig. 13 ein Wellenformdiagramm von Wellenformen für den D/A-Wandler gemäß Fig. 12;

Fig. 14(a), 14(b) und 15 Darstellungen zur Beschreibung von Phasenverzerrungen und Wellenformverzerrungen bei dem frühreren Digital-Analog-Wandler;

Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Aufbaus eines Digital-Analog-Wandlers;

Fig. 17 ein Wellenformdiagramm von Impulsantwortsignalen;

Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) Wellenformdiagramme von Teilwellenformen, die zur Bildung eines Impulsantwortsignals verwendet werden;

Fig. 19 ein Wellenformdiagramm eines Impulsantwortsignals zur Beschreibung der Wirkungsweise eines anderen Digital-Analog-Wandlers; und in

Fig. 20 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Unzulänglichkeiten von herkömmlichen Digital-Analog-Wandlern.

Das Prinzip der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 2 bis 7 erläutert; danach wird ein Digital-Analog-Wandler gemäß der Erfindung im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

Wenn eine Zeitachse in vorgegebene Zeitintervalle ΔT unterteilt wird, wie es Fig. 2 zeigt, und ein diskreter Zeitsignalwert (Digitalwert) in jedem Zeitkanal T_K mit V_K bezeichnet wird, wobei

K = -∞ . . ., -4, . . ., 0, . . ., 4, . . . ∞

gilt, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, dann wird ein kontinuierliches Signal entsprechend dem diskreten Zeitsignal RTS erhalten, indem man längs der Zeitachse Impulsantwortsignale überlagert, die mit den digitalen Daten V_K gewichtet sind, die von einem Augenblick zum nächsten eingegeben werden.

Bei einer Ausführungsform wird eine Bedingung vorgegeben, nämlich die Bedingung A, die verlangt, daß das Impulsantwortsignal durch die Punkte Pi mit i = 1 . . . 7 hindurchgeht, wie es Fig. 4 zeigt. Genauer gesagt, das Impulsantwortsignal ist ein Signal, welches eine Periode 3 · ΔT hat und die folgenden Werte annimmt:

0 zum Zeitpunkt t = 0
0 zum Zeitpunkt t = 0,5 · ΔT
0,5 zum Zeitpunkt t = 1 · ΔT
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 · ΔT
0,5 zum Zeitpunkt t = 2 · ΔT
0 zum Zeitpunkt t = 2,5 · ΔT
0 zum Zeitpunkt t = 3 · ΔT.

Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung zur Beschreibung eines Impulsantwortsignals, welches die obige Bedingung A erfüllt, wobei Fig. 5(a) ein Impulssignal zeigt und Fig. 5(b) ein Impulsantwortsignal Φ₀(t) zeigt.

Das Impulsantwortsignal Φ₀(t) läßt sich durch die nachstehende Gleichung ausdrücken:

Die obige Gleichung (1) gilt für den Fall, wo ein Impulsantwortsignal erzeugt wird, das die Bedingung A nur durch eine gerade Linie erfüllt. Wie in Fig. 6 dargestellt, kann jedoch die Bedingung A auch allein durch eine quadratische Funktion erfüllt werden. In diesem Falle läßt sich das Impulsantwortsignal Φ₀(t) durch die nachstehende Gleichung (2) beschreiben:

Die Anordnung kann jedoch auch so getroffen werden, daß die Bedingung A erfüllt wird, indem man eine gerade Linie und eine kubische Funktion verwendet, wie es Fig. 7 zeigt. In diesem Falle läßt sich das Impulsantwortsignal Φ₀(t) beschreiben durch die nachstehende Gleichung (3):

Weiterhin kann die Anordnung auch so getroffen werden, daß die Bedingung A nur durch eine kubische Funktion oder unter Verwendung einer geraden Linie und einer Sinusfunktion oder unter Verwendung einer geraden Linie und einer Tangensfunktion erfüllt wird.

