DE2020805B2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Entzerrer zur Entzerrung von quadraturmodulierten Datensignalen, bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne

tiodulationsabschniue gleicher Zeitdauer T vorgeiommen ist und zur Modulation eine Trägerschwin- ;ung der Frequenz (2m + \)/2T(m = 0,1,2 ...) vervendet ist, und bei dem die aim Eingang des Entzerrers inliegenden modulierten Signale über eine aus meheren, untereinander gleichen Verzögerungsgliedern Destehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschalung von Einstellgliedern in zwei voneinander unabnängige, demodulierte Signale aufgespalten werden, die an zwei getrennten Ausgängen des Entzerrers zur Verfügung stehen.

Bei der Übertragung digitaler Datensignale werden bekanntlich verschiedene Modulationsverfahren verwendet. Eines dieser Verfahren besteht darin, das Datensignal sendeseitig mit Hilfe einer Phasenmodulation in den Ubertragungsbereich des Obertragungskanals umzusetzen. Wegen der Bandbegrenzung und den verzerrenden Eigenschaften des übertragungskanals kommt auf der Ermpfangsseite ein Signal an, das Amplituden- und Pha.senverzerrungen aufweist. LJm eine Verfälschung deir in den Signalen enthaltenen Information zu vermeiden, müssen diese Verzerrungen beseitigt, d. h., die ankommenden Signale müssen entzerrt werden. In diesem Zusammenhang ist durch die Veröffentlichung »An Automatic Equalizer for Coherent Quadrature Carrier Data Transmission Systems«, auf Seite 24 des »Digest of Papers« der IEEE International Communications Conference, Philadelphia, 1966, bereits eine Schaltung zur Entzerrung von kohärenten quadraturmodulierten Datensignalen bekanntgeworden, bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne Modulationsabschnitte gleicher Zeitdauer vorgenommen ist und zur Modulation eine Trägerschwingung der Frequenz (2»i + l)/2T verwendet ist Die am Eingang des Entzerrers anliegenoen modulierten Signale werden dabei über eine aus mehreren untereinander gleichen Verzögerungsgliedern bestehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschaltung von Einstellgliedern in zwei voneinander unabhängige demodulierte Signale auf gespalten. Die demodulierten Signale stehen dann an getrennten Ausgängen des Entzerrers zur Verfügung. Bei diesem Entzerrer werden die Eigenverzerrungen in jedem Kanal und das übersprechen zwischen den beiden Kanälen getrennt korrigiert. Wie sich dabei zeigen läßt, wird das Ausgangssignal des einen Kanals nur von bestimmten Einstellgliedern kontrolliert, so daß die Eigenverzerrungen mit diesen Einstellgliedern ausgeregelt werden können. Weiterhin wird das übersprechen vom anderen Kanal in den ersten Kanal nur von den restlichen Einstellgliedern kontrolliert. Um die angestrebte Entzerrung zu erreichen, werden nun alle Einstellglieder so eingestellt, daß sowohl die jeweiligen Eigenverzerrungen eines jeden Kanals als auch das übersprechen zwischen den Kanälen minimal werden.

Für diesen Entzerrer ist auch eine automatische Einstellung möglich. Diese erfolgt zu Beginn der übertragung während einer Prüfperiode, und es werden dabei einzelne Testimpulse über nur einen Kanal gesendet, während im anderen Kanal keine Prüfsignale übertragen werden.

Auch bei der automatischen Einstellung werden, wie bereits erwähnt, mit Hilfe eines Teils der Einstellglieder die üigenverzerrungen des einen Kanals ausgeregelt. Das übersprechen von diesem Kanal in den anderen l^anal wird dagegen von den restlichen Einstellgliedern kontrolliert. Das U.bersprechsignal am einen Ausgang des Entzerrers dient somit zur Kontrolle und zur Korrektur des Übersprechens. Nach Beendigung der Prüfperiode ist der Entzerrer eingestellt, und es wird diese Einstellung festgehalten.

Anschließend beginnt die eigentliche Datenübertragung. Da die einzelnen Abgriffe der Verzögerungsleitung um einen Abstand entsprechend der Verzögerungszeit T/2 gegeneinander versetzt sind, müssen auch die modu 'verenden Signale im einen Kanal um

ίο die Zeit T/2 gegenüber den modulierenden Signalen im anderen Kanal versetzt sein, was die Schaltung für die Entzerrung phasengetasteter Signale unbrauchbar macht. Ferner sind bei der bekannten Anordnung verhältnismäßig viele Verzögerungsabschnitte deshalb

erforderlich, weil die Laufzeit zwischen benachbarten Einstellgliedern nur T/2 beträgt. Wegen der festen Einstellung mit Prüfsignalen ist weiterhin eine adaptive Einstellung des Entzerrers während der Datenübertragung nicht ohne weiteres möglich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den einleitend erwähnten Schv-erigkeiten in verhältnismäßig einfacher Weise abzuhelfen. Insbesondere soll der Aufbau eines Entzerrers angegeben werden, der sowohl für die Entzerrung von quaJratur- als auch von phasenmodulierten Datensignalen geeignet ist •und der bei einer möglichst geringen Anzahl von Verzögerungsgliedern erforderlichenfalls in relativ einfacher Weise adaptiv einstellbar ist.
Ausgehend von einem Entzerrer zur Entzerrung von quadraturmodulierten Datensignalen, bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne Modulationsabschnitte gleicher Zeitdauer T vorgenommen ist und zur Modulation eine Trägerschwingung der Frequenz (2 m + l)/2 T(m = 0,1,2 ...) verwendet ist, und bei dem die am Eingang des Entzerrers anliegenden modulierten Signale über eine aus mehreren, untereinander gleichen Verzögerungsgliedern bestehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschaltung von Einstellgliedern in zwei voneinander unabhängige, demodulierte Signale aufgespalten werden, die an zwei getrennten Ausgängen des Entzerrers zur Verfügung stehen, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die Vei <:ögerungsglieder eine Verzögerungszeit T aufweisen, die gleich ist der Dauer eines Modulationsabschnittes, daß die Einstellglieder symmetrisch zu beiden Seiten der Verzögerungsleitung angeordnet sind, daß alle Ausgänge der jeweils auf der gleichen Seite der Verzögerungsleitung liegenden Einstellglieder zur Bildung zweier getrennter Zweige mit einem Summierer verbunden sind, daß der Ausgang jedes Summierers in zwei jeweils mit Modulatoren versehene Pfade aufgespalten ist, daß jedem Ausgang des Entzerrers ein weiterer Summierer mit zwei Eingängen vorgeschaltet ist. von denen jeweils ein Eingang mit einem Modulator des ersten Zweiges und der andere Eingang mit einem Modulator des zweitem Zweiges verbunden ist, und daß zwischen den Ausgängen des Entzerrers und den Modulatoren impulsformende, untereinander gleichartige Tiefpässe liegen, die nur für die demodulierten Signale durchlässig sind.

Die beschriebenen Entzerrer haben den Vorteil, daß sie auch zur Entzerrung von phasenmodulicrlen Datensignalen verwendet werden können. Wie gezeigt wird, läßt sich ein digital phasenmoduliertes Signal immer als die Summe zweier amplitudenmodulierter Signale darstel'en, bei denen die Tragerschwingungen hinsichtlich ihrer Phasenlage um 90 versetzt sind, was

such als quadraturmoduliertes Signal bezeichnet wird. Da hier nicht wie in bekannten Schaltungen die einzelnen modulierenden Signale um die Zeit Tl gegenüber den modulierenden Signalen im anderen Kanal versetzt sind, können die beschriebenen Entzerrcrschaltungcn auch für phasenmodulierte Signale verwendet werden. Die beschriebenen Entzerrer sind auch in der Lage, die Eigenverzerrungen und das übersprechen getrennt zu entzerren. Dabei braucht nur ein Kanal kontrolliert zu werden, da bei richtig eingestelltem Entzerrer beide Kanäle gleich gut entzerrt sind und das übersprechen verschwindet.

