DE3836504C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung, um Digitaldaten, die nacheinander in jeder vorgegebenen Abtastperiode erzeugt werden, in ein kon­ tinuierliches Analogsignal umzuwandeln. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Digital- Analog-Wandlung, die dazu geeignet sind, digitale Audio­ signale in analoge Audiosignale umzuwandeln.

Bei Kompakt-Disk-Geräten bzw. CD-Geräten oder digitalen Magnetbandaufzeichnungs/Wiedergabegeräten bzw. DAT-Geräten ist es erforderlich, Musiksignale in digitaler Form vor dem Aus­ gang in Analogsignale umzuwandeln.

Wie in Fig. 12 dargestellt, umfaßt ein herkömmlicherweise verwendeter Digital-Analog-Wandler, nachstehend kurz als D/A- Wandler bezeichnet, zur Wiedergabe von Musik einen digitalen Stromwandler 1, um digitale Daten DT, die mit einer bestimm­ ten Abtastperiode eingegeben werden, in einen Gleichstrom I_o umzuwandeln; einen Strom-Spannungs-Wandler 2, um den Gleichstrom I_o in eine Spannung SD umzuwandeln (vgl. Fig. 13) und um die Spannung zu halten, jedesmal wenn ein Abtastimpuls Ps erzeugt wird; und einen Tiefpaßfilter 3, um die Ausgangsspannung SD in ein kontinuierliches, glattes analoges Ausgangssignal SA umzuwandeln, welches das Ausgangs­ signal des Tiefpaßfilters 3 bildet.

Der Strom-Spannungs-Wandler 2 umfaßt einen Schalter SW, der einen beweglichen Kontakt aufweist, der von dem Abtastimpuls Ps umgeschaltet wird. Wenn der bewegliche Kontakt auf a geschaltet ist, wie es Fig. 12 zeigt, wird ein Integrierer gebildet, um die Spannung SD zu erzeugen, die dem Gleichstrom I_o entspricht. Wenn der bewegliche Kontakt zu einem Kontakt b umgeschaltet ist, so wird eine Halteschaltung gebildet, um die Spannung SD zu halten.

Die wichtigsten Probleme, die bei dem D/A-Wandler zur Wiedergabe von Musik auftreten, sind die Präzision, mit der die digitalen Daten in einen Stromwert umgewandelt werden, die Geschwindigkeit, mit der die Umwandlung erfolgt, und die Phasenverzerrung, die durch den Tiefpaßfilter hervorgerufen wird.

Die Probleme der Umwandlungsgenauigkeit und der Umwandlungs­ geschwindigkeit sind in gewissem Umfang bereits gelöst worden durch hochintegrierte Schaltkreise in LSI-Technik hoher Ge­ schwindigkeit sowie durch Fortschritte bei der Trimm- oder Feinabgleichtechnik. Obwohl Phasenverzerrungen, die vom Tiefpaß­ filter herrühren, unter Verwendung von digitalen Filtern gemildert werden können, lassen sich Phasenverzerrungen nicht vollständig eliminieren, solange das Filter ein integrales Teil der Konstruktion ist.

Die Fig. 14(a) und 14(b) dienen zur Beschreibung von Phasen­ verzerrungen. Fig. 14(a) zeigt eine ursprüngliche Audiosignal­ wellenform 5a, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 5b sowie eine 8-kHz-Komponentenwellenform 5c. Fig. 14(b) zeigt eine Audiosignalwellenform 6a, die von dem Tiefpaßfilter 3 gemäß Fig. 12 geliefert wird, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 6b und eine 8-kHz-Komponentenwellenform 6c. Aus diesen Wellen­ formen ergibt sich ohne weiteres, daß auf Grund der Verzögerung in der Phase der 8-kHz-Komponentenwellenform das Ausgangs­ audiosignal 6a sich von dem ursprünglichen Audiosignal 5a unterscheidet und daß diese Phasenverzerrung besonders deutlich bei hohen Frequenzen zum Ausdruck kommt. Somit führt die Anwesenheit des Tiefpaßfilters zu einer erheblichen Ver­ schlechterung der Tonqualität.

Wenn ein Impulssignal an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ergibt sich gemäß Fig. 15 hinsichtlich des Tiefpaßfilter- Ausgangssignals, daß es an einer Vorderflanke 7a verzögert wird und im Envelope-Bereich 7b sowie an der Rückflanke 7c schwingt. Wenn ein Musiksignal, das eine starke Impulsvariation aufweist, an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ändert sich die Tonqualität stark, und es gibt Zeitpunkte, wo sogar der Rhythmus des Musiksignals Unterschiede zeigt.

