DE19719440A1

DE19719440A1 - Oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE19719440A1
Application number: DE19719440A
Authority: DE
Inventors: Nikolay Tchamov; Petri Jarske
Original assignee: Micronas Oy
Current assignee: Micronas Oy
Priority date: 1996-05-09
Filing date: 1997-05-07
Publication date: 1997-11-13
Anticipated expiration: 2017-05-08
Also published as: GB2313006A; FR2748615A1; DE19719440C2; GB9709237D0; FI100753B; FI961984A; GB2313006B; FR2748615B1; FI961984A0; US5825256A

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Schwingkreise, d. h. Oszil latoren, und besonders auf Oszillatoren, die auf Multivibratoren basieren.

Strom- und spannungsgesteuerte Oszillatoren (ICO und VCO) sind wichtige Komponenten in Sender- und Empfängerstrukturen. Wenn auf An wendungen in tragbaren, drahtlosen Datenübertragungssystemen gezielt wird, sind Hauptforderungen an VCO/ICO wie folgt: Betriebsfrequenzbereich von 1 bis 20 GHz, sehr niedriges Phasengeräusch sowie Betriebsspannung und Lei stungsverbrauch so niedrig wie möglich. Je nach Struktur kann ein Daten übertragungsgerät mehrere VCO/ICOs enthalten, die zu verschiedenen Zwec ken, beispielsweise für Frequenzkonversion, Synthetisierung, Modulation usw. nötig sind. Deren Leistungsfähigkeit beeinflußt stark die Leistungsfähig keit der ganzen Datenübertragungseinheit. Anderseits ist der Bedarf, diese Oszillatoren mit Siliziumtechnologien zu implementieren, mit vielen Problemen verbunden.

Während der letzten Jahre haben sich viele Forschungsarbeiten darauf konzentriert, optimale Lösungen zu finden. Als Kern der VCO/ICOs werden hauptsächlich zwei Oszillatortypen verwendet: Sinusoszillatoren und Relaxationsoszillatoren. Sinusoszillatoren erzeugen gewöhnlich die besten Parameter, was hohe Frequenz und niedriges Phasengeräusch betrifft, aber sie sind meistens nur mit GaAS-Technologien leicht implementierbar. Ein Übergang zu Bipolar-, CMOS- oder BiCMOS-Technologien verursacht viele Probleme hauptsächlich wegen eines sehr leitenden Substrats. Anderseits fordert die Geschwindigkeit solcher zur Verfügung stehenden Technologien zur Zeit die Forscher auf, weil sie heute Transientfrequenzen von 10 bis 40 GHz erreicht, die früher als ein Frequenzbereich angesehen wurden, der zur von GaAS-basierten Materialien gedeckt werden konnte. Die Geschwindigkeit der siliziumbasierten Technologien reicht schon für Mobilfunkverkehr im Fre quenzbereich von 1 bis 20 GHz aus, den die meisten Mobilgeräte und drahtlo se LANs anwenden. Dazu ist ein steuernder Faktor bei Planung tragbarer Ge räte seit immer eine starke Forderung, mit einer so niedrigen Betriebsspan nung wie möglich zu arbeiten und so wenig Leistung wie möglich zu verbrau chen.

Bei Oszillatoren vom LC-Typ werden aktive Schaltungskomponen ten außerhalb des nichtlinearen Betriebsbereichs gehalten, während bei Re laxationsoszillatoren ein sinusförmiges Signal eine Folge der Unfähigkeit der Impulsschaltung ist, bei sehr hohen Frequenzen schnell genug zu schalten.

Schwingkreise oder Oszillatoren können mit vielen verschiedenen Schaltungsstrukturen verwirklicht werden. Eine von diesen ist ein astabiler (freischwingender) Multivibrator. Fig. 1 zeigt eine traditionelle, emittergekop pelte Multivibratorschaltung, die zur Verwirklichung spannungsgesteuerter Os zillatoren (VCO) benutzt wird. Die Schaltung weist zwei Transistoren Q1 und Q2 auf, zwischen denen eine positive Rückkopplung bewirkt ist, und zwar da durch, daß jede Basis eines Transistors mit dem Kollektor des anderen Tran sistors kreuzgekoppelt ist. Die positive Rückkopplung und von Widerständen RC1 und RC2 und einer Kapazität C gebildete Serienresonanzkreise Rc1-C und Rc2-C bewirken, daß der Ausgang des Multivibrators zwischen zwei Zu ständen kontinuierlich schwingt, nachdem die Schwingung einmal getriggert worden ist. Die Schwingfrequenz wird auf der Basis der Komponentenwerte der RC-Serienresonanzkreise bestimmt.