Das Impulsantwortsignal Φ₀(t) läßt sich in den jeweiligen Fällen durch die nachstehenden Gleichungen (4), (5) sowie (6) beschreiben. Insbesondere kann das Impulsantwortsignal allein durch eine kubische Funktion ausgedrückt werden, die gemäß Gleichung (4) wie folgt aussieht:

Unter Verwendung einer Sinusfunktion läßt sich das Impulsantwortsignal gemäß Gleichung (5) wie folgt ausdrücken:

Verwendet man eine Tangensfunktion für das Impulsantwortsignal, so läßt sich dies gemäß Gleichung (6) wie folgt beschreiben:

Nachstehend wird der Digital-Analog-Wandler gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 1 näher beschrieben. Wie in Fig. 1 dargestellt, weist der Digital-Analog-Wandler folgende Baugruppen auf: einen Datengenerator 10 mit einem Digitaldatengenerator 10a und mit einem Zeitsteuerungsgenerator 10b; einen Zwischenspeicher 11; einen Generator 12 zum Erzeugen von Impulsantwort-Signalwellenformen mit Funktionsgeneratoren 12 _-1, 12₀, 12₁ zur Erzeugung von Funktionen Φ₀(t + T), Φ₀(t) bzw. Φ₀(t - T); einen Multiplizierer 13 mit drei multiplizierenden D/A-Wandlern 13 _-1, 13₀ und 13₁, die an den Zwischenspeicher 11 sowie die einzelnen Funktionsgeneratoren des Generators 12 angeschlossen sind; und einen Mischer 14 zur Kombination einer Vielzahl von Signalen M_-1, M₀ und M₁, die von dem Multiplizierer 13 geliefert werden, um ein analoges Ausgangssignal SA zu erzeugen.

Der Datengenerator 10 erzeugt ein Bittaktsignal BCLK, Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P_3N+1, . . ., P_3N+3 sowie ein ROM-Datenzwischenspeicherungs-Impulssignal LCK. Der Digitaldatengenerator 10a erzeugt die digitalen Daten V_K gemäß Fig. 3 von beispielsweise 16 Bits zu den vorgegebenen Abtastzeiten bzw. in den vorgegebenen Zeitintervallen ΔT und speichert die drei letzten Werte von digitalen Daten V_-1, V₀ und V₁ nacheinander in den Zwischenspeicherschaltungen 11 _-1, 11₀ und 11₁ des Zwischenspeichers 11 ab, und zwar alle 3 · ΔT bezüglich des jeweiligen Wertes von Daten.

Die Frequenz des Bittaktsignals BLCK beträgt a · f_s, wobei a beispielsweise den Wert a = 64 hat, während die Abtastfrequenz dabei f_s = 1/ΔT beträgt. Die Periode der Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P_3N+1 bis P_3N+3 beträgt 3 · ΔT, wobei diese Zwischenspeicherungsimpulssignale nacheinander in Phase mit ΔT verschoben werden.

Der Zwischenspeicher 11 umfaßt drei Zwischenspeicherschaltungen 11 _-1, 11₀ und 11₁. Die digitalen Daten V_K, die vom Digitaldatengenerator 10a alle ΔT erzeugt werden, werden nacheinander in zyklischer Weise in Abhängigkeit von den Datenzwischenspeicherungs-Impulssignalen P_3N+1 bis P_3N+3 gespeichert.

Genauer gesagt, die digitalen Daten, die vom Digitaldatengenerator 10a alle ΔT erzeugt werden, werden zunächst in der Zwischenspeicherschaltung 11 _-1 gespeichert; dann wird der nächste Posten von digitalen Daten in der Zwischenspeicherschaltung 11₀ gespeichert; schließlich wird der nächste Posten von digitalen Daten in der Zwischenspeicherschaltung 11₁ gespeichert. Danach werden, ausgehend vom vierten Posten von Daten, die ditigalen Daten wieder zyklisch in den Zwischenspeicherschaltungen 11 _-1 bis 11₁ gespeichert. Von diesem Punkt an wird der gleiche Speicherzyklus alle drei Posten von Daten durchgeführt.

Der Generator 12 erzeugt wiederholt drei Impulsantwortsignale, beispielsweise gemäß Fig. 5(b) mit der Zeitkanalbreite 3 · ΔT, wobei die Zeitverzögerung verwendet wird, die der Abtastzeit ΔT äquivalent ist.

Das bedeutet, der Generator 12 arbeitet mit seinen drei Funktionsgeneratoren 12₁ bis 12₁. Wie in Fig. 8 dargestellt, erzeugen die Funktionsgeneratoren wiederholt die jeweiligen Impulsantwortsignale Φ₀(t + ΔT), Φ₀(t) und Φ₀(t - ΔT) mit der Periode T = 3 · ΔT, die gemäß Fig. 8 sukzessive um ΔT verzögert sind.