Mit den beschriebenen Entzerrern können auch Signale mit mehrstufiger Quadraturmodulation, beispielsweise also Signale mit acht oder sechzehn verschiedenen möglichen Phasenlagen entzerrt werden. Binäre Quadraturmodulation in beiden Kanälen würde bekanntlich einem Signal mit vier verschiedenen möglichen Phasenlagen entsprechen. Bei acht oder sechzehn verschiedenen möglichen Phasenlagcn bzw. bei mehrstufiger Quadraturmodulation erscheinen an den Ausgängen 21 und 21' dann entsprechend mehr Amplitudenstufen. Die Entscheidungsschaltungen 60 bzw. 60' müssen dann lediglich so ausgebildet sein, daß sie Idealsignale h_k bzw. ä_k mit mehr als zwei Amplitudenstufen abgeben können. Entsprechend müssen auch die Verzögerungsglieder 61 bis 64 und 61' bis 64' so ausgelegt sein, daß sie mehrstufige Signale verzögern können. Bei binär quadraturmodulierten Signalen bzw. bei Vierphasenumtastung bestehen die Signale b_k und ä_k nur aus binären Zeichen, welche sich auf einfache Weise rein digital mit Hilfe von Flip-Flop-Ketten verzögern lassen.

Wegen der Verwendung von Verzögerungsgliedern mit einer den Modulationsabschnitten entsprechenden Verzögerungszeit T benötigen die beschriebenen Entzerrer gegenüber bekannten eine wesentlich geringere Anzahl an Verzögerungsgliedern und lassen sich ohne weiteres automatisch oder adaptiv einstellen. Darüber hinaus können, im Gegensatz zu bekannten Schaltungen, auch phasenmodulierte Datensignale entzerrt werden.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausfuhrungsbeispielen noch näher erläutert.

Es zeigt in der Zeichnung

Fig. 1 den Aufbau eines Entzerrers im Blockschaltbild,

F i g. 2 eine vereinfachte Variante des Entzerrers,

F i g. 3 eine weitere Entzerrerstruktur unter Verwendung von zusätzlichen Verzögerungsgliedern,

F i g. 4 ein Beispiel für die adaptive Einstellung eines der in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Entzerrers.

In F i g. i ist ein Entzerrer dargestellt, bei dem das verzerrte modulierte Signal am Eingang 20 der Schaltung ankommt. Der Eingang 20 selbst ist mit einer gestrichelt umrahmt gezeichneten Verzögerungsleitung 7 verbunden, die selbst wiederum aus einzelnen, untereinander gleichartigen Verzögerungsgliedern 1 besteht, vo.i denen jedes die Verzögerungszeit T bewirkt. Die Verzögerungszeit T ist mit der Trägerschwingung des modulierten Signals insofern verknüpft, als die Frequenz der Trägerschwingung ein ungeradzahliges Vielfaches von 1/2Γ ist. An den Abgriffen 82 bis 86 der Verzögerungsleitung 7 sind Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' in der Weise angeschaltet, daß sich ein symmetrischer Aufbau ergibt, so daß das am Eingang 20 ankommende Signal in zwei voneinander unabhängige Anteile aufgespalten wird, die an den Ausgängen 10 und 10' der Zweige 8 und 8' zur Verfugung stehen. Die Zweige 8 bzw. 8' selbst werden aus den Einstellgliedcrn 2 bis 6 und einem Summierer 9 bzw. den Einstellgliedern 2' bis 6' und einem zugehörigen weiteren Summierer 9' gebildet. Die Ausgänge 10 und 10' der Summierer 9 und 9' sind jeweils in zwei Pfade aufgespalten, die mit den Bezugsziffern 11,12,13 und 14 kenntlich gemacht sind. In jedem Pfad ist ein Modulator vorgesehen. Die Modulatoren selbst sind mit den Bezugsziffern 15, 16, 17 und 18 bezeichnet. Diesen Modulatoren werden über die Leitungen 40 bis 43 jeweils die für die Demodulation erforderlichen Trägerschwingungen zugeführt. ImAusführungsbeispielsindden Modulatoren 15 bis 18 Tiefpässe 30 bis 33 nachgeschaltet, die untereinander gleichartig aufgebaut sind und deren Grenzfrequenz so gewählt ist, daß sie nur für die demodulierten Signale durchlässig sind. Die entzerrten, demodulierten Signale und damit die übertragene Information selbst stehen an den Ausgängen 21 und 21' zur Weiterverarbeitung zur Verfügung. Um die aus den Tiefpässen 30 bis 33 kommenden Signalanteile auf die Ausgänge 21 und 21' zusammenzufassen, sind weitere Summierer 22 und 22' vorgesehen. Jeder dieser Summierer hat zwei Eingänge, nämlich die Eingänge 23 und 24 bzw. die Eingänge 25 und 26, und es ist jeweils der eine Eingang mit einem Modulator des ersten Zweiges 8 und der andere Eingang mit einem Modulator des zweiten Zweiges 8' verbunden. Im Ausrührungsbeispiel bedeutet dies, daß der Eingang 23 des Summierers 22 über den Tiefpaß 30 mit dem Modulator 15 des ersten Zweiges 8 verbunden ist, während sein zweiter Eingang 24 über den Tiefpaß 32 mit dem Modulator 17 des zweiten Zweiges 8' verbunden ist. Entsprechend ist der erste Eingang 25 des Summierers 22' über den Tiefpaß 31 mit dem Modulator 16 des ersten Zweiges 8 verbunden, während der zweite Eingang 26 über den Tiefpaß 33 mit dem Modulator 18 des zweiten Zweiges 8' in Verbindung steht.

Im folgenden soll die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 noch näher erläutert werden.

Die übertragung von Daten erfolgt in Form von diskreten Werten. Ein in diskreten Stufen phasenmoduliertes (phasenumgetastetes) Signal w(f) ist darstellbar durch die Gleichung

w(i) = A

g(t - iiT)-e

Hierbei ist g(t) ein Rechteckimpuls der Dauer T Sekunden mit dem normierten Amplitudenwert 1. Die Phase Φ_η ist demjenigen Zeitabschnitt zugeordnet, in dem g(t — π T) +0 ist. T ist die Dauer eines sogenannten Modulationsabschnittes. Um eine Überschneidung der Frequenzspektren des modulierten und des modulierenden Signals zu vermeiden, kann g(t' durch ein impulsformendes Tiefpaßfilter bandbegrenzi sein.

Die Folge der Phasenwerte Φ_η nimmt im Intervall ( bis 2.-Γ diskrete Werte an. Der jeweilige Wert Φ_η bleibt über die Dauer T des zugeordneten Rechteckimpulse! konstant, mit m_c = 2nf_c ist die zur Trägerfrequenz / gehörende Kreisfrequenz bezeichnet, und f bedeute die laufende Zeitvariable. Femer ist 11 eine ganzzahligi Zählvariable, und A ist eine Konstante, welche dii Amplitude des phasenumgetasteten Signals bestimmt

Für den Realteil Re[w(0] nach Gleichung (1) gilt

g(l -- nT) · cos (»»_rr + Φ_η) (2)

oder wegen

cos(« + ß) = cos«cos/f — sin« sin,

Re[w(0] = A · cos o>_ct
- A ■ sin m_ct

- g{l - nT)

= cos <P_n, b_n = sin <t>„

Ein in der beschriebenen Weise phasenumgetastetes Signal läßt sich daher immer als die Summe zweier amplitudenmodulierter Signale darstellen, bei denen die Träger um 90° versetzt sind, weshalb diese Art der Modulation einen Sonderfall der sogenannten Quadraturmodulation darstellt. Die Datenübertragung mittels Phasenumtastung und die Datenübertragung mittels Quadraturmodulation, bei der die beiden um 90° versetzten Trägerschwingungen innerhalb eines [vlodulationsabschnittes mit jeweils einem konstanten Wert a„ bzw. b„ moduliert sind [wobei diese Werte nicht durch Gleichung (5) verknüpft zu sein brauchen], werden daher im folgenden gemeinsam behandelt.