Um diese Nachteile zu überwinden, haben die Anmelder einen Digital-Analog-Wandler vorgeschlagen, der gemäß Fig. 16 folgendes aufweist: einen Generator 1′ zum Erzeugen von Teilen von Impulsantwort-Signalwellenformen SP in vorgegebenen Zeit­ intervallen (vgl. Fig. 17); einen Digitalsignalgenerator 2′ zur Lieferung von zeitlich gegeneinander verschobenen Reprä­ sentanten der umzuwandelnden Digitaldaten (16-Bit digitalen Audiodaten); einen Multiplizierer 3′ zum Multiplizieren der Teile von Impulsantwort-Signalwellenformen mit den jeweiligen Zeitintervallen zugeordneten, zeitlich verschobenen Repräsen­ tanten der Digitaldaten; und einen Mischer 4′ zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals durch Kombination der vom Mul­ tiplizierer 3′ gelieferten Signale. Gemäß diesem früher vor­ geschlagenen D/A-Wandler unterteilt der Generator 1′ ein Im­ pulsantwortsignal SP in einem vorgegebenen Zeitintervall ΔT, wie es Fig. 17 zeigt.

Wenn dies geschieht, werden Teilwellenformen S_K, die aus der Unterteilungsoperation resultieren, wiederholt in dem Zeit­ intervall ΔT erzeugt, wie es die Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) zeigen, in denen nur S_-1, S₀ und S₁ dargestellt sind.

Der Digitaldatengenerator 2′ speichert 16-Bit digitale Audiodaten V_K, die im vorgegebenen Zeitintervall ΔT erzeugt werden, in internen Schieberegistern, wobei ein sequentielles Weiterschieben erfolgt. Multiplizierende D/A-Wandler in dem Multiplizierer 3′ multiplizieren jeweils die Teilsignalwellen­ formen S_K mit den vorgegebenen digitalen 16-Bit Audiodaten V_-K, die in den Schieberegistern gespeichert sind, entsprechend den Teilsignalwellenformen.

Der Mischer 4′ kombiniert die Signale, die von den multi­ plizierenden D/A-Wandlern abgegeben werden, und erzeugt dadurch ein analoges Ausgangssignal SA, das gegeben ist durch

SA = Σ S_K · V_-K

Dieser Digital-Analog-Wandler macht es möglich, ein kontinuier­ liches Analogsignal zu erzeugen, das frei von Phasenverzerrungen ist.

Der vorgeschlagene Digital-Analog-Wandler berücksichtigt den Umstand, daß das Impulsantwortsignal (vgl. Fig. 17) vor einem Zeitschlitz oder Zeitkanal T_-5 und nach einem Zeit­ schlitz oder Zeitkanal T₅ stark gedämpft ist, und approximiert das Impulsantwortsignal SP durch neun Teilsignal­ wellenformen S_-4 . . . S₀ . . . S₄ in neun Zeitkanälen T_-4 . . . T₀ . . . T₄. Aus diesem Grunde benötigt der vorgeschlagene Digital-Analog- Wandler neun Teilwellenformgeneratoren, eine Speicherschaltung, bestehend aus neun Schieberegistern, sowie neun multiplizierende D/A-Wandler. Dies liefert zwar die Signale gewünschter Qualität, erfordert jedoch einen gewissen Raumbedarf auf Grund der erforder­ lichen Komponenten.

Wenn man versucht, das Impulsantwortsignal durch eine geringere Anzahl von Teilsignalwellenformen zu approximieren, nämlich in dem Bestreben, die Anzahl von Teilwellenformgeneratoren, die Anzahl von Schieberegistern in der Speicherschaltung und die Anzahl von multiplizierenden D/A-Wandlern zu verringern, so tritt ein neues Problem auf. Dabei unterliegt nämlich die Fequenzkennlinie des analogen Ausgangssignals des Digital- Analog-Wandlers einer Schwankung im Pegel im Audioband, wie es Fig. 19 zeigt.

Außerdem werden die Teilsignalwellenformen S_K, die in den vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandlern in die multiplizierenden D/A-Wandler eingegeben werden, im Intervall ΔT diskontinuierlich, wie es Fig. 18 zeigt. Es tritt das Problem auf, daß - wegen dieser Signaldiskontinuität und der Ausregelzeit der multi­ plizierenden D/A-Wandler - das vom Mischer 4′ abgegebene analoge Ausgangssignale SA bei jedem Intervall ΔT ein zacken­ förmiges Rauschen aufnimmt.

Die Wellenform des analogen Ausgangssignals SA nimmt die in Fig. 20 dargestellte Form an, wenn ein Impuls UP in den vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandler eingegeben wird. Obwohl das analoge Ausgangssignal SA die Wellenform gemäß Fig. 17 in einem Fall annehmen muß, wenn der Impuls UP angelegt wird, ist die resultierende Wellenform von der Gestalt, daß das analoge Ausgangssignal in jedem Intervall ΔT ein zacken­ förmiges Rauschen aufnimmt, und zwar auf Grund der Einschwing­ zeit der multiplizierenden D/A-Wandler.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrich­ tung zur Digital-Analog-Wandlung anzugeben, mit denen es mög­ lich ist, verbesserte kontinuierliche Analogsignale mit ver­ bessertem Rauschabstand und flachem Frequenzgang zu erzeugen, die frei von Phasenverzerrungen sind, wobei sich die Anzahl von erforderlichen Schaltungskomponenten reduzieren läßt.

Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, ein Verfahren und eine Vorrichtung der eingangs genannten Art gemäß den Merkma­ len im Kennzeichen der Patentansprüche 1 bzw. 4 auszubilden. Vorteilhafte Weiterbildungen des Verfahrens und der Vorrich­ tung gemäß der Erfindung sind in den Unteransprüchen angege­ ben.

Mit dem Verfahren und der Vorrichtung gemäß der Erfindung wird die Aufgabe in zufriedenstellender Weise gelöst. Dabei können die erforderlichen Schaltungskomponenten in ihrer An­ zahl reduziert werden, beispielsweise hinsichtlich der Anzahl von multiplizierenden D/A-Wandlern. Bei den erhaltenen Ana­ logsignalen treten in der gewünschten Weise keine Pegel­ schwankungen im Audioband auf.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Beschreibung von Ausführungs­ beispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Digital-Analog-Wandlers gemäß einer Aus­ führungsform der Erfindung;

Fig. 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Zeitkanäle für einen Fall, wo eine Zeit­ achse in Intervalle von ΔT unterteilt ist;

Fig. 3 eine schematische Darstellung zur Erläuterung von digitalen Daten in jedem Zeitkanal;

Fig. 4(a) und 4(b) einen Einheitsimpuls sowie ein Signalwellen­ formdiagramm einer Ausführungsform von Impulsantwortsignalen;

Fig. 5 ein Impulsantwortsignal-Wellenformdiagramm, das drei kontinuierlichen Digitalsignalen entspricht;

Fig. 6 ein Wellenformdiagramm einer Funktion Φ_K(t), wenn ein Impulsantwortsignal ausgedrückt wird durch ΣA_KΦ_K(t);

Fig. 7(a) Wellenformdiagramme von Φ_-1(t), Φ₀(t) und Φ₁(t);

Fig. 7(b) ein Wellenformdiagramm von A_KΦ_K(t);

Fig. 8 Impulsantwortsignal-Wellenformdiagramme für drei kontinuierliche Digitalsignale V_-1, V₀ und V₁;

Fig. 9 eine Tabelle zur Angabe der gesamten Koeffi­ zienten für die Verarbeitung mit dem Digital­ signalprozessor;

Fig. 10 ein Funktionsblockschaltbild zur Erläuterung der Verarbeitung, die von dem Digitalsignal­ prozessor durchgeführt wird;

Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Funktionsgenerators;

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines früheren Digital- Analog-Wandlers;

Fig. 13 ein Wellenformdiagramm von Wellenformen für den D/A-Wandler gemäß Fig. 12;

Fig. 14(a), 14(b) und 15 Darstellungen zur Beschreibung von Phasenver­ zerrungen und Wellenformverzerrungen bei dem früheren Digital-Analog-Wandler;

Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des allgemeinen Aufbaus eines Digital-Analog- Wandlers;

Fig. 17 ein Wellenformdiagramm von Impulsantwortsignalen;

Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) Wellenformdiagramme von Ausgangssignalen, die mit einem Teilwellenform-Generator erzeugt werden;

Fig. 19 einen Frequenzgang zur Erläuterung von Unzulänglichkeiten bei früheren Bauformen; und in

Fig. 20 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung von Unzulänglichkeiten bei früheren Bauformen.

Das Prinzip der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 2 bis 9 erläutert; danach wird ein Digital-Analog- Wandler gemäß der Erfindung im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

Wenn eine Zeitachse in vorgegebene Zeitintervalle T unterteilt wird, wie es Fig. 2 zeigt, und ein diskreter Zeitsignalwert (Digitalwert) in jedem Zeitkanal T_K mit V_K bezeichnet wird, wobei K = -∞, . . ., -4, . . ., 0, . . ., +4, . . . ∞ gilt, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, dann wird ein kontinuierliches Signal entsprechend den diskreten Zeitsignalen RTS erhalten, indem man längs der Zeitachse Impulsantwortsignale überlagert, die mit den Digitaldaten V_K gewichtet sind, die von einem Augenblick zum nächsten eingegeben werden.

Fig. 4(a) zeigt einen Einheitsimpuls im Zeitkanal T₀ und Fig. 4(b) zeigt ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Impulsantwortsignals SP, das dem Impulssignal entspricht. Die Wellenform des Signals SP ist dabei eine Spline- Signalwellenform, die eine Ausführungsform der Erfindung ver­ deutlicht. Es darf darauf hingewiesen werden, daß das Impulsantwortsignal ein Intervall umfaßt, das sich von -∞ bis +∞ auf der Zeitachse erstreckt und vom Zeitkanal T₀ aus in Richtung von -∞ und +∞ stark gedämpft ist.