Im folgenden wird die Funktion des Multivibrators näher untersucht. Zuerst wird angenommen, daß Q1 und Q3 ausgeschaltet sind (nichtleitender Zustand). Wenn Q1 ausgeschaltet ist, liegen der Kollektor von Q1 und die Ba sis von Q2 im großen ganzen am Betriebsspannungspotential. Dabei ist Q2 eingeschaltet (leitender Zustand), und sein Emitterstrom ist I1+I2. Ein Puffer transistor Q4 ist gleichfalls eingeschaltet und führt Basisstrom dem Q2 zu. Mit leitendem Q2 fließt der Strom I1 aus dem Emitter von Q2 über die Kapazität C zum Emitter von Q1. Dann ladet/entladet der Strom I1 die Ladung der Kapa zität C, wobei das Emitterpotential von Q1 mit einer bestimmten Geschwindig keit sinkt, bis Q1 leitend wird und die Basisemitterspannung von Q1 etwa 0,6 V überschreitet. Wenn Q1 leitend wird, fängt seine Kollektorspannung an, zu sinken, woraus folgt, daß der Puffertransistor Q3 sich zu schließen beginnt. Infolge der über Q4 entstehenden, positiven Rückkopplung sinkt auch die Ba sisspannung von Q2, und Q2 schließt sich. Das Schließen von Q2 verursacht eine Erhöhung der Kollektorspannung von Q2, was das Öffnen von Q3 be schleunigt. Das Öffnen von Q3 erhöht, über die positive Rückkopplung, den Basisstrom von Q1. Ein höherer Basisstrom entladet schneller Blindkapazi täten der Basisschaltung von Q1 und beschleunigt dadurch das Öffnen von Q1. Wenn Q2 ausgeschaltet und Q1 eingeschaltet ist, fließt der Strom I2 aus dem Emitter von Q1 über die Kapazität C zum Emitter von Q2, wo die Emitter spannung zu sinken beginnt, bis sie wieder das Öffnen von Q2 und, über Q3, das Schließen von Q1 bewirkt.

Die Geschwindigkeit (maximale Resonanzfrequenz) einer solchen Multivibratorschaltung beruht vor allem auf die Eigenschaften der Transistoren Q1 und Q2. Eine bekannte Weise zum Erhöhen der Geschwindigkeit der Mul tivibratorschaltung ist, eine positive Rückkopplung von dem Kollektor eines Transistors über einen Puffertransistor zu der Basis des zweiten Transistors zu bewirken. Dies ermöglicht einen höheren Basisstrom, der seinerseits die Blindkapazitäten der Basisschaltung des Transistors schneller entladet und somit die Schaltung des Transistors von einem Zustand zu einem anderen beschleunigt.

Die Mindestbetriebsspannung Vcc ist wenigstens 1,1 V, wenn an genommen wird, daß die Stromquellen 3 und 4 ideal sind, d. h. keine Span nungsverluste darin entstehen. Wenn die idealen Stromquellen durch irgend eine praktische Schaltungsstruktur, wie durch aus MOS-Transistoren beste hende Stromspiegel, ersetzt werden, wächst die Vcc. Über den MOS- Stromspiegeln muß etwa 0,7 V Gleichspannung vorgesehen sein, wobei die endgültige Vcc wenigstens etwa 1,8 V ist. Der Volumenwiderstand (volume resistance) der MOS-Transistoren ist die hauptsächliche Ursache für eine ho he Senke-Quelle-Spannung Vds, wenn die Transistoren eingeschaltet sind. Beim Zurückkehren auf das Funktionsprinzip der Schaltung wird festgestellt, daß Stromwege entweder Q1-C-Stromspiegel 4 oder Q2-C-Stromspiegel 3 sind und daß die Stromspiegel einen stabilen Strom durch den Bezugskondensator C erzeugen, was die Hauptursache des typischen, niedrigen Phasengeräu sches ist. Wenn jetzt nach einer neuen Weise zur Erhöhung der Geschwindig keit gesucht wird, kann der Bezugskondensator nicht viel mehr vermindert werden, weil er der Größenordnung von Blindkapazitäten sein wird, woraus folgt, daß eine kontrollierte Planung der Schaltung nicht möglich ist.

Zur Zeit gibt es jedoch einen Bedarf an immer höheren Geschwin digkeiten, während die Betriebsspannung so niedrig wie möglich sein sollte, besonders in Batteriestromquellen benutzenden Elektronikgeräten.