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild des Funktionsgenerators 12 _-1. Dieser Funktionsgenerator 12 _-1 umfaßt folgende Baugruppen: einen Zähler 21, dessen Zählausgang mit einem Rücksetzimpuls R_3N+1 gelöscht wird (wobei dies der gleiche Impuls ist wie der Datenzwischenspeicherungsimpuls P_3N+1), und der das Bittaktsignal BCLK mit der Frequenz a · f_s zählt (wobei f_s die Abtastfrequenz ist) und der ein Adressensignal AS eines ROM 22 erzeugt, der die nächste Stufe bildet; den ROM 22, der sequentiell in der Reihenfolge seiner Adressen die digitalen Werte der Funktionen Φ₀(t) speichert, die in den Intervallen 1/(a · f_s) digitalisiert sind, und aus dem die digitalen Daten nacheinander aus den Speicherbereichen ausgelesen werden, die mit den Adressensignalen AS vom Zähler 21 angegeben worden sind, um dadurch die diskrete Funktion Φ₀(t) zu erzeugen; eine Zwischenspeicherschaltung 23 zur Zwischenspeicherung der vom ROM 22 ausgegebenen digitalen Daten; einen D/A-Wandler 24 zur Umwandlung des Ausgangssignals der Zwischenspeicherschaltung 23 in einen Strom Io mit einem Wert, der dem ihm eingegebenen digitalen Wert proportional ist; einen IV-Wandler oder Strom-Spannungs-Wandler 25 zur Umwandlung des Stromwerts Io vom D/A-Wandler 24 in ein Spannungssignal proportional zum Stromwert Io; einen Tiefpaßfilter 26 zur Umformung des Ausgangssignals vom Strom-Spannungs-Wandler 25 in ein glattes, kontinuierliches analoges Ausgangssignal; und einen Verstärker 27.

Die Funktionsgeneratoren 12₀ und 12₁ haben fast die gleiche Anordnung wie der Funktionsgenerator gemäß Fig. 11. Der einzige Unterschied besteht darin, daß der Zählausgang im entsprechenden Zähler 21 nicht durch den Rücksetzimpuls R_3N+1 zurückgesetzt wird, sondern durch die Rücksetzimpulse R_3N+2 bzw. R_3N+3, wobei es sich um die gleichen Impulse handelt wie die Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P_3N+2 und P_3N+3.

Der Multiplizierer 13 weist drei multiplizierende D/A-Wandler 13 _-1 bis 13₁ auf, die auch als MDAC bezeichnet werden. Der multiplizierende D/A-Wandler 13 _-1 multipliziert den Posten der in der Zwischenspeicherschaltung 11 _-1 gespeicherten digitalen Daten V_-1 mit dem Impulsantwortsignal Φ₀(t + ΔT) und liefert das Analogsignal M_-1. Der multiplizierende D/A-Wandler 13₀ multipliziert den in der Zwischenspeicherschaltung 11₀ gespeicherten Posten von digitalen Daten V₀ mit dem Impulsantwortsignal Φ₀(t) und liefert das Analogsignal M₀. Der multiplizierende D/A-Wandler 13₁ multipliziert den in der Zwischenspeicherschaltung 11₁ gespeicherten Posten von digitalen Daten V₁ mit dem Impulsantwortsignal Φ₀(t - ΔT) und liefert das Analogsignal M₁.

Der Mischer 14 hat den Aufbau eines herkömmlichen Addierers zur Kombination der Analogsignale M_-1 bis M₁, die von den multiplizierenden D/A-Wandlern 13 _-1 bis 13₁ als Ausgangssignale geliefert werden, und erzeugt das analoge Ausgangssignal SA.

Die Fig. 9 und 10 zeigen schematische Darstellungen für einen Fall, wo die Wellenform gemäß Fig. 5(b), also die durch Gleichung (1) ausgedrückte Wellenform als ein Impulsantwortsignal verwendet wird. Fig. 9 zeigt dabei eine Serie von digitalen Daten, und Fig. 10 zeigt eine demodulierte Analogsignalwellenform, die mit fettgedruckten Linien angegeben ist. Die dünnen ausgezogenen Linien in Fig. 10 bezeichnen die Funktion Φ₀(t + ΔT); die gestrichelten Linien bezeichnen Funktion Φ₀(t); und die strichpunktierten Linien bezeichnen die Funktion Φ₀(t - ΔT).

Wenn die Gleichung (1) als Impulsantwortsignal verwendet wird, so wird die Differentialwellenform des demodulierten Signals diskontinuierlich. Diese ist jedoch glatter als eine PAM-Wellenform oder Impulsamplitudenmodulations-Wellenform.