Wie die vorstehende Ableitung zeigt, steht die übertragene Information

Σ a_n ■ g[t - nT) und ]T b_n ■ g(t - nT)

nach der Demodulation an den Ausgängen 21 und 21' zweier getrennter Kanäle 8 und 8' zur Verfügung.

Wie sich zeigen läßt, ergibt sich bei Quadraturmodulation in jedem Kanal eine lineare Eigenverzerrung des demodulierten Signals, die man sich hervorgerufen denken kann durch einen äquivalenten Tiefpaß A(s); ferner tritt ein lineares übersprechen vom einen in den anderen Kanal auf.

Diese Störungen (Verzerrungen und übersprechen) müssen für beide Kanäle beseitigt werden, da sie die zu übertragende Information sonst verfälschen.

Die in Fig. 1 dargestellte Entzerrerstruktur ermöglicht es, sowohl die Eigenverzerrungen der beiden Kanäle als auch das übersprechen getrennt, d.h. voneinander unabhängig zu eliminieren. Wie bereits beschrieben, sind hierzu die Verzögerungsleitung 7 mit Verzögerungsabschnitten 1 der Verzögerungsdauer T eines Modulationsabschnittes vorgesehen,

sowie zwei Sätze von Einstellgliedcrn, nämlich 2 bis 6 und T bis 6', die Demodulatorcn 15 bis 18 und die zugehörigen Summierer 9 und 9' bzw. 22 und 22'. Die Einstellwerte der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' sind allgemein mit d_} bzw. c_} bezeichnet, wobei j cine laufende Zählvariable ist. Für das Ausrührungsbeispiel mit je fünf Einstellgliedern in jedem Kanal bedeutet dies, daß die Einstellwerte mit d„₂, (/_,. d₀, (Z₁, d₂ bzw. c_₂, c_,, C₀, C₁ und c₂ bezeichnet sind. Die Dauer eines Modulationsabschnittes bedeutet diejenige Zeit, in der sich die übertragene Information praktisch nicht ändert. Die Demodulation erfolgt kohärent, d. h., die Frequenz und die Phase der für die Demodulation zuzusetzenden trägerfrequenten Schwingungen sind am Empfangsort bekannt. Unter der bereits erwähnten Voraussetzung

„_>c= i?ÜL+-!!2L („ = 0,1,2...) (6)

und der Annahme, daß am Bezugsabgriff 84 der Verzögerungsleitung 7 ein unverzerrtes moduliertes Signal .x(f) steht, gilt die Gleichung

jc(O = A cos «>_ct+ Σ a„ ■ g(t - nT)

- A sin <»_ct ]T b„g(t - nT). (7)

Die Annahme eines unverzerrten Signals erleichtert die Rechnung und die Übersichtlichkeit des Verfahrens. In Wirklichkeit wird x(t) mehr oder weniger verzerrt sein. Der Fall m = 0 stellt gewissermaßen einen theoretischen Grenzfall dar, für dessen Realisierung Tiefpässe mit einer sehr steilen Dämpfungsflanke zur Abtrennung des Signals nach der Demodulation erforderlich sind. In der Praxis wird man deshalb für (?) Werte wählen, die größer als Null sind.

Am j-ten Abgriff der Verzögerungsleitung 7 steht

dann ein Signal

x(t ~jT) = A cosn,_c(t -

(8) a„-g(t-nT-jT)

- Asin„>_c(t - JT) ^b„-g(t-nT- jT).

Dieses Signal x(t — jT) wirkt sich über Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' im Hinblick auf deren Einstellwerte dj und c,· auf die Ausgänge 21 und 21' aus. Es sei d_v = c„ = 0 Tür ν Φ j, wobei r ebenfalls eine Zählvariable ist. Die Ausgangssignale für das in Gleichung (8) gegebene Signal lauten wie folgt:

Am Ausgang 21 erscheint ein Signal gemäD Gleichung (9):

g{t - nT-jT) - nT-jTß.

Am Ausgang 21' erscheint ein Signal wie Gleichung (9), nur a„ und b„ in vertauschten Rollen, also gemäl Gleichung (10)

T'W-

- nT-jT) - πΓ-jT)].

(10) 309 550/2:

Das bedeutet aber aligemein für t/_v Φ 0 und c_v =£ 0 im Gegensatz zur Ableitung der Gleichungen (9) und (10), daß am Ausgang 21. wo die Nutzsignale b_n des einen Kanals auftreten sollen, die erwünschten Signale

bis 6 beeinflußt. Die bei nicht zu großen Verzerrungen näherungsweise den Signalen

• Ci

a„-g{t - nT-jT)

d₀

h„g(t - nT)

erscheinen.
Zusätzlich erscheinen Signale

{-\Y-dj-Y_ b„g(t- nT-jT)

Tür jiO ähnlich wie bei einem Transversalfilter. Diese Signale werden nur durch die Werte d, der Einstellglieder 2 bis 6 beeinflußt. Ferner erscheinen noch Signale

(_i_r + ;._c..-£ a_ng_{t _ nT-jT).

Diese werden nur durch die Werte c_;· der Einstellglieder 2' bis 6' beeinflußt.

Ein Transversalfilter besteht aus einer Verzögerungsleitung mit Anzapfungen in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T. An jeden Abgriff ist ein Einstellglied geschaltet, welches das Signal an diesem Abgriff mit einem Faktor α,· bewertet. Alle mit α-, bewerteten Teilsignale werden aufsummiert. Wenn am Bezugsabgriff der Verzögerungsleitung, an den a₀ angeschaltet ist, das verzögerte Eingangssignal x(0 steht, so erscheint am Ausgang das Signal

.V

JT),

wenn die Verzögerungsleitung 2 N + 1 Abgriffe aufweist. Wie sich leicht zeigen läßt, kann mit Hilfe eines solchen Transversalfilters eine verzerrte, mit Überschwingern behaftete Impulsantwort entzerrt werden. Diese Anwendung ist z. B. beschrieben in der Veröffentlichung »Automatic Equalization for Digital Communication« in »Bell System Technical Journal«. 44 (April 1965), S. 547 bis 588. Hierbei werden die Korrektursignale über die α, für j Φ 0 aus den verzerrten, zeitlich gegenüber x(f) versetzten Signalen x{t — /T) abgeleitet. Es werden praktisch die Überschwinger in der Impulsantwort mit Hilfe der zugefügten Korrektursignale eliminiert. Auch im hier vorliegenden Fall sind die Signale x(t) verzerrt. Das bedeutet, daß nicht die errechneten Signale gemäß Gleichung (9) am Ausgang 21 erscheinen, sondern diese Korrektursignale sind, genau wie beim Transversalfilter, mehr oder weniger verzerrt und sind ferner mit Überschwingern behaftet. Trotzdem können bei nicht übermäßig starken Verzerrungen diese Signale wie beim Transversalfilter als Korrektursignale benutzt werden. Die bei nicht zu großen Verzerrungen näherungsweise den Signalen

(-lYdjY_b_ng{t-nT-jT)

entsprechenden Teilsignale können als Korrektursignale für die Eigenverzerrungen des dem Ausgang 21 zugeordneten Kanals dienen und werden im wesentlichen nur durch die Werte i_} der Einstellglieder 2 entsprechenden Teilsignale können dazu dienen, ein übersprechen von einem Kanal in den anderen Kanal zu eliminieren und werden im wesentlichen nur durch ,o die Werte c, der Einstellglieder 2' bis 6' beeinflußt. Die Amplitude des Hauptwertes kann mit dem Einstellglied 4 über dessen Einstellwert d₀ geregelt werden. Entsprechendes gilt gemäß Gleichung (10) für den anderen, dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal, nur ist hier natürlich die Funktion der c_s und d_} vertauscht. Der Entzerrer ist also in der Lage, die Figenverzerrungen und das übersprechen getrennt zu entzerren. Es braucht nur ein Kanal kontrolliert zu werden, denn bei richtig eingestelltem Entzerrer sind beide Kanäle gleich gut entzerrt, und das übersprechen ist verschwunden.