Eine Voraussetzung für das Schaffen eines spannungs- oder stromgesteuerten Oszillators mit Hilfe einer Multivibratorschaltung ist, daß die Schaltung mit einer geeigneten Regelung ergänzt wird. Eine solche Regelung sollte so einfach wie möglich sein.

In der Schaltung der Fig. 1 wird die Pulsamplitude auf der Basis der Summe der Ströme I1+I2 bestimmt, multipliziert mit dem Wert des Kollek torwiderstands Rc1 oder Rc2 des entsprechenden Zyklus. Die Pulsbreite wird auf der Basis des Stromwerts bestimmt, den I1 oder I2 über den Bezugskon densator C während dessen Umladungszyklen speist. Somit muß für Fre quenzregelung entweder die Kapazität des Bezugskondensators C oder der dadurch fließende Strom verändert werden.

Die Kapazität kann verändert werden, wenn als Bezugskondensator C ein Varaktor verwendet wird. Ein Problem ist jedoch, daß Varaktortechnolo gien zum Beispiel mit den BiCMOS-Technologien gewöhnlich nicht kompatibel sind. In der BiCMOS-Technologie kann dagegen ein PN-Übergang verwendet werden. Dabei arbeitet aber der Kondensator der Schaltung der Fig. 1 konti nuierlich und variiert die Polarität der Spannung. In diesem Fall kann eine Se rienschaltung von zwei Varaktoren, entgegengesetzt einander gegenüber, ir gendeine Lösung sein, aber die Funktion des Vorwärtsspannungsbereichs der einen Diode weist bestimmte Nichtlinearitäten auf und das Phasengeräusch des Multivibrators könnte so hoch sein, daß es nicht genehmigt werden kann.

Eine zweite Alternative ist, den Strom und demzufolge die Ge schwindigkeit der Umladung des Kondensators zu verändern. Dies ist eine sehr effektive Weise zur Regelung der Frequenz der Schwingungen, aber der hauptsächlichste Nachteil ist deren direkte Einwirkung auf die Amplitude der Pulse.

Der vorliegenden Erfindung liegt u. a. die Aufgabe zugrunde, eine neue spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung zu schaffen, die im Vergleich zu Schaltungen des bekannten Stands der Technik eine höhere Geschwindigkeit aufweist.

Der vorliegenden Erfindung liegt auch die Aufgabe zugrunde, eine neue spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung zu schaffen, die im Vergleich zu Schaltungen des bekannten Stands der Technik eine niedrige re Betriebsspannung aufweist.

Der vorliegenden Erfindung liegt noch die Aufgabe zugrunde, eine neue spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung zu schaffen, die eine einfache Frequenzregelung aufweist.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Oszillatorschaltung mit einer Betriebsspannungsquelle,
einer ersten, nichtlinearen Verstärkerkomponente, die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist
einer zweiten, nichtlinearen Verstärkerkomponente, die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist, wobei die erste Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente geschaltet ist, die Steu erelektrode der ersten Verstärkerkomponente zu steuern und entsprechend die erste Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente geschaltet ist, die Steuerelektrode der zweiten Verstärkerkomponente zu steuern,
einer kapazitiven Komponente, die zwischen der zweiten Haupt elektrode der ersten Verstärkerkomponente und der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente geschaltet ist,
einem ersten und zweiten Widerstand, über die die erste Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente und entsprechend die erste Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente mit einem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle gekoppelt sind. Der Oszillator ist dadurch ge kennzeichnet, daß er
eine dritte Verstärkerkomponente aufweist, deren erste Hauptelek trode mit der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente ge koppelt ist,
eine vierte Verstärkerkomponente aufweist, deren erste Hauptelek trode mit der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente ge koppelt ist,
eine erste, regelbare Stromquelle aufweist, deren erste Klemme mit den zweiten Hauptelektroden der dritten und vierten Verstärkerkomponente gekoppelt ist und deren zweite Klemme mit einem zweiten Potential der Span nungsquelle gekoppelt ist, wobei die Frequenz des erwähnten Oszillators durch Regelung des Stroms Icon der ersten Stromquelle zu regeln ist,
eine fünfte Verstärkerkomponente aufweist, deren erste Hauptelek trode mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle gekoppelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Hauptelektrode oder der Steuerelektro de der ersten Verstärkerkomponente gekoppelt ist,
eine sechste Verstärkerkomponente aufweist, deren erste Haupt elektrode mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle gekoppelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Hauptelektrode oder der Steuer elektrode der zweiten Verstärkerkomponente gekoppelt ist, während die Steu erelektroden der dritten und vierten Verstärkerkomponente mit der zweiten Hauptelektrode der sechsten und entsprechend der fünften Verstärkerkompo nente kreuzgekoppelt sind,
Mittel zum Leiten von Kompensationsstrom über den ersten Wider stand und entsprechend über den zweiten Widerstand und eine Betriebsspan nungsquelle aufweist, so daß der durch jeden Widerstand fließende Strom wesentlich konstant und vom Strom Icon unabhängig ist.