Betrachtet man nur die Digitaldaten V_-1, V₀, V₁ in den Zeit­ kanälen T_-1, T₀, T₁ der diskreten Zeitsignale RTS gemäß Fig. 3, so erkennt man, daß die Impulsantwortsignale SP_-1, SP₀, SP₁, die den Digitaldaten V_-1, V₀, V₁ entsprechen, einen Verlauf haben, der in Fig. 5 mit einer gestrichelten Linie, einer ausgezogenen Linie und einer strichpunktierten Linie angegeben ist.

Indem man diese Impulsantwortsignale der Reihe nach bei jedem T kombiniert, ausgehend von dem alten Zeitkanal T_K (K = -∞, . . ., -2, -1, 0, 1, 2, . . . , ∞) und das Resultat ausgibt, so wird ein kontinuierliches Zeitsignal erhalten, das den drei Werten der Digitaldaten V_-1, V₀, V₁ entspricht. Hierbei ist darauf hinzuweisen, daß die Impulsantwortsignale SP_-1, SP₀, SP₁ in Fig. 5 das Resultat der Multiplikation des Impulsantwortsignals SP (vgl. Fig. 4(b)) mit V_-1, V₀ bzw. V₁ sind.

Die obigen Darlegungen beziehen sich auf drei Werte oder Posten von Digitaldaten. Es kann jedoch in gleicher Weise ein kontinuierliches Zeitsignal erhalten werden, wenn auch die Digitaldaten in sämtlichen Zeitkanälen berücksichtigt werden. Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die Impulsantwort­ signale stark gedämpft werden, wird es ausreichend sein, wenn die Anzahl von Impulsantwortsignalen, die in jedem Zeitkanal zu kombinieren sind, höchstens neun beträgt.

Mit anderen Worten, T_K repräsentiere den vorliegenden Zeitkanal. Wenn die Impulsantwortsignale, die den neun Werten von Digitaldaten entsprechen, in den Zeitkanälen T_K-4 bis T_K+4 kombiniert werden, so wird ein ausreichend genaues kontinuierliches Zeitsignal im Zeitkanal T_K erhalten.

Gemäß dem oben beschriebenen Verfahren der Kombination von Impulsantwort-Signalwellenformen, die neun Werten von Digitaldaten entsprechen, sind jedoch neun Schaltungseinheiten erforderlich, was zu einer vergleichsweise großen und Kosten verursachenden Vorrichtung führt; die Impulsantwort-Signalwellen­ formen sind komplizierter Natur, so daß die Signale dis­ kontinuierlich sind und das analoge Ausgangssignal Rausch­ einflüsse aufnehmen kann, so daß ein hoher Rauschabstand erforderlich ist.

Wenn daher das Impulsantwortsignal SP ausgedrückt werden kann, indem man einfachere Funktionssignale in kurzen Intervallen verwendet, dann können die Funktionssignale direkt verwendet werden, ohne daß sie unterteilt werden. Damit wird jegliche Diskontinuität eliminiert und es ermöglicht, die Anzahl von erforderlichen Schaltungseinheiten zu reduzieren.

Eine Funktion Ψ(t) zur Darstellung des Impulsantwort­ signals SP gemäß Fig. 4(b) kann durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden, indem man eine andere Funktion Φ_K(t) verwendet:

wobei K = -∞ . . . +∞.

Hier hat Φ(t) eine Wellenform, in der drei Abtastzeiten 3T eine Periode bilden, wie es Fig. 6 zeigt, und wird stückweise mit drei Polynomen ausgedrückt. Das bedeutet, Φ(t) läßt sich folgendermaßen darstellen:

Φ(t) = (9/2) · (t/3T)² (0t<T)

Φ(t) = -9 · (t/3T-1/2)² + 3/4 (Tt<2T)

Φ(t) = (9/2) · (t/3T-1)² (2Tt<3T)

Wenn weiterhin die Funktion, die vom Zeitpunkt 0 bis zum Zeitpunkt 3T mit der ausgezogenen Linie dargestellt ist, durch Φ₀(t) ausgedrückt wird, eine Funktion, die m Abtast­ zeiten früher liegt, ausgedrückt wird durch Φ_-m(t), und eine Funktion, die m Abtastzeiten später liegt, ausgedrückt wird durch Φ_m(t), so lassen sich diese Funktionen wie folgt darstellen:

Φ_-m(t) = Φ₀ (t + m · T) (3)

Φ_m(t) = Φ₀ (t - m · T) (4)

Die Berechnung der Koeffizienten A_K aus der Gleichung (2) ergibt die folgenden Werte für diese Koeffizienten:

Somit erhalten die Funktionen A_KΦ_K(t) mit K = -∞ . . . +∞ in Gleichung (1) die in Fig. 7(b) dargestellten Formen, wo nur die Wellenformen für K = -1, 0, 1 dargestellt sind. Wenn diese miteinander kombiniert werden, wird ein Impulsantwort­ signal Ψ(t) erhalten, wie es mit der gestrichelten Linie ange­ deutet ist.