Wenn die Gleichung (2) für das Impulsantwortsignal verwendet wird und wenn D_N-1, D_N und D_N+1 die Werte von drei aufeinanderfolgenden Posten der letzten Daten in einem vorgegebenen Zeitkanal repräsentieren, dann läßt sich eine demodulierte Analogsignalwellenform L_N(t) in dem erwähnten Zeitkanal durch die nachstehende Gleichung beschreiben:

L_N(t) = D_N+1(-0.5t + t²) + D_N(-3.5t + 6t - 2t²) + D_N-1(7.5 - 5.5t + t²).

Wenn D_N-1 = D_N = D_N+1 = 1 gilt, so gilt auch L_N(t) = 1. Wenn ein 1-kHz-analoges Sinussignal mit einer Frequenz von 44,1 kHz abgetastet wird, so ist der Wert eines N-ten Postens von abgetasteten Daten D_N gegeben durch

D_N = sin(2πN/44.1) = sin(ω₀N).

Dementsprechend läßt sich das analoge Signal L_N(t) folgendermaßen ausdrücken:

L_N(t) = {-3.5sin ω₀N + 7.5sin ω₀(N - 1)} + {-5.5sin ω₀(N - 1) + 6sin ω₀N - 0.5sin ω₀(N + 1)}t
+ {sin ω₀(N - 1) - 2sin ω₀N + sin ω₀(N + 1)}t².

Wenn die Gleichung (2) als Impulsantwortsignal verwendet wird, so wird die Differentialwellenform des Impulsantwortsignals einen Punkt der Diskontinuität enthalten und dementsprechend auch das demodulierte Analogsignal bis zu einem gewissen Grade. Das demodulierte Analogsignal wird jedoch durch die abgetasteten Datenwerte (Abtastpunkte) hindurchgehen und im Vergleich mit dem Fall, wo die Gleichung (1) verwendet wird, glatter sein.

Wenn die Gleichung (3) als Impulsantwortsignal verwendet wird und wenn D_N-1, D_N und D_N+1 die Werte von drei aufeinanderfolgenden Posten der letzten Daten in einem vorgegebenen Zeitkanal repräsentieren, dann läßt sich eine demodulierte Analogsignalwellenform L_N(t) in dem genannten Zeitkanal durch die nachstehende Gleichung ausdrücken:

L_N(t) = D_N-1{2(t - 1.5)³ - 3(t - 1.5)² + 1} + D_N{-2(t - 0.5)³ + 3(t - 0.5)²} 0 t < 0.5ΔT

L_N(t) = D_N{2(t - 1.5)³ - 3(t - 1.5)² + 1} + D_N+1{-2(t - 0.5)³ + 3(t - 0.5)²} 0.5ΔT t < 1.0ΔT.

Wenn die Gleichung (3) als Impulsantwortsignal verwendet wird, so wird die Differentialfunktion des Impulsantwortsignals kontinuierlich sein. Infolgedessen wird das demodulierte Analogsignal ein glattes Signal sein, das durch die abgetasteten Datenwerte (Abtastpunkte) hindurchgeht, und frei von Stellen der Diskontinuität sein.

Wenn die Gleichung (4) als Impulsantwortsignal verwendet wird, so wird die Differentialfunktion des Impulsantwortsignals diskontinuierlich sein und daher bis zu einem gewissen Grade auch das demodulierte Analogsignal. Die Funktion wird jedoch durch die Abtastpunkte hindurchgehen und sie in glatter Weise verbinden.

Wenn die Gleichung (5) als Impulsantwortsignal verwendet wird und wenn D_N-1, D_N und D_N+1 Werte von drei aufeinanderfolgenden Posten der letzten Daten in einem vorgegebenen Zeitkanal repräsentieren, dann läßt sich eine demodulierte Analogsignalwellenform L_N(t) in dem genannten Zeitkanal durch die nachstehende Gleichung ausdrücken:

L_N(t) = D_N-1{0.5cos (t - 1.5)π + 0.5} + D_N{0.5sin (t - 1)π + 0.5} 0 t < 0.5ΔT

L_N(t) = D_N{0.5cos (t - 1.5)π + 0.5} + D_N+1{0.5sin (t - 1)π + 0.5} 0.5ΔT t < 1.0ΔT.

