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Entzerrer zur Entzerrung von phasen- oder quadraturmodulierten Datensignalen
Die Erfindung betrifft einen Entzerrer zur Entzerrung von quadraturmodulierten Datensignalen,
bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne Modulationsabschnitte glaicher
Zeitdauer T vorgenommen ist und zur Modulation eine Trägerschwingung der Frequenz
(2m+1)/2T (m=O,1,2...) verwendet ist, und bei dem die am Eingang des Entzerrers
anliegenden modulierten Signale über eine aus mehreren, untereinander gleichen Verzögerungsgliedern
bestehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschaltung von Einstellgliedern in zwei
voneinander unabhängige, demodulierte Signale aufgespalten werden, die an zwei getrennten
Ausgängen des Entzerrers zur Verfügung stehen.
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Bei der Übertragung digitaler Datensignale werden bekanntlich verschiedene
Modulationsverfahren verwendet. Eines dieser Verfahren besteht darin, das Datensignal
sendeseitig mit Hilfe einer Phasenmodulation in den Ubertragungsbereich des Übertragungskanals
umzusetzen. Wegen der Bandbegrenzung und den verzerrenden Eigenschaften des Übertragungskanals
kommt auf der Empfangsseite ein Signal an, das Amplituden- und Phasenverzerringen
aufweist. Um eine Verfälschung der in den Signalen enthaltenen Information zu vermeiden,
müssen diese Verzerrungen beseitigt, d.h.
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die ankommenden Signale müssen entzerrt werden. In diesem Zusammenhang
ist durch die Veröffentlichung "An Automatic Equalizer for Coherent Quadrature Carrier
Data Transmission Systems", auf Seite 24 des "Digest of Papersn der IEEE International
Communications Conference, Philadelphia, 1966, bereits eine Schaltung zur Entzerrung
von kohärenten
quadraturmodulierten Datensignalen bekannt geworden,
bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne Modulationsabschnitte gleicher
Zeitdauer vorgenommen ist und zur Modulation eine Trägerschwingung der Frequenz
(2m+1)/2T verwendet ist. Die am Eingang des Entzerrers anliegenden modulierten Signale
werden dabei über eine aus mehreren untereinander gleichen Verzögerungsgliedern
bestehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschaltung von Einstellgliedern in zwei
voneinander unabhängige demodulierte Signale aufgespalten. Die demodulierten Signale
stehen dann an getrennten Ausgängen des Entzerrers zur Verfügung. Bei diesem Entzerrer
werden die Eigenverzerrungen in jedem Kanal und das Übersprechen zwischen den beiden
Kanälen getrennt korrigiert. Wie sich dabei zeigen läßt, wird das Ausgangssignsl
des einen Kanals nur von bestimmten Einstellgliedern kontrolliert, so daß die Eigenverzerrungen
mit diesen Einstellgliedern ausgeregelt werden können.
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Weiterhin wird das Übersprechen vom anderen Kanal in den ersten Kanal
nur von den restlichen Einstellgliedern kontrolliert. Um die angestrebte Entzerrung
zu erreichen, werden nun alle Einstellglieder so eingestellt, daß sowohl die jeweiligen
Eigenverzerrungen eines jeden Kanals als auch das Übersprechen zwischen den Kanälen
minimal werden.
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Für diesen Entzerrer ist auch eine automatische Einstellung möglich.
Diese erfolgt zu Beginn der Übertragung während einer Prüfperiode und es werden
dabei einzelne Testimpulse über nur einen Kanal gesendet, während im anderen Kanal
keine Prüfsignale übertragen werden.
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Auch bei der automatischen Einstellung werden, wie bereits erwähnt,
mit Hilfe eines Teils der Einstellglieder die Eigenverzerrungen des einen Kanals
ausgeregelt. Das Übersprechen von diesem Kanal in den anderen Kanal wird dagegen
von den restlichen Einstellgliedern kontrolliert.