Wenn drei Werte von Digitaldaten, die in der Abtastperiode T kontinuierlich sind, ausgedrückt werden durch . . ., V_-1, V₀, V₁, . . ., und zwar in der Reihenfolge von den ältesten zu den jüngsten Daten, dann können die Impulsantwortsignale . . ., Ψ_-1(t), Ψ₀(t), Ψ₁(t), . . . folgendermaßen geschrieben werden, indem man die Gleichungen (1) bis (4) verwendet:

Ψ_-1(t) = Σ V_-1 · A_K · Φ_K(t+T)
= . . . +V_-1A_-1Φ₀(t+2T) + V_-1A₀Φ₀(t+T) + V_-1A₁Φ₀(t) + . . . (5)

Ψ₀(t) = Σ V₀ · A_K · Φ_K(t)
= . . . +V₀A_-1Φ₀(t+T) + V₀A₀Φ₀(t) + V₀A₁Φ₀(t-T) + . . . (6)

Ψ₁(t) = Σ V₁ · A_K · Φ_K(t-T)
= . . . +V₁A_-1Φ₀(t) + V₁A₀Φ₀(t-T) + V₁A₁Φ₀(t-2T) +. . . (7)

Das Resultat hieraus ist in Fig. 8 dargestellt. Es darf darauf hingewiesen werden, daß die Werte von Digitaldaten V_-1, V₀, V₁ so dargestellt sind, daß sie in Fig. 8 identische Werte haben.

Zieht man die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t) aus den Gleichungen (5) bis (7) heraus, so erhält man

V_-1 · A₁, V₀ · A₀, V₁ · A_-1

Bei den obigen Darlegungen sind nur die drei Werte der Digitaldaten V_-1, V₀ und V₁ berücksichtigt. Wenn neun Werte von kontinuierlichen Digitaldaten V_-4 bis V₄ berücksichtigt werden, so erhalten die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t) die folgenden Werte, die auch in Fig. 9 angegeben sind:

V₄A_-4, V₃A_-3, V₂A_-2, V₁A_-1, V₀A₀, V_-1A₁, V_-2A₂, V_-3A₃, V_-4A₄ (8)

Wenn man in gleicher Weise die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t+T) aus den Gleichungen (5) bis (7) herauszieht, so erhält man

V_-₁ · A₀, V₀ · A_-1

Wenn neun Werte von kontinuierlichen Digitaldaten berücksichtigt werden, so erhalten die Koeffizienten der Funktion Φ₀ (t+T) die nachstehenden Werte, die in der Tabelle gemäß Fig. 9 eingetragen sind:

V₃A_-4, V₂A_-3, V₁A_-2, V₀A_-1, V_-1A₀, V_-2A₁, V_-3A₂, V_-4A₃, V_-5A₄ (9)

Wenn man weiterhin die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t-T) aus den Gleichungen (5) bis (7) herauszieht, so erhält man

V₀ · A₁, V₁ · A₀

Wenn neun Werte von kontinuierlichen Digitaldaten berücksichtigt werden, so erhalten die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t-T) die folgenden Werte, die auch in der Tabelle gemäß Fig. 9 angegeben sind:

V₅A_-4, V₄A_-3, V₃A_-2, V₂A_-1, V₁A₀, V₀A₁, V_-1A₂, V_-2A₃, V_-3A₄ (10)

Wenn somit das Resultat der Gesamtwertbildung der Koeffizienten gemäß Ausdruck (9) und Multiplizieren der Funktion Φ(t+T) mit dem Gesamtwert, das Resultat der Gesamtwertbildung der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8) und Multiplizieren der Funktion Φ(t) mit dem Gesamtwert, und das Resultat der Gesamtwert­ bildung der Koeffizienten gemäß Ausdruck (10) und Multiplizieren der Funktion Φ(t-T) mit dem Gesamtwert kombiniert werden, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, so kann ein kontinuierliches analoges Ausgangssignal erhalten werden, das einer Reihe von Digitaldaten entspricht.

Ein Digital-Analog-Wandler gemäß der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 näher erläutert. In Fig. 1 erkennt man ein Register 11 zum Speichern von Digitaldaten, einen DSP oder Digitalsignalprozessor 12, einen Zwischenspeicherbereich 13 mit drei Zwischenspeicherschaltungen 13 _-1, 13₀ und 13₁, einen Signalgenerator 14 mit Funktionsgeneratoren 14 _-1, 14₀, 14₁ zur Erzeugung der Funktion Φ₀(t+T), Φ₀(t) bzw. Φ₀(t-T), einen Multiplizierer 15 mit drei multiplizierenden D/A-Wandlern 15 _-1, 15₀ und 15₁, die an den Zwischenspeicherbereich 13 und den Signalgenerator 14 angeschlossen sind, sowie einen Mischer 16 zur Kombination einer Vielzahl von Signalen M_-1, M₀ und M₁, die von dem Multiplizierer 15 geliefert werden, um ein analoges Ausgangssignal SA zu erzeugen.