Der erfindungsgemäße Relaxationsoszillator basiert auf einer neu en Multivibratorstruktur. Der Multivibrator ist mit der dritten und vierten Ver stärkerkomponente versehen, die als aktive pull-down-Komponenten dienen. Die pull-down-Verstärkerkomponenten sind über den fünften und sechsten Puffertransistor kreuzgekoppelt, so daß sie sich abwechselnd in leitendem und nichtleitendem Zustand befinden, nach dem Zustand der ersten und zweiten Verstärkerkomponente zwangläufig gesteuert. Wenn die zweite Verstärker komponente sich in nichtleitendem Zustand und die erste Verstärkerkompo nente sich in leitendem Zustand befindet, ist die zwischen der zweiten Haup telektrode der ersten Verstärkerkomponente und dem zweiten Betriebsspan nungspotential geschaltete, dritte pull-down-Verstärkerkomponente in nicht leitendem Zustand. Die zwischen der zweiten Hauptelektrode der zweiten Ver stärkerkomponente und dem zweiten Betriebsspannungspotential geschaltete, vierte pull-down-Verstärkerkomponente befindet sich in leitendem Zustand und zieht (pull-down) die zweite Hauptelektrode zum zweiten Betriebsspan nungspotential. Dann läuft in der Schaltung nur ein Stromweg über die erste Verstärkerkomponente, die kapazitive Komponente und die vierte Verstärker komponente. Entsprechend, wenn die erste Verstärkerkomponente sich in nichtleitendem Zustand und die zweite Verstärkerkomponente sich in leiten dem Zustand befindet, ist die vierte pull-down-Verstärkerkomponente in nicht leitendem Zustand und die dritte pull-down-Verstärkerkomponente in leiten dem Zustand. Dann läuft in der Schaltung nur ein Stromweg über die zweite Verstärkerkomponente, die kapazitive Komponente und die dritte pull-down- Verstärkerkomponente. In dieser ,doppelt kreuzgekoppelten′ Multivibrator schaltung wird mit Hilfe der pull-down-Technik eine zweimal höhere Amplitude eines Ausgangssignals mit derselben Betriebsspannung erreicht, im Vergleich zu Multivibratorschaltungen des bekannten Stands der Technik. Außerdem erhöht die pull-down-Technik die Geschwindigkeit des Multivibrators bemer kenswert.

Im erfindungsgemäßen Oszillator wird ein Regelstrom über die aktiv heruntergezogenen pull-down-Verstärkerkomponenten und die erste Strom quelle geleitet. Eine Veränderung des Regelstroms verändert die Ausgangs frequenz des Oszillators. Um die Amplitude des Ausgangssignals des Oszil lators vom Regelstrom unabhängig zu machen, wird ein überschüssiger Kom pensationsstrom über die Widerstände geleitet, die zwischen der ersten und zweiten Verstärkerkomponente und dem ersten Potential der Betriebsspan nungsquelle geschaltet sind. Der Kompensationsstrom wird vorzugsweise in derselben Weise wie der Regelstrom geregelt, aber in einer anderen Richtung, so daß der Strom über die Widerstände konstant ist. Dieser Kompensa tionsstrom wird mit einer siebenten und achten Verstärkerkomponente er zeugt, die von der zweiten Hauptelektrode der ersten und entsprechend der zweiten Verstärkerkomponente über eine zweite Stromquelle geerdet sind. Die siebente und achte Verstärkerkomponente sind geschaltet, den Zuständen der vierten und entsprechend der dritten Verstärkerkomponente zwangläufig zu folgen.

Auch die fünfte und sechste Pufferverstärkerkomponente weisen vorzugsweise entsprechende pull-down-Verstärkerkomponenten auf, die kreuzgekoppelt sind, den Zuständen des dritten und vierten pull-down- Transistors zwangläufig zu folgen. Dadurch werden die Geschwindigkeit des Oszillators und Logikpegel verbessert.

Im folgenden wird die Erfindung unter Bezug auf die beigefügte Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltdiagramm eines Multivibrators nach dem be kannten Stand der Technik,

Fig. 2 ein Schaltdiagramm eines erfindungsgemäßen Oszillators, und

Fig. 3 ein Schaltdiagramm einer regelbaren Stromquelle.