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Das Übersprechsignal am einen Ausgang des Entzerrers
dient
somit zur Kontrolle und zur Korrektur des Übersprechens. Nach Beendigung der Prüfperiode
ist der Entzerrer eingestellt und es wird diese Einstellung festgehalten. Anschließend
beginnt die eigentliche Datenübertragung. Da die einzelnen Abgriffe der Verzögerungsleitung
um einen Abstand entsprechend der Verzögerungszeit /2 gegeneinander versetzt sind,
müssen auch die modulierenden Signale im einen Kanal um die Zeit T/2 gegenüber den
modulierenden Signalen im anderen Kanal versetzt sein, was die Schaltung ftir die
Entzerrung phasengetasteter Signale unbrauchbar macht. Perner sind bei der bekannten
Anordnung verhältnismäßig viele Verzögerungsabschnitte deshalb erforderlich, weil
die Laufzeit zwischen benachbarten Einstellgliedern nur T/2 betragt. Wegen der festen
Einstellung mit Prufsignalen ist weiterhin eine adaptive Einstellung des Entzerrers
während der Datenübertragung nicht ohne weiteres möglich.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den einleitend erwähnten
Schwierigkeiten in verhältnismäßig einfacher Weise abzuhelfen. Insbesondere soll
der Aufbau eines Entzerrers angegeben werden, der sowohl für die Entzerrung von
quadratur- als auch von phasenmodulierten Datensignalen geeignet ist und der bei
einer möglichst geringen Anzahl von Verzögerungsgliedern erforderlichenfalls in
relativ einfacher Weise adaptiv einstellbar ist.
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Ausgehend von einem Entzerrer zur Entzerrung von quadraturmodulierten
Datensignalen, bei deren Modulation eine Unterteilung in einzelne Modulationsabschnitte
gleicher Zeitdauer T vorgenommen ist und zur Modulation eine Trägerschwingung der
Frequenz (2m+1)/2 (m=0,1,2...) verwendet ist, und bei dem die am Eingang des Entzerrers
anliegenden modulierten Signale über eine aus mehreren, untereinander gleichen Verzögerungsgliedern
bestehende Verzögerungsleitung unter Zwischenschaltung von Einstellgliedern in zwei
voneinander
unabhängige, demodulierte Signale aufgespalten werden, die an zwei getrennten Ausgängen
des Entzerrers zur Verfügung stehen, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch
gelöst, daß die Verzögerungsglieder eine Verzögerungszeit T aufweisen, die gleich
ist der Dauer eines Modulationsabschnittes, daß die Einstellglieder symmetrisch
zu beiden Seiten der Verzögerungsleitung angeordnet sind, daß alle Ausgänge der
jeweils auf der gleichen Seite der Verzögerungsleitung liegenden Einstellglieder
zur Bildung zweier getrennter Zweige mit einem Summierer verbunden sind, daß der
Ausgang jedes Summierers in zwei, jeweils mit Modulatoren versehene Pfade aufgespalten
ist, daß jedem Ausgang des Entzerrers ein weiterer Summierer mit zwei Eingängen
vorgeschaltet ist, von denen jeweils ein Eingang mit einem Modulator des- ersten
Zweiges und der andere Eingang mit einem Modulator des zweiten Zweiges verbunden
ist, und daß zwischen den Ausgängen des Entzerrers und den Modulatoren impulsformende,
untereinander gleichartige Tiefpässe liegen, die nur für die demodulierten Signale
durchlässig sind.
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Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei spielen noch
näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung: Fig.l den Aufbau eines Entzerrers im Blockschaltbild;
Pig.2 eine vereinfachte Variante des Entzerrers; Pig.3 eine weitere Entzerrerstruktur
unter Verwendung von zusätzlichen Verzögerungsgliedern;
Fig.4 ein
Beispiel für die adaptive Einstellung eines der in den Fig.i bis 3 dargestellten
Entzerrers.