Ein Digitaldatengenerator 10 erzeugt ein Bittaktsignal BCLK, Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P_3N+1, . . ., P_3N+3 sowie ein ROM-Datenzwischenspeicherungs-Impulssignal LCK. Der Digitaldatengenerator 10 erzeugt außerdem die Digitaldaten V_K (vgl. Fig. 3) von beispielsweise 16 Bits in den vorgegebenen Zeitintervallen bzw. zu den Abtastzeiten T und speichert diese nacheinander in dem Register 11 ab. Die Frequenz des Bittakt­ signals BCLK beträgt a · f_s, wobei a beispielsweise den Wert a=64 hat, und wobei die Abtastfrequenz f_s=1/T ist. Die Periode der Datenzwischenspeicherungsimpulse P_3N+1, . . ., P_3N+3 beträgt 3T, wobei diese Zwischenspeicherungsimpulse nacheinander in Phase mit T verschoben werden.

Der Digitalsignalprozessor 12 berechnet den Gesamtwert C der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8) unter Verwendung der letzten neun Werte von Digitaldaten und speichert nacheinander die Resultate zyklisch in den Zwischenspeicherschaltungen 13 _-1, 13₀, 13₁. Genauer gesagt, zum Zeitpunkt des Zeitkanals T_-1 wird ein Gesamtwert C_-1 der Koeffizienten gemäß Ausdruck (9) berechnet und in der Zwischenspeicherschaltung 13 _-1 gespeichert; zum Zeitpunkt des Zeitkanals T₀ wird ein Gesamtwert C₀ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8) berechnet und in der Zwischen­ speicherschaltung 13₀ gespeichert; zum Zeitpunkt des Zeit­ kanals T₁ wird ein Gesamtwert C₁ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (10) berechnet und in der Zwischenspeicherschaltung 13₁ gespeichert.

Danach wird der Gesamtwert C der Koeffizienten, die von dem Digitalsignalprozessor 12 berechnet werden, nacheinander in den Zwischenspeicherschaltungen 13 _-1→ 13₀→ 13₁→ . . . als C_-1, C₀, C₁ gespeichert, jedesmal dann, wenn neue Digitaldaten bei der Abtastperiode erzeugt werden.

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Verarbeitung, die von dem Digitalsignalprozessor 12 durchgeführt wird. TD bezeichnet Verzögerungsschaltungen, um Digitaldaten während einer Abtastperiode T zu speichern und die Daten zur nächsten Stufe weiterzuschieben. Multiplizierer sind mit dem Bezugszeichen A_-4, . . ., A₄ bezeichnet, während Addierer mit ADD bezeichnet sind.

Der Signalgenerator 14 umfaßt die oben angegebenen Funktions­ generatoren 14 _-1, 14₀, 14₁ zur wiederholten Erzeugung von Signalen mit den entsprechenden Funktionen Φ₀(t+T), Φ₀(t), Φ₀(t-T) der Periode 3T, wie es in Fig. 7(a) dargestellt ist.

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Funktionsgenerators 14 _-1. Der Funktionsgenerator 14 _-1 umfaßt folgende Baugruppen: einen Zähler 21, dessen Zählausgang mit einem Rücksetzimpuls R_3N+1 gelöscht wird (wobei dies der gleiche Impuls wie der Datenzwischenspeicherungsimpuls P_3N+1 ist), und der das Bittaktsignal BCLK mit der Frequenz a · f_s zählt (wobei f_s die Abtastfrequenz ist) und erzeugt ein Adressensignal AS eines ROM 22, der die nächste Stufe bildet; den ROM 22, der sequentiell in der Reihenfolge seiner Adressen die Digitalwerte der Funktion Φ₀(t) speichert, die in den Intervallen 1/(a · f_s) digitalisiert sind, und aus dem die Digitaldaten nacheinander aus den Speicherbereichen ausgelesen werden, die mit den Adressensignalen AS vom Zähler 21 angegeben worden sind, um dadurch die diskrete Funktion Φ₀(t) zu erzeugen; eine Zwischenspeicherschaltung 23 zur Zwischenspeicherung der vom ROM 22 ausgegebenen Digitaldaten; einen D/A-Wandler 24 zur Umwandlung des Ausgangssignals der Zwischenspeicherschaltung 23 in einen Storm I_o mit einem Wert, der dem ihm eingegebenen Digitalwert proportional ist; einen IV-Wandler oder Strom- Spannungs-Wandler 25 zur Umwandlung des Stomwertes I_o vom D/A-Wandler 24 in ein Spannungssignal proportional zum Stromwert I_o; einen Tiefpaßfilter 26 zur Umformung des Ausgangssignales des Strom-Spannungs-Wandlers 25 in ein glattes kontinuierliches analoges Ausgangssignal; und einen Verstärker 27.