Die vorliegende Erfindung ist zum Senken von Betriebsspannung, zum Erhöhen von Geschwindigkeit und zum Bewirken von Frequenzregelung in Oszillatoren geeignet, die auf sog. emittergekoppelten Multivibratorschal tungen basieren. Obgleich der Oszillator der Fig. 2 Bipolartransistoren als Verstärkermittel benutzt, können bei den erfindungsgemäßen Schaltungslö sungen im Prinzip nichtlineare Verstärkerkomponenten von jedem beliebigen Typ verwendet werden, wie MOS-, CMOS-, SOI-, HEMT- und HBT- Transistoren, Mikrowellenröhren und Vakuumröhren. Bei diesen Komponenten können die Benennungen der Elektroden variieren. Die Hauptelektroden eines Bipolartransistors sind Kollektor und Emitter und die Steuerelektrode ist Basis.

Bei FETs (Feldeffekttransistoren) sind die entsprechenden Elektroden Senke, Quelle und Gitter. Bei Vakuumröhren werden die entsprechenden Elektroden gewöhnlich Anode, Kathode und Gitter genannt. Der Term "emittergekoppelter Multivibrator" muß in diesem Zusammenhang somit als allgemeinerer Begriff verstanden werden, der u. a. die Terme "kathodengekoppelter oder quellenge koppelter Multivibrator" deckt.

Fig. 2 zeigt einen Oszillator nach einer bevorzugten Ausfüh rungsform der Erfindung, der auf einer emittergekoppelten Multivibratorschal tung basiert. Zuerst wird die Struktur einer eigentlichen Multivibratorschaltung betrachtet.

Die Multivibratorschaltung weist sechs NPN-Bipolartransistoren Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 auf. Die Kollektorelektrode des Transistors Q1 ist über einen Widerstand Rc1 mit einer Betriebsspannung Vcc gekoppelt, und der Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors Q3 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors Q2 ist über einen Widerstand Rc2 mit der Betriebsspannung Vcc und der Emitter mit dem Kollektor des Transistors Q4 gekoppelt. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind zusammengeschaltet und über eine Stromquelle 22 mit einem Betriebsspannungspotential OV gekoppelt. Zwi schen den Emittern der Transistoren Q1 und Q2 ist ein Kondensator C ge schaltet. Zwischen den Transistoren Q1 und Q2 ist eine positive Rückkopp lung so veranlaßt worden, daß die Basis von Q1 mit dem Kollektor von Q2 und die Basis von Q2 mit dem Kollektor von Q1 kreuzgekoppelt sind. Entspre chend ist zwischen den Transistoren Q3 und Q4 eine positive Rückkopplung so veranlaßt worden, daß die Signale aus den Basis der Transistoren Q1 und Q2 über die Puffertransistoren Q5 bzw. Q6 mit den Basis der pull-down- Transistoren Q4 bzw. Q3 gekoppelt sind. Dank der Puffertransistoren Q5 und Q6 werden höhere Basisströme für die Transistoren Q3 und Q4 erreicht, was die Entladung von Blindkapazitäten der Basiselektroden und dadurch die Schaltgeschwindigkeit der Transistoren Q3, Q4 beschleunigt. Genauer gesagt ist der Kollektor von Q5 mit der Betriebsspannung Vcc gekoppelt, die Basis ist mit der Basis von Q1 gekoppelt und der Emitter mit der Basis von Q4 gekop pelt. Entsprechend ist der Kollektor von Q6 mit der Betriebsspannung Vcc ge koppelt, die Basis mit der Basis von Q2 und der Emitter mit der Basis von Q3 gekoppelt. Dazu ist zwischen dem Emitter von Q5 und der Betriebsspannung OV ein pull-down-Transistor M1, der ein MOS-Transistor ist, seriengeschaltet. Entsprechend ist zwischen dem Emitter von Q6 und der Betriebsspannung OV ein pull-down-Transistor M2, der ein MOS-Transistor ist, seriengeschaltet. M1 und M2 sind kreuzgekoppelt, den Zuständen der pull-down-Transistoren Q3 bzw. Q4 zwangläufig zu folgen. Genauer gesagt ist die Basis von M1 mit der Basis von Q3 und die Basis von M2 mit der Basis von Q4 gekoppelt.

Die positiven Rückkopplungen und die von den Widerständen Rc1, Rc2 und dem Kondensator C gebildeten Serienresonanzkreise Rc1-C und Rc2-C bewirken, daß der Ausgang des Multivibrators (z. B. der Emitter von Q2) zwischen zwei Zuständen schwingt, wenn die Schwingung einmal getriggert worden ist. Die Resonanzfrequenz der Schaltung wird mit den Werten der Komponenten Rc1, Rc2 und C eingestellt.