Wenn die Gleichung (5) als Impulsantwortsignal verwendet wird, wird die Differentialfunktion des Impulsantwortsignals kontinuierlich sein. Dementsprechend wird das demodulierte Analogsignal ein glattes Signal sein, das durch die Abtastpunkte hindurchgeht und das frei von Stellen der Diskontinuität ist. Eine Funktion sechsten Grades der folgenden Art kann auch als identische Funktion betrachtet werden, die durch sämtliche Punkte hindurchgeht, die in Fig. 4 dargestellt sind:

Φ₀(t) = -6.928 · 10³t⁶ + 1.35t⁵ + 6.62t⁴ + 10.44t³ - 5.02t² + 0.0638t + 0.2894 (7)

Die vorstehenden Erläuterungen gelten für einen Fall, wo für das Impulsantwortsignal Φ₀(t) festgelegt ist, daß es durch sämtliche Punkte Pi mit i =1 . . . 7 in Fig. 4 hindurchgeht. Es ist jedoch auch möglich, das Impulsantwortsignal so festzulegen, daß es durch die Punkte P 1, P 2, P 4, P 6, und P 7 hindurchgeht.

Wenn das verwendete Impulsantwortsignal in Form einer quadratischen Funktion mit dem Wert des Impulsantwortsignals an den Stellen t = 2ΔT verbunden ist, wobei für a die Beziehung 0 < a < 1 gilt, dann läßt sich dieses Signal durch die nachstehende Gleichung (8) beschreiben:

Wenn der Faktor a in dem Impulsantwortsignal gemäß Gleichung (8) geändert wird, wird es eine Änderung in der statischen Charakteristik, wie z. B. in der Frequenzcharakteristik und im Verzerrungsfaktor sowie bei der Tonqualität geben. Somit ist es möglich, einen gewünschten Wert für den Faktor a vorzugeben. Es darf darauf hingewiesen werden, daß dies mit der Gleichung (2) für den Fall a = 0,5 übereinstimmt. Außerdem wird man unter Berücksichtigung der Kontinuität des Impulsantwortsignals einen Faktor a = 4/7 haben.

Bei einer anderen Ausführungsform ist es auch möglich, ein Impulsantwortsignal vorzugeben, bei dem die Bedingung besteht, daß das Signal nur durch die Punkte P 1, P 4 und P 7 hindurchgeht. Die nachstehenden Gleichungen (9) bis (14) dienen hierfür als Beispiele:

Φ₀(t) = {0.54 + 0.46 cos [π(t/1.5 - 1)]}ⁿ (9)

Φ₀(t) = {0.5 + 0.5 cos [π(t/1.5 - 1)]}ⁿ (10)

Φ₀(t) = {0.42 + 0.5 cos [π(t/1.5 - 1)] + 0.08 cos [π(t/1.5 - 1)}ⁿ (11)

Φ₀(t) = {0.54 + 0.46 cos [π(t/1.5 - 1)]}ⁿ × {0.5 + 0.5 cos [π(t/1.5 - 1)}^m (12)

Φ₀(t) = {0.54 + 0.46 cos [π(t/1.5 - 1)]}ⁿ × {0.42 + 0.5 cos [π(t/1.5 - 1) +
0.08 cos [2π(t/1.5 - 1)}^m (13)

Φ₀(t) = {0.5 + 0.5 cos [π(t/1.5 - 1)]}ⁿ × {0.42 + 0.5 cos [π(t/1.5 - 1) +
0.08 cos [2π(t/1.5 - 1)}^m (14).

Hierbei sind n und m willkürlich gewählt. Die Tonqualität kann durch Wahl dieser Zahlen fein eingestellt werden. Das Einsetzen eines Korrekturwertes C in die obigen Gleichungen ermöglicht es, die Gestalt des Impulsantwortsignals zu verändern und die Tonqualität fein einzustellen. Verwendet man beispielsweise die Gleichung (10), so erhält man:

Bei einer weiteren Ausführungsform sieht ein wirksames Impulsantwortsignal so aus, daß nur 3 · ΔT im Zentrum der herkömmlichen Ausführungsform (die bei 9 · ΔT endet) mit einer Fensterfunktion multipliziert wird. Ein Beispiel eines solchen Signals sieht folgendermaßen aus:

Somit werden gemäß der Erfindung drei Impulsantwortsignale mit Perioden 3 · ΔT nacheinander mit einer Phasendifferenz von ΔT zwischen ihnen erzeugt, wobei ΔT die Digitaldaten-Abtastzeit repräsentiert. Jedes Impulsantwortsignal hat einen Wert von

0 zum Zeitpunkt t = 0
0 zum Zeitpunkt t = 0,5 ΔT
1 zum Zeitpunkt t = 1,5 ΔT
0 zum Zeitpunkt t = 2,5 ΔT und
0 zum Zeitpunkt t = 3 ΔT.