Der Entzerrer erlaubt es auch, Datensignale zu entzerren, die mittels mehrstufiger Quadraturmodulation oder entsprechend phasenmodulierten Signalen mit 8 oder 16 möglichen Phasenlagen übertragen werden. An den beiden Kanalausgängen erscheinen dann entsprechend mehr als nur zwei verschiedene mögliche Amplitudenstufen. Damit der Entzerrer einwandfrei arbeitet, ist lediglich darauf zu achten, daß die Verstärkungs- bzw. Dämpfungsfaktoren der einzelnen Pfade aufeinander abgeglichen werden. Es muß also z. B. für a_n = b_n bei unverzerrtem Signal am Entzerrereingang das Verhältnis der Spannungen an den Eingängen 23 und 24 des Summierers 22 gleich dem Verhältnis der Spannungen an den Eingängen 26 und 25 des Summierers 22' sein. Nur dann weisen die Signale zur Korrektur des Übersprechens in beiden Kanälen die richtige Amplitude im Verhältnis zum gestörten Signal auf.

Da der Entzerrer ähnlich wie ein Transversalfilter arbeitet, sind, wie bereits erwähnt, in der Praxis die Korrektursignale natürlich mehr oder weniger verzerrt und mit übersprechen behaftet, und es wird, wie auch bei anderen bekannten Entzerrern, welche Transversalfilter enthalten, die Verzerrung und das übersprechen dann hinreichend klein, wenn die Anzahl der Verzögerungsglieder und der Abgriffe nur hinreichend groß gewählt wird. Bei der beschriebenen Schaltung ist gegenüber der bekannten Anord· nung zwar die doppelte Anzahl von Modulatorer erforderlich, jedoch erhöht dies den Aufwand insoferr nur unwesentlich, als sich solche Modulatoren, bei spielsweise mit Hilfe von als Schaltern wirkender Feldeffekttransistoren, in einfacher Weise realisierei lassen. Die in Gleichung (6) angegebene Bedingunj muß erfüllt sein, damit Eigenverzerrungen und über sprechen unabhängig voneinander mit getrennte! Einstellgliedern entzerrt werden können. Wenn dies Bedingung nicht erfüllt ist, besteht nicht mehr nähe rungsweise Unabhängigkeit zwischen den beidei Sätzen von Einstellgliedern, d, k, jedes Einstellglie beeinflußt jetzt sowohl die Eigenverzerrungen als auc das übersprechen. Es ist zwar eventuell noch ei einwandfreier Abgleich möglich, aioer nur durch zei lieh nacheinanderfolgende Einstellung. Die Einhaitun der Bedingung bedeutet je nach den praktischen Ve: hältnissen eine gewisse Eimchränkung für die Wal der Frequenz der den Modulatoren zuzusetzende

Trägerschwingung. Diese Einschränkung ist in der Praxis jedoch deshalb bedeutungslos, weil mit nur geringem Aufwand eine Frequenzumsetzung am Eingang des Entzerrers durchgeführt werden kann, wodurch sich die in Gleichung (6) angegebene Bedingung ohne weiteres erzwingen läßt. Durch Wahl einer höheren Trägerfrequenz lassen sich gleichzeitig die Tiefpässe 30 bis 33 in einfacherer Weise ausführen, da dadurch die Anforderungen an diese Tiefpässe gemildert werden. Die Tiefpässe 30 bis 33 sollen impulsformende Eigenschaften aufweisen, da die übertragenen Daten in der Form von Impulsen übertragen werden. Es sollen nämllich durch diese Filter die Signale nicht neuerlich verzerrt werden, d. h., die Rechteckimpulsantwort dieser Filter soll z. B. keine Uberschwinger aufweisein. Außerdem ist darauf zu achten, daß die Tiefpässe: unter sich möglichst genau gleich sind. Die Ableitung der Gleichungen (9) und (10) erfolgte unter der Voraussetzung, daß die Modulatoren 15 bis 18 in der F i g. 1 über die Steuerleitungen 40 bis 43 mit den in der Fig. 1 angegebenen Trägerschwingungen angesteuert werden. Am Modulator 15 liegt also die Trägerschwingung sin o>_ct, am Modulator 16 liegt die Schwingung cos m_ct. Hingegen wird der Modulator 17 mit der Trägerschwingung

sm[«t_ct + (2m + 1).τ/2]

angesteuert, während der Modulator 18 mit einer Trägerfrequenz

COs[^i + (2 m + l).-i/2]

angesteuert wird.

Eine vorteilhafte Ausrührung des Entzerrers ergibt sich dadurch, daß die Tiefpässe nicht zwischen den Ausgängen der Modulatoren 15 bis 18 und den Eingängen 23 bis 26 der Summierer 22 bzw. 22' angeordnet sind, sondern zwischen den Ausgängen der Summierer 22, 22' und den Ausgängen 21, 21' des Entzerrers. Ein entsprechendes Ausrührungsbeispiel ist in der F i g. 2 dargestellt.

Beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 liegt am Ausgang des Summierers 22 der Tiefpaß 35, am Ausgang des Summierers IT liegt der Tiefpaß 35'. Der Ausgang des Tiefpasses 35 bildet damit gleichzeitig den Ausgang 21, und der Ausgang des Tiefpasses 35' bildet gleichzeitig den Ausgang 21' des Entzerrers. In F i g. 2 sind zur einfacheren Darstellung nur noch die einzelnen Pfade 11 bis 14 eingezeichnet. Ferner sind die beiden Zweige 8 und 8' noch zu erkennen, und die an die Summierer 9 und 9' herangeführten gestrichelten Linien sollen genau den in F i g. I dargestellten übrigen Schaltungsaufbau ersetzen. Auch sind % Irkungsgleiche Teile der Schaltung in F i g. 2 mit den gleichen Bezugsziffem wie in F i g. 1 versehen. Die in der F i g. 2 dargestellte Schaltung hat den Vorteil, daß anstatt vier nur noch zwei Tiefpässe erforderlich sind. Außerdem brauchen diese Tiefpässe nicht mehr genau gleiche Eigenschaften haben, da die beiden Zweige 8 und 8' nicht mehr über verschiedene Tiefpässe miteinander verkoppelt sind. Für die praktische Auswertung der demodulierten Signale an den Ausgängen 21 und 21' ist es nämlich bedeutungslos, ob diese Signale exakt gleiche Kurvenformen haben. Die Tiefpässe 35 und 35' müssen nur noch insofern übereinstimmen, als eine einwandfreie Erkennung der übertragenm Information an beiden Ausgängen möglich sein soll, d. h., die Filter sollen geeignet impulsformende Eigenschaften aufweisen.

Die Ansteuerung der Modulatoren 15 bis 18 in F i g. 2 soll über die Steuerleitungen 40 bis 43 genau in der gleichen Weise wie in F i g. 1 erfolgen, also mit genau den gleichen Trägerschwingungen, welche die entsprechenden dort angegebenen Phasenwinkel haben.