In der erfindungsgemäßen Multivibratorschaltung ersetzen die pull down-Transistoren Q3 und Q4 die Stromquellen in einer traditionellen Multivi bratorschaltung, die in Fig. 1 und 2 gezeigt wird. Infolge der Kreuzkopp lung der Transistoren Q3 und Q4 sind diese abwechselnd ein- und ausge schaltet, von den Zuständen der Transistoren Q1 und Q2 zwangläufig gesteu ert. Angenommen zum Beispiel, daß der Transistor Q1 eingeschaltet und der Transistor Q2 ausgeschaltet ist. Dann speist der Emitter des Transistors Q1 die Basis des Transistors Q4 mit einem Basisstrom, der den Transistor Q4 leitend macht. In leitendem Zustand zieht der Transistor Q4 die Emitterspan nung von Q2 zum Potential 0V nahezu ohne Spannungsverlust. Daraus folgt, daß der Transistor Q3, dessen Basis mit dem Emitter von Q2 gekoppelt ist, ausgeschaltet ist. Dann fließt kein Strom durch Q3. Die Multivibratorschaltung weist jetzt nur einen Stromweg auf, nämlich Rc1-Q1-C-Q4. Der nichtleitende Transistor Q3 trennt die eine Klemme des Kondensators C ganz vom Potential 0V. Der eingeschaltete Transistor Q4 koppelt die andere Klemme des Kon densators C mit dem Potential 0V nahezu ohne Spannungsverlust, wenn die Stromquelle 22 als ideal angenommen wird. In einem zweiten Schwingzustand ist Q1 entsprechend ausgeschaltet, Q2 eingeschaltet, Q3 eingeschaltet und Q4 ausgeschaltet. Dann weist die Multivibratorschaltung nur einen Stromweg auf, nämlich Rc2-Q2-C-Q3. Der ausgeschaltete Q4 trennt die eine Klemme des Kondensators C ganz vom Potential 0V. Der eingeschaltete Transistor Q3 zieht die andere Klemme des Kondensators C zum Potential 0V nahezu ohne Spannungsverlust, wenn die Stromquelle 22 als ideal angenommen wird. In dieser Weise kann ein möglichst großer Teil der Betriebsspannung über den Kondensator gebracht werden. Weil die von den Stromquellen veranlaßten Spannungsverluste der traditionellen Multivibratorschaltungen dank der kreuz gekoppelten pull-down-Transistoren Q3 und Q4 vermieden werden, erzeugt die erfindungsgemäße, doppelt kreuzgekoppelte, durch pull-down-Technik verwirklichte Multivibratorschaltung eine zweimal größere Amplitude des Aus gangssignals bei derselben Betriebsspannung im Vergleich zu der traditionel len Schaltung der Fig. 1 und 2.

In der Praxis besteht die Stromquelle 22 jedoch z. B. aus einem Stromspiegel, der mit Spannung gesteuert wird. Dann entsteht über den Stromspiegel ein Spannungsverlust, wobei eine etwas höhere Betriebsspan nung, z. B. etwa 2,2 V, erforderlich ist.

Durch Regelung des durch die Stromquelle 22 fließenden Stroms I1 kann die Frequenz des Oszillators geregelt werden. Wenn die Stromquelle 22 aus einem Stromspiegel besteht, der mit Spannung gesteuert wird, wird ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO erhalten. Wenn die Stromquelle 22 durch eine Schaltungslösung verwirklicht wird, die mit Strom gesteuert wird, wird ein stromgesteuerter Oszillator erhalten. Diese verschiedenen Verwirkli chungen der Stromquelle 22 sind dem Fachmann offenbar.