Drei Posten der letzten digitalen Daten werden jeweils alle 3 · ΔT im Speicher gespeichert, jedes der Impulsantwortsignale wird mit diesen digitalen Daten multipliziert, und die Resultate werden gemischt und dann einer Digital-Analog-Wandlung unterworfen.

Dies macht es möglich, die Anzahl Baugruppen der Schaltung zu reduzieren, beispielsweise die Anzahl der Generatoren zum Erzeugen von Impulsantwort-Signalwellenformen und der multiplizierenden D/A-Wandler, so daß die Anordnung insgesamt in ihrem Raumbedarf verkleinert und hinsichtlich der Kosten reduziert werden kann. Außerdem können Pegelschwankungen unterdrückt sowie das Auftreten von sporadischen Nadelimpulsen im Audiobereich reduziert werden.

Gemäß der Erfindung ist es daher möglich, ein Impulsantwortsignal zu erhalten, das unter dem Aspekt des menschlichen Hörempfindens besonders wünschenswert ist. Da außerdem die digitalen Daten nur einmal durch die Zwischenspeicherschaltung hindurchgehen, erfolgt keine "Verunreinigung" oder Modulation der Daten. Da das Additionssystem klein ist, gibt es allenfalls eine geringfügige Modulation aufgrund einer Unsymmetrie des Systems. Infolgedessen ergibt sich eine ausgezeichnete Tonqualität.

Da die erfindungsgemäße Anordnung einen einfachen Aufbau hat, gibt es wenige Stellen, die eine Einstellung erfordern, so daß sich die Tonqualität leicht einstellen läßt.

Claims (2)

1. Digital-Analog-Wandler,
gekennzeichnet durch

• - einen Generator (12) zum Erzeugen von Impulsantwort- Signalwellen Φ0(t), der erste, zweite und dritte Funktionsgeneratoren (12 _-1, 12₀, 12₁) aufweist, um nacheinander Impulsantwort-Signalwellenformen Φ₀(t) mit einer Periode 3 · ΔT zu erzeugen, die nacheinander in ihrer Phase um ein Zeitintervall ΔT verzögert sind, wobei ΔT die Abtastzeit von digitalen Daten repräsentiert, wobei das Impulsantwortsignal nacheinander folgende Werte annimmt: 0 zum Zeitpunkt t = 0
  0 zum Zeitpunkt t = 0,5 · ΔT
  0,5 zum Zeitpunkt t = ΔT
  0 zum Zeitpunkt t = 1,5 · ΔT
  0,5 zum Zeitpunkt t = 2 ΔT
  0 zum Zeitpunkt t = 2,5 · ΔT und
  0 zum Zeitpunkt t = 3 · ΔT;
• - einen Datengenerator (10) zur Erzeugung der digitalen Daten in dem vorgegebenen Zeitintervall;
• - drei Speicher (11 _1-, 11₀, 11₁), um nacheinander drei letzte Posten der digitalen Daten von den vom Datengenerator (10) erzeugten digitalen Daten zu speichern;
• - drei multiplizierende D/A-Wandler (13 _-1, 13₀, 13₁) zum Multiplizieren der jeweiligen Impulsantwort- Signalwellenformen von den Funktionsgeneratoren (12 _-1, 12₀, 12₁) mit den digitalen Daten, die in den vorgegebenen Speichern (11 _-1, 11₀, 11₁) gespeichert sind, und zur Lieferung der Multiplikationswerte (M_-1, M₀, M₁); und
• - einen Mischer (14) zur Kombination der Ausgangssignale (M_-1, M₀, M₁) von den drei multiplizierenden D/A-Wandlern (13 _-1, 13₀, 13₁) in ein Analogsignal, das als Ausgangssignal (SA) abgegeben wird.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (12) ein Impulsantwortsignal Φ₀(t) mit einer Wellenform liefert, die definiert ist durch

• a) lineare Funktionen oder
• b) quadratische Funktionen
• c) kubische Funktionen oder
• d) Potenzfunktionen höheren Grades oder
• e) Sinusfunktionen oder
• f) Tangensfunktionen oder
• g) eine zusammengesetzte Funktion aus den vorstehend genannten Funktionstypen.