Für die vorangegangene Beschreibung sind die zusätzlich in F i g. 2 gestrichelt eingezei- hneten Verzögerungsglieder 37, 38 und 39 zunächst noch wegzudenken und durch durchgeschaltete Leitungszüge zu ersetzen. Die Bedeutung dieser Verzögerungsglieder wird später noch erläutert.

Eine weitere mögliche Ausführungsform der in der F i g. 1 beschriebenen Schaltung ist in der F i g. 3 dargestellt. Auch hier entspricht der übrige Schaltungsaufbau, der lediglich durch die an die Summierer 9 und 9' herangeführten gestrichelten Linien kenntlich gemacht ist, genau der in der F i g. 1 dargestellten Schaltung. Wiederum sind wirkungsgleiche Elemente mit gleichen Bezugsziffern versehen. Neu hinzugekommen gegenüber der Schaltung nach F i g. 1 sind lediglich die Verzögerungsglieder 37, 38 und 39. Ferner haben sich die Phasenlagen der Trägerschwingungen an den Steuerleitungen 42 und 43 der Modulatoren 17 und 18 geändert, und es liegen nunmehr an den Modulatoren 15 und 17 die Trägerschwingung sin «)_ct und an den Modulatoren 16 und 18 die Trägerschwingung cos «>_ct.

Im Ausführungsbeispiel der F i g. 3 ist am Ausgang i0' des Zweiges 8' vor der Aufspaltung in die Pfade 13 und 14 ein zusätzliches Verzögerungsglied 37 eingefügt, welches die Verzögerungszeit T/2 aufweist. Ferner sind in den Pfaden 11 und 12 des Zweiges 8 den Tiefpässen 30 und 31 unmittelbar die Verzögerungsglieder 38 und 39 nachgeschaltet, welche ebenfalls die Verzögerungszeit T/2 aufweisen.

Anstatt dai3 die Trägerschwingungen der beiden unteren Modulatoren 17 und 18 eine Phasenverschiebung (2m + 1) .t/2 aufweisen (mit m = 0,1. 2, 3 ...) wurde ein Verzögerungsglied mit der Verzögerung T/2 am Ausgang 10' des Summierers 9' eingesetzt. Dieses Verzögerungsglied hat u₍e gleiche Wirkung wie eine entsprechende Phasendrehung der beiden Trägerschwingungen an den Steuerleitungen 42 und

43. Die durch das Verzögerungsglied 37 bewirkte Verzögerung muß aber im oberen Teil der Schaltung, also in den Pfaden 11 und 12, durch die \< ,den Vcrzögerungsglieder 38 und 39 mit jeweils der gleichen Verzögerungszeit T/2 ausgeglichen werden. Dadurch können jetzt die Steuerleitungen 40 und 42 sowie die Steuerleitungen 41 und 43 miteinander verbunden werden, so daß die Modulatoren 15 und 17 mit jeweils der gleichen Trägerschwingung sin w_ct und die Modulatoren 16 und 18 mit jeweils der gleichen Trägerschwingung cos «>_ct angesteuert werden. Damil sind nur noch zwei Trägerschwingungen mit einei um 90° verschiedenen Phasenlage erforderlich. Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung zeigt genau das gleiche elektrische Verhalten wie die Schaltunger nach Fig. 1 und 2, so daß die dort gegebener Erläuterungen auch für die Schaltung nach Fig.:

zutreffen. Auch bei dieser Schaltung muß Gleichung (6 erfüllt sein.

Wie bereits bei dem in der F i g. 2 dargestellten Aus führungsbeispiel gezeigt wurde, läßt sich auch die ii der F i g. 3 dargestellte Schaltung dahingehend ab ändern, daß die Tiefpässe nach außen gezogen, d. h also den Ausgängen der Summierer 22 bzw. 22

nachgeschaltet werden. Der Tiefpaß 35 ist dann wieder, wie in der F i g. 2 dargestellt, dem Ausgang 21 und der Tiefpaß 35' dem Ausgang 21' des Entzerrers unmittelbar vorgeschaltet. Diese Schaltung ist in der F i g. 2 ebenfalls dargestellt, und zwar sind für diesen Schaltungsaufbau die dort gestrichelt eingezeichneten zusätzlichen Verzögerungsglieder 37, 38 und 39 erforderlich. Wie in der Schaltung nach F i g. 3 ist das Verzögerungsglied 37 mit der Verzögerungszeit T/2 dem Ausgang 10' des Summierers 9' unmittelbar nachgeschaltet. Ebenso sind die Verzögerungsglieder 38 und 39 mit jeweils de; selben Verzögerungszeit T/2 den Ausgängen der Modulatoren 15 und 16 nachgeschaltet. Die Ansteuerung der Modulatoren erfolgt genau wie in F i g. 3, so daß also an den Modulatoren 15 und 17 die Trägerschwingung sin t«_ct und an den Modulatoren 16 und 18 die Trägerschwingung cos i«_tt liegt. Auch diese Schaltung hat den Vorteil, daß nur noch zwei Tiefpässe erforderlich sind, deren elektrische Eigenschaften in der bereits erläuterten Weise nicht mehr genau übereinzustimmen brauchen.

Bei der praktischen Anwendung der Schaltungen nach den Fig. 1 bis 3 wird man im allgemeinen eine automatische Entzerrereinstellung anstreben. Zu diesem Zweck sind die in der F i g. 1 dargestellten Ein-Stellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' derart ausgebildet, dab ihre Einstelhverte dj bzw. c_} über Steuereingänge 52 bis 56 bzw. 52' bis 56' in geeigneter Weise verändert werden können. Derartig steuerbare Einstellglieder sind an sich bekannt, wozu beispielsweise auf die bereits zitierte Veröffentlichung »Automatic Equalization for Digital Communication« in »Bell System Technical Journal«, Bd. 44, April 1965, S. 547 bis 588 verwiesen sei. Weitere Möglichkeiten zur Realisierung veränderbarer Einstellglieder sind beispielsweise durch Verwendung von Feldeffekttransistoren als steuerbare Widerstände in Spannungsteilern gegeben in Verbindung mit einem geeigneten Speicher, z. B. einer Kapazität, zum Aufrechterhalten des einmal eingestellten Wertes. Zur automatischen Einstellung sind die Ausgänge 21 und 21' des Entzerrers jeweils über eine Anpassungsschaltung mit je einem Schieberegister verbunden, dessen im zeitlichen Abstand T angeordnete Abgriffe mit den Steuereingängen 52 bis 56 bzw. 52' bis 56' der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' verbunden sind. Die Anpassungsschaltung stellt das Vorzeichen der ankommenden demodulierten Signale fest. Zur automatischen Einstellung ist zu Beginn der Datenübertragung eine bestimmte Einstellzeit erforderlich. In dieser Zeit werden einzelne Prüfimpulse auf dem einen der beiden Kanäle gesendet. Auf dem anderen Kanal liegt kein Signal. Die demodulierten Signale an den beiden Ausgängen 21 und 21' des Entzerrers werden abgetastet, das Vorzeichen wird festgestellt. Die Abtastung erfolgt in zeitlichen Abständen T. Die Abtastaugenblicke sollen so gewählt sein, daß die einzelnen Impulsantworten im Hauptwert, d. h. also an der Stelle größter Amplitude, abgetastet werden. Wenn diese Testimpulse beispielsweise in dem Kanal übertragen werden, dem der Ausgang 21 zugeordnet ist, dann dienen die Abtastwerte der Signale am Ausgang 21 dazu, die Einstellung der Einstellglicder 2 bis 6 zu kontrollieren. Die Abtastwertc am Ausgang 21'. der beispielsgemäß dem Kanal zugeordnet ist. in dem keine Information übertragen wird, dienen dagegen zur Kontrolle des Übersprechens von einem auf den anderen Kanal und können dazu verwendet werden.

die Einstellung der Einstellglieder 2' bis 6' zu kontrollieren. Alle Abtastwerte werden, wie dies bereits in der schon erwähnten Veröffentlichung »An Automatic Equalizer for Coherent Quadrature Carrier Data Transmission Systems«, 1966, »IEEE International Communications Conference«, Digest of Papers, S. 24, erwähnt ist, in den beiden Schieberegistern abgespeichert und zur Einstellung der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' verwendet. Nach erfolgter Einstellung des Entzerrers wird diese Einstellung festgehalten und während der eigentlichen Datenübertragung nicht mehr verändert.