Der Oszillator schwingt zwischen zwei Zuständen. In dem ersten Zustand fließt der Regelstrom I1 längs der Route Rc1-Q1-C-Q4 zur Strom quelle 22. In dem zweiten Zustand fließt der Regelstrom I1 längs der Route Rc2-Q2-C-Q3 zur Stromquelle 22. Der Regelstrom fließt somit auch über die Kollektorwiderstände Rc1 und Rc2 und beeinflußt die Amplitude des Aus gangssignals des Oszillators. Mit anderen Worten: die Signalamplitude verän dert sich, wenn der Regelstrom I1 und die Frequenz verändert werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Oszillator ist die Amplitude des Aus gangssignals des Oszillators in der Weise von dem Regelstrom I1 unabhängig gemacht, daß ein überschüssiger Kompensationsstrom I2 über die Widerstän de Rc1 und Rc2 geleitet wird. Der Kompensationsstrom I2 wird vorzugsweise in derselben Weise wie der Regelstrom I1 geregelt, aber in einer anderen Richtung, so daß der Strom über die Widerstände Rc1 und Rc2 konstant ist. Im Beispiel der Fig. 2: der Regelstrom I1=Icon und I2=1,75 mA-Icon. Dafür weist die Oszillatorschaltung Transistoren Q7 und Q8 auf, die von dem Emitter von Q1 bzw. Q2 über eine zweite Stromquelle 21 mit dem Betriebsspan nungspotential 0V gekoppelt sind. Q7 und Q8 sind geschaltet, den Zuständen von Q4 bzw. Q3 zwangläufig zu folgen. Genauer gesagt sind der Kollektor von Q7 mit dem Emitter von Q1, die Basis mit der Basis von Q4 und der Emitter mit der ersten Klemme der Stromquelle 21 gekoppelt. Entsprechend sind der Kollektor von Q8 mit dem Emitter von Q2, die Basis mit der Basis von Q3 und der Emitter mit der ersten Klemme der Stromquelle 21 gekoppelt. Die zweite Klemme der Stromquelle ist mit dem Betriebspannungspotential 0V gekoppelt.

In dem ersten Schwingzustand des Oszillators fließt der Regelstrom I1 längs der Route Rc1-Q1-C-Q4 zur Stromquelle 22. Q7 ist gleichzeitig mit Q4 eingeschaltet, weshalb der Kompensationsstrom I2 längs der Route Rc1- Q1-Q7 zur Stromquelle 21 fließt. Somit fließt über den Widerstand Rc1 ein Konstantstrom I1+I2 unabhängig von dem Wert von I1. Eine entsprechende Situation kommt auch hinsichtlich des über den Widerstand Rc2 fließenden Stroms in dem zweiten Schwingzustand vor.

Die in Fig. 3 gezeigte Weise, VCO aus der Schaltung der Fig. 2 zu verwirklichen, besteht darin, daß die Ströme I1 und Icom mit Stromspiegeln M7 und M8 zugeführt werden, die mit einem Differentialverstärker M2-M3-M4- M5 gesteuert werden. Der Differentialverstärker wird mit der Regelspannung VCOcontrol gesteuert.

Die Schaltung der Fig. 2 ist durch Verwendung der 0,8 µm Bi- CMOS-Technologie analysiert worden, wobei die Transientfrequenz der bipo laren NPN-Transistoren FT = 14 GHz. Der durch die Transistoren fließende Strom ist so gewählt worden, daß diese Transientfrequenz FT erzeugt wird wobei der Strom mit dieser Technologie etwa 850 µA ist, wenn die Kollektor- Emitter-Spannung V_ce etwa 0,8 V ist. Deshalb ist die Stromquelle 22, wodurch die durch die Transistoren Q1 und Q3 und entsprechend durch die Transisto ren Q2 und Q4 fließenden Ströme bestimmt werden, Icon=1,7 nA, wenn eine Schwingung bei der höchsten möglichen Frequenz gewünscht wird, die in die sem Fall etwa 1,4 GHz ist. Dabei I2=1,75 mA-Icon. Die Regelfähigkeit des Os zillators kann 320 MHz/mA sein, was die Anforderungen an solchen Schaltun gen vielfältig überschreitet. Das Phasengeräusch ist niedrig, was darauf zu rückzuführen ist, daß der lineare Umladungsprozeß des Kondensators C auch bei hoher Geschwindigkeit beibehalten wird. Durch die Schaltung können sehr hohe Frequenzen erreicht werden. Wenn zum Beispiel der Kondensator C = 0,35 pF, ist der Pulszyklus 500 ps (2 GHz). Die Amplitude ist etwa 550 mV und der Leistungsverbrauch weniger als 5,1 mW von der Betriebsspannung 2,2 V. Aus die Pulsform des Signals ist sehr gut.

Der Oszillator kann auch ausschließlich durch Bipolartechnik ver wirklicht werden.

Das niedrige Phasengeräusch macht die Oszillatorschaltung auch zum Aufbau phasensynchronisierter Schleifen (PLL) mit hoher Geschwindig keit für verschiedene Datenübertragungs- und Mikroprozessoranwendungen geeignet.

Die Zeichnungen und die Beschreibung im Anschluß daran sind nur beabsichtigt, die Erfindung zu veranschaulichen. Was die Einzelheiten betrifft, kann die Erfindung im Umfang und Wesen der beigefügten Patentansprüche variieren.