Die Funktionsgeneratoren 14₀, 14₁ haben fast die gleiche Anordnung wie der Funktionsgenerator gemäß Fig. 11. Der einzige Unterschied besteht darin, daß der Zählausgang im entsprechenden Zähler 21 nicht durch den Rücksetzimpuls R_3N+1, sondern durch die Rücksetzimpulse R_3N+2 bzw. R_3N+3, zurückgesetzt wird, wobei es sich um die gleichen Impulse handelt wie die Datenzwischenspeicherungsimpulse P_3N+2 bzw. P_3N+3.

Es darf darauf hingewiesen werden, daß der Funktionsgenerator 14 _-1 die Wiederholungsfunktion Φ₀(t+T) mit der Periode 3T vom Zeitpunkt -T, der Funktionsgenerator 14₀ die Wiederholungs­ funktion Φ₀(t) der Periode 3T vom Zeitpunkt 0, und der Funktionsgenerator 14₁ die Wiederholungsfunktion Φ₀(t-T) der Periode 3T vom Zeitpunkt T ausgeben.

Der Multiplizierer 15 weist drei multiplizierende D/A-Wandler 15 _-1, 15₀, 15₁ auf. Der multiplizierende D/A-Wandler 15 _-1 multipliziert den Gesamtwert C_-1 der Koeffizienten gemäß Ausdruck (9), die in der Zwischenspeicherschaltung 13 _-1 gespeichert sind, mit dem Funktionssignal Φ₀(t+T) und gibt das Produkt als Analogsignal M₁ aus. Der multiplizierende D/A-Wandler 15₀ multipliziert den Gesamtwert C₀ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8), die in der Zwischenspeicherschaltung 13₀ gespeichert sind, mit dem Funktionssignal Φ₀(t) und gibt das Produkt als Analogsignal M₀ aus. Der multiplizierende D/A-Wandler 15₁ multipliziert den Gesamtwert C₁ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (10), die in der Zwischenspeicherschaltung 13₁ ge­ speichert sind, mit dem Funktionssignal Φ₀(t-T) und gibt das Produkt als Analogsignal M₁ aus.

Der Mischer 16 hat den Aufbau eines herkömmlichen Addierers zur Kombination der Analogsignale M_-1 bis M₁, die von den multiplizierenden D/A-Wandlern 15 _-1 bis 15₁ abgegeben werden, um dadurch das analoge Ausgangssignal SA zu erzeugen.

Wie aus den vorstehenden Erläuterungen ersichtlich, wird gemäß der Erfindung das Impulsantwortsignal Ψ(t) ausgedrückt, indem man einfache kurze Funktionen Φ_K(t) und Koeffizienten A_K verwendet und sie in der nachstehenden Weise kombiniert:

Ψ(t) = Σ A_K · Φ_K(t)

wobei K = -∞ +∞.

Dabei erfolgt die Verarbeitung zur Berechnung der Koeffizienten A_K vorher mit einem Digitalsignalprozessor, und das Funktions­ signal Φ_K(t) wird erzeugt, ohne daß es unterteilt wird; die Funktion wird mit den Koeffizienten multipliziert, und die Resultate werden anschließend kombiniert. Dies macht es möglich, ein kontinuierliches analoges Ausgangssignal zu erzeugen, welches frei von Phasenverzerrungen ist. Weiterhin ist es möglich, die Anzahl von Schaltungseinheiten zu reduzieren, beispielsweise die Anzahl der multiplizierenden D/A-Wandler auf drei zu verringern; schließlich ist es möglich, ein analoges Ausgangssignal zu erhalten, das frei von Rauschen ist, einen ausgezeichneten Rauschabstand hat und keinerlei Schwankungen in seinem Pegel zeigt.

Claims (7)

1. Verfahren zur Digital-Analog-Wandlung, um Digitaldaten, die nacheinander in jeder vorgegebenen Abtastperiode T erzeugt werden, in ein kontinuierliches Analogsignal umzuwandeln, gekennzeichnet durch folgende Schritte

• - sukzessives Erzeugen von Digitaldaten V_K in jeder vorgegebenen Abtastperiode, wobei K=. . ., -4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, . . . gilt;
• - wiederholtes sukzessives Erzeugen, mit einer Periode 3T, von Signalen Φ(t+T), Φ(t), Φ(t-T), wobei eine Impulsantwort-Signalwellenform ψ(t)=Σ A_K · Φ_K(t) ausgedrückt wird durch ψ(t) = Σ A_K · Φ(t-K · T)
  mit K= -∞ . . . +∞unter Verwendung eines Signals Φ(t) mit 0t3T, das stückweise durch drei Polynome ausgedrückt wird;
• - Berechnen des Wertes von C für jede Abtastperiode T gemäß der Gleichung C = Σ A_-K · V_K
  mit K = -M . . . M,wobei M jeweil eine ganze Zahl ist und wobei V₀ Digitaldaten angibt, die zu dem vorliegenden Zeitpunkt gelten, und
  zyklisches Speichern der berechneten Werte von C_-1, C₀ und C₁ in aufeinanderfolgender Weise für entsprechende Abtastperioden T_-1, T₀ und T₁; und
• - Erzeugen eines kontinuierlichen Analogsignals (SA) durch Umwandlung der Digitaldaten (V_K) in einen Analogwert gemäß der nachstehenden Gleichung SA = C_-1 · Φ(t + T) + C₀ · Φ(t) + C₁ · Φ(t-T).