Die in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Entzerrerschaltungen lassen sich im Gegensatz zu bekannten Schaltungen auch in einfacher Weise adaptiv einstellen. Das bedeutet, daß auch Änderungen der Eigenschaften des Übertragungskanals während der übertragung laufend ausgeregelt werden, und daß die zur Entzerrung erforderliche Information aus den übertragenen Datensignalen selbst gewonnen wird. Hierzu sind den Ausgängen 21 und 21' des Entzerrers weitere Schaltmittel nachgeschaltet. Diese sind derart ausgebildet und auf die Steuereingänge 52 bis 56 bzw. 52' bis 56' der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' zurückgeführt, daß eine adaptive Einstellung des Entzerrers möglich ist.

Ein entsprecnendes Ausführungsbeispiel ist in der F i g. 4 dargestellt, in der die zur adaptiven Einstellung erforderlichen Schaltmittel mit der Bezugszift'er 80 bezeichnet sind. Sowohl am Ausgang 21 als auch am Ausgang 21' des Entzerrers ist je eine Entscheidungsschaltung 60 bzw. 60' angeschlossen. Diese F.ntscheidungsschaltungen bilden Schätzwerte für die demodulierten richtigen Datensignale. Bei der übertragung von binären Zeichen in jedem Kanal stellt eine solche Entscheidungsschaltung zunächst fest, ob das übertragene Signal größer oder kleiner als Null ist und ordnet dementsprechend dem Signal einen festen Spannungswert zu. Positiven Werten des Signals ordnet die Entscheidungsschaltung einen Wert von beispielsweise +1 Volt zu, negativen Werten am Ausgang 21 oder 21' ordnet die Entscheidungsschaltung entsprechend den Wert — 1 Volt zu. Am Ausgang der Entscheidungsschaltungen 60 und 60' treten also nur noch Signale mit diskreten bekannten Arnplitudenwerten auf. Entsprechendes gilt für Signale mit mehr als zwei Stufen. Die Entscheidungsschaltung ordnet jedem Amplitudenwert des Signals den nächstliegenden Soll-Amplitudenwert zu (Quantisierung). Wenn die Verzerrungen nicht zu stark sind, werden die getroffenen Entscheidungen zumindest in der überwiegenden Mehrzahl aller Fälle richtig sein und stellen damit Schätzwerte für die richtige, übertragene Information dar. Infolge der Verzerrungen, welche die Signale beim Durchlaufen des Übertragungskanals erleiden, sind die Signale an den Ausgängen 21 und 21' verformt, d. h., diese Signale können infolge der überlagerung der einzelnen, zeitlich aufeinanderfolgenden Impulsantworten unendlich viele verschiedene Amplitudenwerte aufweisen. Es kann nun aus den verzerrten Signalen, beispielsweise am Anschluß 21, und den Schätzwerten b_k für die richtigen Signale h_k am Ausgang 67 der Entscheidungsschaltung 60 mit Hilfe eines Differenzverstärkers 66 ein Schätzwert für den Fehler gebildet werden, welcher im Ausgangssignal am Ausgang 21 des Entzerrers enthalten ist. Für die einwandfreie Funktion der Schaltung genügt es, die Signale an den Ausgängen 21 und 21' des Ent-

zerrers nur noch zu bestimmten diskreten Zeitpunkten t = t₀ + k'T durch eine geeignete Schaltung abzutasten. Die daraus gewonnenen Abtastwerte am Ausgang des Kanals 21 seien mit y_k + z_k bezeichnet, wobei ic eine ganzzahlige Zählvariable und t„ ein beliebiger Anfangszeitpunkt ist, der aber so gewählt ist, daß die einzelnen Impukantworten in ihrem Hauptwert abgetastet werden. Die Abtastwerte der Information, die in dem dem Ausgang 21 zugeordneten Kanal übertragen wird, sei mit y_k bezeichnet, während die Abtastwerte des Dbersprechens vom anderen Kanal in den Kanal mit z_k bezeichnet seien. Am Ausgang 21 erscheint immer die Summe der Signale in diesem Kanal und der störenden übersprechsignale, also \\ + z_k. Die zur Abtastung erforderlichen Schaltungen sind der Einfachheit halber in der F i g. 4 nicht mit eingezeichnet, da sie an sich bekannt sind.

Bezüglich deT dcmoduuerten Ausgangssignale eines Kanals verhält sich die Anordnung wie ein Transversalfilter, d. h-, es kann beispielsweise ein mit Ahj bezeichneter Überschwinger in der Impulsantwort dieses Kanals mittels der Einstellwerte d_s der Einstellglieder 2 bis 6 (vgl. Fig. 1) ausgeregelt werden; j ist hierbei eine beliebige ganzzahlige Zählvariable. Als Regelgröße für den Einstellwert d_} kann z. B. die Größe (11) dienen.

.lh,-

(Π)

Das Zeichen » ~ « bedeutet »proportional«.

Diese Beziehung ist bereits in der Veröffentlichung »Techniques for Adaptive Equalization of Digital Communication Systems«, »Bell System Technical Journal«, Bd. 45, Februar 1966, S. 255 bis 286, abgeleitet. Zur Einstellung der Werte dj können auch ähnliche, verwandte Kriterien verwendet werden.

Es soll nun noch das übersprechen bestimmt werden, und zwar beispielsgemäß von dem dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal in den anderen, dem Ausgang 21 zugeordneten Kanal. Die für die Entzerrung und das übersprechen bezüglich des einen Kanals angestellten Überlegungen gelten sinngemäß auch für den anderen Kanal.

Die Impulsantwort am Ausgang 21 als Antwort auf einen im anderen Kanal gesendeten Impuls heißt f{t). Die im anderen Kanal, welcher dem Ausgang 21' zugeordnet ist, gesendeten Signale, welche die Information tragen, wurden bereits mit a„ bezeichnet. Am Ausgang 21 erscheint daher als Folge des übersprtchens die Größe

2(0 =

Somit gilt

(14)

Wenn nun der sogenannte Erwartungswert Ε(Γ,-βο)

unter der weiteren Annahme gebildet wird, daß die

einzelnen a„ (v = 0,1,2,3 ...) statistisch voneinander

unabhängig sind, wie dies bei Zufallstext der Fall

ίο ist, so gilt

(12) für η φ 0
für η = 0.

(15)

Hierbei ist Ir der lineare zeitliche Mittelwert von ar. Damit wird

oder

Zj -

⁽¹⁶⁾

Die fortlaufende Korrelation, d. h. Multiplikation und Summation der z_k mit den a_t_j ergibt also eine

Größe proportional der Amplitude Zj der über sprechimpulsantwort und kann zur Regelung des Einstellwertes c_s der jeweils zugeordneten Einstellglieder 2' bis 6' (vgl. Fig. 1) dienen.
Außer den z_k erscheinen am Ausgang 21 auch die V₁, nämlich die verzerrten Ausgangssignale des dem Ausgang 21 zugeordneten Kanals als Folge der an seinem Eingang liegenden Signale. Diese weisen wesentlich größere Amplituden als die z_k auf, so daß bei der Korrelation zur Bestimmung vonZj ein kleiner

Mittelwert großer Summenglieder gebildet werden muß, was nicht immer mit einer befriedigenden Genauigkeit möglich ist.