Claims

1. Oszillatorschaltung mit
einer Betriebsspannungsquelle (1),
einer ersten, nichtlinearen Verstärkerkomponente (Q1), die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist,
einer zweiten, nichtlinearen Verstärkerkomponente (Q2), die eine erste und zweite Hauptelektrode und eine Steuerelektrode aufweist, während die erste Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) geschaltet ist, die Steuerelektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) zu steuern, und entsprechend die erste Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) geschaltet ist, die Steuerelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) zu steuern,
einer kapazitiven Komponente (C 1), die zwischen der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) und der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) geschaltet ist,
einem ersten und zweiten Widerstand (Rc1, Rc2), über die die erste Hauptelektrode der ersten Verstärkerkomponente (Q1) und entsprechend die erste Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) mit einem er sten Potential der Betriebsspannungsquelle (1) gekoppelt sind, dadurch ge kennzeichnet,daß die Schaltung
eine dritte Verstärkerkomponente (Q3) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkompo nente (Q1) gekoppelt ist,
eine vierte Verstärkerkomponente (Q4) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkompo nente (Q2) gekoppelt ist,
eine erste regelbare Stromquelle (22) aufweist, deren erste Klemme mit den zweiten Hauptelektroden der dritten und vierten Verstärkerkompo nente (Q3, Q4) gekoppelt ist, und deren zweite Klemme mit einem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) gekoppelt ist, während die Frequenz des Oszillators durch Regelung des Stroms Icon der ersten Stromquelle zu regeln ist,
eine fünfte Verstärkerkomponente (Q5) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle und deren Steuerelektrode mit der zweiten Hauptelektrode oder der Steuerelektro de der ersten Verstärkerkomponente (Q1) gekoppelt ist,
eine sechste Verstärkerkomponente (Q6) aufweist, deren erste Hauptelektrode mit dem ersten Potential der Betriebsspannungsquelle gekop pelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Hauptelektrode oder der Steuerelektrode der zweiten Verstärkerkomponente (Q2) gekoppelt ist, wäh rend die Steuerelektroden der dritten und vierten Verstärkerkomponente (Q3, Q4) mit der zweiten Hauptelektrode der sechsten (Q6) und entsprechend der fünften (Q5) Verstärkerkomponente kreuzgekoppelt sind,
Mittel (Q7, Q8, 21) aufweist, und zwar zum Leiten von Kompensa tionsstrom über den ersten Widerstand (Rc1) und entsprechend über den zweiten Widerstand (Rc2), so daß der durch jeden Widerstand fließende Strom wesentlich konstant und von dem Strom Icon unabhängig ist.

2. Oszillator nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die erwähnten Mittel
eine siebente Verstärkerkomponente (Q7) aufweisen, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der ersten Verstärkerkompo nente (Q1) gekoppelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Haupt elektrode der fünften Verstärkerkomponente (Q5) gekoppelt ist,
eine achte Verstärkerkomponente (Q8) aufweisen, deren erste Hauptelektrode mit der zweiten Hauptelektrode der zweiten Verstärkerkompo nente (Q2) gekoppelt ist und deren Steuerelektrode mit der zweiten Haupt elektrode der sechsten Verstärkerkomponente (Q6) gekoppelt ist,
eine zweite regelbare Stromquelle (21) aufweisen, deren erste Klemme mit den zweiten Hauptelektroden der siebenten und achten Verstär kerkomponente (Q7, Q8) und deren zweite Klemme mit dem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) gekoppelt ist.

3. Oszillator nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeich net, daß die erste Stromquelle eine solche Regelung hat, daß der Strom der zweiten Stromquelle I2=I_x-Icon, wobei I_x ein vorausbestimmter Konstantstrom ist.

4. Oszillator nach Patentanspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekenn zeichnet, daß er eine neunte Verstärkerkomponente (M1) aufweist, die zwischen der zweiten Hauptelektrode der fünften Verstärkerkomponente (Q5) und dem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) geschaltet ist und deren Steuer elektrode mit der Steuerelektrode der dritten Verstärkerkomponente (Q3) ge koppelt ist
eine zehnte Verstärkerkomponente (M2) aufweist, die zwischen der zweiten Hauptelektrode der sechsten Verstärkerkomponente (Q6) und dem zweiten Potential der Spannungsquelle (1) geschaltet ist und deren Steuere lektrode mit der Steuerelektrode der vierten Verstärkerkomponente (Q4) ge koppelt ist.

5. Multivibratorschaltung nach Patentanspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß die erste, zweite, dritte, vierte, fünfte, sechste, sie bente und achte Verstärkerkomponente Bipolartransistoren sind, und daß die neunte und zehnte Verstärkerkomponente MOS-Transistoren sind.