2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die drei stückweisen Polynome zur Bildung des Signals Φ(t) gegeben sind durch die nachstehenden Ausdrücke Φ(t) = (9/2) · (t/3T)² (0t<T)Φ(t) = -9 · (t/3T-1/2)² + 3/4 (Tt<2T)Φ(t) = (9/2) · (t/3T-1)² (2Tt<3T)und daß A_K ausgedrückt wird durch die Gleichung

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,

• - daß ein Wert des Signals Φ(t) vorher zu einem Zeitintervall von 1/a_s der Abtastperiode T diskret in einem ROM gespeichert wird,
• - daß ein Bittaktsignal, das mit einer Periode 1/a_s erzeugt wird, gezählt wird,
• - daß die numerischen Werte nacheinander aus dem ROM aus Adressen ausgelesen werden, die mit dem gezählten Wert angegeben werden,
• - daß die numerischen Werte in Spannungen umgewandelt werden, um das analoge Signal Φ(t) zu erzeugen,
• - und daß Signale Φ(t+T) und Φ(t-T) in gleicher Weise wie das Signal Φ(t) erzeugt werden.

4. Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung zur Umwandlung von Digitaldaten, die nacheinander in jeder vorgegebenen Abtastperiode T erzeugt werden, in ein kontinuierliches Analogsignal,
gekennzeichnet durch

• - einen Digitaldatengenerator (10) zur sukzessiven Erzeugung von Digitaldaten V_K für K = . . ., -4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, . . . in jeder vorgegebenen Abtastperiode T;
• - einen Signalgenerator (14) zur wiederholten sukzessiven Erzeugung mit einer Periode 3T von Signalen Φ(t+T), Φ(t), Φ(t-T), wobei eine Impulsantwort-Signalwellen­ form ψ(t) = ΣA_K · Φ_K(t) ausgedrückt wird als ψ(t) = Σ A_K · Φ(t-K · T)
  mit K = -∞ . . . +∞unter Verwendung eines Signals Φ(t) mit 0t3T, das stückweise durch drei Polynome ausgedrückt wird;
• - eine Recheneinrichtung zur Berechnung eines Wertes von C für jede Abtastperiode T gemäß der Gleichung C = Σ A_-K · V_K
  mit K = -M . . . M,wobei M jeweils eine ganze Zahl ist und wobei V₀ Digitaldaten repräsentiert, die zum vorliegenden Zeitpunkt gelten;
• - einen Speicher (13) zum zyklischen Speichern der berechneten Werte von C, die mit der Recheneinrichtung in jeder Periode T berechnet werden als C_-1, C₀ und C₁ in aufeinanderfolgender Weise für entsprechende Abtastperioden T_-1, T₀ und T₁;
• - drei Sätze von Multiplizierern (15) zur jeweiligen Berechnung von Ausgangssignalen (M_-1, M₀, M₁) der Form M_-1 = C_-1 · Φ(t+T)
  M₀ = C₀ · Φ(t)
  M₁ = C₁ · Φ(t-T); und
• - einen Mischer (16) zur Kombination der Ausgangs­ signale (M_-1, M₀, M₁) von den drei Sätzen von Multipli­ zierern (15) zur Erzeugung eines kontinuierlichen Analogsignals (SA).

5. Vorrichtung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die drei stückweisen Polynome zur Darstellung des Signals Φ(t) gegeben sind durch die nachstehenden Ausdrücke Φ(t) = (9/2) · (t/3T)² (0t<T)Φ(t) = -9 · (t/3T-1/2)² + 3/4 (Tt<2T)Φ(t) = (9/2) · (t/3T-1)² (2Tt<3T)und daß A_K ausgedrückt wird durch die nachstehende Gleichung:

6. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5,
dadurch gekennzeichnet,

• - daß ein Wert des Signals Φ(t) vorher zu einem Zeitinter­ vall von 1/a_s der Abtastperiode T diskret in einem ROM gespeichert wird,
• - daß ein Bittaktsignal, das mit einer Periode 1/a_s erzeugt wird, gezählt wird,
• - daß die numerischen Werte nacheinander aus dem ROM aus Adressen ausgelesen werden, die mit dem gezählten Wert angegeben werden,
• - daß die numerischen Werte in Spannungen umgewandelt wer­ den, um das analoge Signal Φ(t) zu erzeugen,
• - und daß Signale Φ(t+T) und Φ(t-T) in gleicher Weise wie das Signal Φ(t) erzeugt werden.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplizierer (15) multiplizierende D/A-Wand­ ler (15_-1, 15₀, 15₁) aufweisen.