Es ist deshalb in der Regel günstiger, die Korrelation der Schätzwerte für die in dem dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal übertragenen richtigen Signale mit den Fehlern e_k vorzunehmen, die in dem dem Ausgang 21 zugeordneten Kanal gegeben sind durch

Ck = -Vl + 2k - V

Es wird also zusätzlich die Größe

E(bjOo)

(18)

gebildet. Diese ist aber, wenn die b_k und die a_k statistisch voneinander unabhängig sind, gleich Null, so daß gilt

_k.j-s (19)

Wird diese Folge zu den Abtastzeitpunkten tj = t₀ + j T betrachtet, so wird

ζ(ί₀ + jT) = Zj =>

aJ(tp +jT- nT) =

(13)

Hierbei wird von der Annahme ausgegangen, daß zum Zeitpunkt t = f₀ der Hauptwert Zo der Impulsantwort Z(Oi der mit dem Wert a₀ bewertet sei, am Ausgang 21 erscheint.

Natürlich stehen die a_k und b_k nicht zur Verfügung, sondern es können hierfür mittels der Entscheidungsschaltungen 60' und 60 nur Schätzwerte ä_k und h_k abgeleitet werden. Die Bildung der durch die Gleichung (19) gegebenen Größe liefert wesentlich genauere Ergebnisse und damit bessere Einstellkriterien als die durch die Gleichung (16) beschriebene Größe. Auch hier können natürlich zur Regelung der Größe c_s des jeweils zugeordneten Einstetlgliedcs weiter vereinfachte bekannte Algorithmen verwendet werden.

Für das in F i g. 4 dargestellte Schaltungsbeispiel ergibt sich unter Anwendung der vorstehenden Überlegungen für die Gewinnung der zur adaptiven Einstellung des Entzerrers benötigten Größen die folgende Funktionsweise.

Die Schaltung ist in der Weise ausgebildet, daß die in den Gleichungen (11) und (19) angegebenen Beziehungen benutzt werden können. Die dem Ausgang 21 des Entzerrers zugeordneten, durch die Entscheidungsschalti ng 60 aus den Signalen am Entzerrerausgang 21 abgeleiteten Idealsignale b_k (Schätzwerte für die richtigen, gesendeten Signale b_k) werden mit Hilfe der Verzögerungsglieder 61 bis 64 verzögert. Ebenso werden die am Ausgang 21' mit Hilfe der Entscheidungsschaltung 60' gebildeten zugeordneten Idealsignale ä_k (Schätzwerte für die gesendeten richtigen Werte a_k), welche am Ausgang 67' erscheinen, mit Hilfe der VerzögerungsgnedeT 61' bis 64' verzögert. Am Ausgang des Differenzverstärkers 66 erscheinen die Schätzwerte S₁₁ für die Fehler e_k, welche in den Ausgangssignalen υ_λ + z_k des dem Ausgang 21 zugeordneten Kanals enthalten sind. Es wire die übertragung von Zufallstext vorausgesetzt. Infolge der Zeitinvarianz der statistischen Eigenschaften der Signale gilt Gleichung (19), d. h., es ist gleichgültig, ob die einzelnen Faktoren der ProduKte vor der Multiplikation verzögert werden. Dies ist dann wichtig, wenn auch Vorschwinger in der Impulsantwort am Ausgang 21 bzw. 2Γ entzerrt werden sollen, da nur positive Laufzeiten realisiert werden können, d. h. also, daß nur positive Indizes j + N zulässig sind. Durch Zufügen des Summanden N sind auch negative j möglich, welche den Vorschwinge η in der Impulsantwort zugeordnet sind. Für die Schaltung nach F i g. 4 wird lediglich als Beispiel angenommen, daß die zu entzerrende Impulsantwort in dem dem Ausgang 21 zugeordneten Kanal zwei Vorschwinger und zwei Nachschwinger aufweist. Um auch die zwei Vorschwinger entzerren zu können, muß der Schätzwert e_k für den Fehler e_k zuerst um die Zeit TT verzögert werden. Dies geschieht mit Hilfe des Verzögerungsgliedes 65. Am Ausgang 70 des Verzögerungsgliedes 65 erscheinen dann die Abtastwerte <?_t_₂. Zur Bildung der Einstellwerte dj für die Einstellglieder 2 bis 6 (vgl. Fig. 1) müssen nun Schätzwerte Ahj für die Abweichungen Ah j der verzerrten Impulsantwort am Ausgang 21 von der idealen, richtigen Impulsantwort gebildet werden. Beispielsweise läßt sich der Schätzwert Ah₀ für die Abweichung 'h₀ des Hauptwertes dieser Impulsantwort von der Sollamplitude gemäß Gleichung (11) aus der Beziehung

ermitteln.

Es wird also jeder Abtastwert e_t_₂ mit dem zugeordneten Wert b_k_₂, welcher am Abgriff zwischen den beiden Verzögerungsgliedern 62 und 63 zur Verfügung steht, multipliziert. Alle diese Produkte werden in der Integrationsschaltung 69 aufsummiert bzw. aufintegriert. Die Größe zur Regelung des Einstellwertes d₀ für das Einstellglied 4, welche proportional Ah₀ ist, steht dann auf der Steuerleitung 54 zur Verfügung.

Zur Ausregelung des Nebensprechens wird die Be-Ziehung gemäß Gleichung (19) benutzt. Am Ausgang 67' der Entscheidungsschaltung 60' stehen die Schätzwerte ά.. für die in dem dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal übertragenen Datensignale a_k zur Verfügung. Diese werden mit Hilfe der Verzögerungsglieder 61' bis 64' verzögert und zur Ermittlung eines Schätzwertes f₀ für die Größe /₀, welche den Hauptwert der Impulsantwort am Ausgang 21 als Folge des Ubersprechens vom anderen Kanal darstellt. Hierzu werden die einzelnen Werte ä_t_₂ und e_t_₂ ^m der Multipüzierschaltung 68' miteinander multipliziert, und die einzelnen Produkte werden in der Integrationsschaitung 69' aufsummiert bzw. aufintegriert. Die daraus gewonnene Steuergröße f₀ steht auf der Leitung 54' zur Verfugung und kann somit zur automanschen Einstellung des Einstellwertes C₀ für das Einstellglied 4' (vgl. Fig. 1) verwendet werden. Entsprechend werden gemäß den Gleichungen (11) und (19) auch die übrigen Steuergrößen für die Einstellglieder 2, 3, 5 und 6 bzw. 2', 3', 5' und 6' durch Multiplikation und Summation der entsprechenden einander zugeordneten Größen gebildet, die sämtlich in der Schaltung gemäß F i g. 4 zur Verfugung stehen. Der Einfachheit halber sind hier nur zwei Multiplizierer 68, 68' und zwei Summierer bzw. Integrierer 69, 69' eingezeichnet. In analoger Weise sind zwischen allen aufeinanderfolgenden Verzögerungsgliedern 61 bis 64 bzw. 61' bis 64' Abgriffe vorgesehen, denen Multiplizierer und Integrierer nachgeordnet sind. Diese sind ebenso aufgebaut und ebenso geschaltet wie die Multiplizierer 68, 68' bzw. die Integrierer 69, 69' und liefern an den Ausgängen der Integrierer die Steuergrößen, die auf die Steuereingänge 52, 53, 55. 56 bzw. 52', 53', 55' und 56' (vgl. Fig I) gegeben werden. Damit ist auch die adaptive Einstellung für die Einstellwerte d_₂, d^_u J₁, d₂ bzw. c_₂, c__1; q und C₂ sichergestellt.

Um die Schaltung gegenüber den normalerweise auftretenden Toleranzen möglichst unempfindlich zu machen, wird man nicht nur einzelne, kurz andauernde Abtastwerte miteinander multiplizieren, sondern man wird die Verzögerungsglieder 61 bis 64 bzw. 6Γ bis 64' und auch das Verzögerungsglied 65 in der Regel so ausbilden, daß die Amplitude eines Abtastwertes nahezu bis zum Eintreffen des folgenden Abtastwertes erhalten bleibt. Zweckmäßig verwendet man deshalb für den Aufbau der Verzögerungsglieder die sogenannten, an sich bekannten Abtasthalteglieder oder bei Realisierung in digitaler Form die bekannten Flip-Flop-Schaltungen. Die einzelnen Teilprodukte nehmen dann für gewisse Zeiten konstante Werte an und lassen sich daher ohne weiteres unter Verwendung bekannter IntegrationEschaltungen aufsummieren bzw. aufintegrieren. Die Summier- bzw. Integrierschaltungen können beispielsweise aus kapazitiv gegenge-

koppelten Operationsverstärkern oder in digitaler Technik aus reversiblen Zählern bestehen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Entzerrer j;ur Entzerrung von quadraturmoduiierten Datrensignalen, bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne Mpdulationsabschnitte gleicher Zeitdauer T vorgenommen ist und zur Modulation eine Trägerschwingung der Frequenz (2 m + l)/2T(m = 0,1,2 ...) verwendet ist, und bei dem die am Eingang des Entzerrers anliegenden modulierten Signale über eine aus mehreren, untereinander gleichen Verzögerungsgliedern bestehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschaltung von Einstellgliedern in zwei voneinander unabhängige, demodulierte Signale ,5 aufgespalten werden, die an zwei getrennten Ausgängen des Entzerrers zur Verfugung stehen, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsglieder (1) eine Verzögerungszeit T aufweisen, die gleich ist der Dauer eines Modulationsabschnittes, daß die Einsiellglieder (2 bis 6; 2' bis 6') symmetrisch zu beiden Feiten der Verzögerungsleitung (7) angeordnet sind, daß alle Ausgänge der jeweils auf der gleichen Seite der Verzögerungsleitung (7) liegenden Einstellglieder (2 bis 6; 2' bis 6') zur Bildang zweier getrennter Zweige (8, 8') mit einem Summierer (9, 9') verbunden sind, daß der Ausgang (10,10') jedes Summierers (9, 9') in zwei, jeweils mit Modulatoren (15 bis 18) versehe ie Pfade (11 bis 14) aufgespalten ist, daß jedem Ausgang (21, 21') des Entzerrers ein weiterer Summierer (22, 22.) mit zwei Eingängen (23 bis 26) vorgeschaltet i.^rl, von denen jeweils ein Eingang (23, 25) mit einem Modulator (15, 16) des ersten Zweiges (8) und der andere Eingang (24, 26) mit einem Modulator (17, 18) des zweiten Zweiges (8') verbunden ist, und daß zwischen den Ausgängen (21,21') des Entzerrers und den Modulatoren (15 bis 18) impulsformende, untereinander gleichartige Tiefpässe (30 bis 33) liegen, die nur für die demodulierten Signale durchlässig rind (Fig. 1).

2. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpässe (30 bis 33) zwischen den Modulatoren (15 bis 18) und den Eingängen (23 bis 26) der weiteren Summierer (22, 22') liegen, daß der im ersten Pfad (11) des ersten Zweiges (8) liegende Modulator (15) mit der Trägerschwingung (sin o)_ct) und der im zweiten I fad (12) des ersten Zweiges (8) liegende Modulator (16) mit einer jo gegenüber der Trägerschwingung um den Phasenwinkel π/2 versetzten Schwingung (cos c>_ct) angesteuert ist, daß der im ersten Pfad (13) des zweiten Zweiges (8') liegende Modulator (17) mit einer gegenüber der Trägerschwingung um den Phasenwinkel (2m + 1)π/2 versetzten Schwingung und der im zweiten Pfad (14) des zweiten Zweiges (8') liegende Modulator (18) mit einer hierzu um den Phasenwinkel π/2 versetzten Schwingung angesteuert ist (Fi g. 1).

3. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpässe (35, 35') zwischen den weiteren Summierern (22, 22') und den Ausgängen (21, 21') des Entzerrers liegen, daß der im ersten Pfad (11) des ersten Zweiges (8) liegende Modulator (15) mit der Trägerschwingung (sin o>_ct) und der im zweiten Pfad (12) des ersten Zweiges (8) liegende Modulator (16) mit einer gegenüber der Trägerschwingung um den Phasenwinkel n/2 versetzten Schwingung (cos m_ct) angesteuert ist, daß der im ersten Pfad (13) des zweiten Zweiges (8') liegende Modulator (17) mit einer gegenüber der Trägerschwingung um den Phasenwinkel (2 m + 1)π/2 versetzten Schwingung und der im zweiten Pfad (14) des zweiten Zweiges (8') liegende Modulator (18) mit einer hierzu um den Phasenwinkel π/2 versetzten Schwingung angesteuert ist (Fig. 2).

4. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpässe (30 bis 33) zwischen den Modulatoren (15 bis 18) und den Eingängen (23 bis 26) der weiteren Summierer (22, 22') liegen, daß in beiden Pfaden (11,12) des ersten Zweiges (8) Verzögerungsglieder (38, 39) der Verzögerungszeit T/2 liegen, daß dem Summierer (9') des zweiten Zweiges (8') ein weiteres Verzögerungsglied (37) der Verzögerungszeit T/2 nachgeschaltet ist und daß die in den ersten Pfaden (11,13) beider Zweige (8, 8') liegenden Modulatoren (15, 17) mit der Trägerschwingung (sin m_ct) und die in den zweiten Pfaden (12,14) beider Zweige (8,8') liegenden Modulatoren (16, 18) mit einer gegenüber der Trägerschwingung um den Phasenwinkel π/2 versetzten Schwingung (cos <»_ct) angesteuert sind (Fig. 3).

5. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpässe (35, 35') zwischen den weiteren Summierern (22, 22') und den Ausgängen (21,21') des, Entzerrers liegen, daß in beiden Pfaden (11, 12) des ersten Zweiges (8) Verzögerungsglieder (38, 39) der Verzögerungszeit T/2 liegen, daß dem Summierer (9') des zweiten Zweiges (S') ein weiteres Verzögerungsglied (37) der Verzögerungszeit T/2 nachgeschaltet ist und daß die in den ersten Pfaden (11, 13) beider Zweige (8, 8') liegenden Modulatoren (15, 17) mit der Trägerschwingung (sin m_ct) und ^ie in den zweiten Pfaden (12,14) beider Zweige (8,8') liegenden Modulatoren (16,18) mit einer gegenüber der Trägerschwingung um den Phasenwinkel π/2 versetzten Schwingung (cos o>_ct) angesteuert sind (Fig. 2).

6. Entzerrer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge des Entzerrers jeweils über eine Anpassungsschaltung mit je einem Schieberegister verbunden sind, dessen in zeitlichem Abstand T angeordnete Abgriffe mit den Steuereingängen (52 bis 56; 52' bis 56') der Einstellglieder (2 bis 6; 2' bis 6') verbunden sind.

7. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß den Ausgängen (21, 21') des Entzerrers weitere Schaltmittel (80) nachgeschaltet sind, die derart ausgebildet und auf die Steuereingänge (52 bis 56; 52' bis 56') der Einstellglieder (2 bis 6; 2' bis 6') zurückgeführt sind, daß eine adaptive Einstellung des Entzerrers erfolgt.

8. Entzerrer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch seine Verwendung zur Entzerrung phasenmodulierter Datensignale.