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In Fig.1 ist ein Entzerrer dargestellt, bei dem das verzerrte modulierte
Signal am Eingang 20 der Schaltung ankommt. Der Eingang 20 selbst ist mit einer
gestrichelt umrahmt gezeichneten Verzögerungsleitung 7 verbunden, die selbst wiederum
aus einzelnen, untereinander gleichartigen Verzögerungsgliedern 1 besteht, vondenenjedes
die Verzögarungszeit T bewirkt. Die Verzögerungszeit T ist mit der Trägerschwingung
des modulierten Signales insofern verkntpft, als die Frequenz der Trägerschwingung
ein ungeradzahiiges Vielfaches von 1/2T ist. An den Abgriffe 82 bis 86 der Verzögerungsleitung
7 sind Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' in der Weise angeschaltet, daß sich
ein symmetrischer Aufbau ergibt, so daß das am Eingang 20 ankommende Signal in zwei
voneinander unabhängige Anteile aufgespalten wird, die an den Ausgängen 10 und 10'
der Zweige 8 und 8' zur Verfügung stehen. Die Zweige 8 bzw. 8' selbst werden aus
den Einstellgliedern 2 bis 6 und- einem Summierer 9 bzw. den Einstellgliedern 2'
bis 6' und einen zugehörigen weiteren Summierer 9' gebildet. Die Ausgänge 10 und
10' der Summierer 9 und 9' sind jeweils in zwei Pfade aufgespalten, die mit den
Bezugsziffern 11, 12, 13 und 14 kenntlich gemacht sind. In jedem Pfad ist ein Modulator
vorgesehen. Die Modulatoren selbat sind mit den Bezugsziffern 15, 16, 17 und 18
bezeichnet. Dieeen Modulatoren werden Uber die Leitungen 40 bis 43 jeweils die für
die Demodulation erforderlichen Trägerschwingungen zugeftthrt.
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Im Austührangsbeispiel sind den Modulatoren 15 bis 18 Tiefpässe 30
bis 33 nachgeschaltet, die untereinander gleichartig aufgebaut sind und deren Grenzfrequenz
eo gewählt ist, daß sie nur für die demodulierten Signale durchlässig sind. Die
entzerrten, demodulierten Signale und. damit die übertragene Information selbst
stehen an.den Ausgängen 21
und 21' zur Weiterverarbeitung zur Verfügung.
Um die aus den Tiefpässen 30 bis 33 kommenden Signalanteile auf die Ausgänge 21
und 21' zusammenzufassen, sind weitere Summierer 22 und 22' vorgesehen. Jeder dieser
Summierer hat zwei Eingänge, nämlich die Eingänge 23 und 24 bzw. die Eingänge 25
und 26 und es ist jeweils der eine Eingang mit einem Modulator des ersten Zweiges
8 und der andere Eingang mit einem Modulator des zweiten Zweiges 8' verbunden.
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Im Ausführungsbeispiel bedeutet dies, daß der Eingang 23 des Summierers
22 über den Tiefpaß 30 mit dem Modulator 15 des ersten Zweiges 8 verbunden ist,
während sein zweiter Eingang 24 über den Tiefpaß 32 mit dem Modulator 17 des zweiten
Zweiges 8' verbunden ist. Entsprechend ist der erste Eingang 25 des Summierers 22'
über den Tiefpaß 31 mit dem Modulator 16 des ersten Zweiges 8 verbunden, während
der zweite Eingang 26 über den Tiefpaß 33 mit dem Modulator 18 des zweiten Zweiges
8' in Verbindung steht.
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Im folgenden soll die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig.1 noch
näher erläutert werden.
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Die Übertragung von Daten erfolgt in Form von diskreten Werten. Ein
in diskreten Stufen phasenmoduliertes (phasenumgetastetes) Signal w(t) ist darstellbar
durch die Gleichung
Hierbei ist g(t) ein Rechteckimpuls der Dauer T Sekunden mit dem normierten Amplitudenwert
1. Die Phase n ist demwenigen Zeitabschnitt zugeordnet, in dem g(t-nT)+0 ist.
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T ist die Dauer eines sogenannten Modulationsabschnittes.
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Um eine Überschneidung der Frequenz spektren des modulierten und des
modulierenden Signals zu vermeiden, kann g(t) durch ein impulsformendes Tiefpaßfilter
bandbegrenzt sein.
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Die Folge der Phasenwerte n nimmt im Intervall 0 bis 2s diskrete Werte
an. Der jeweilige Wert n bleibt über die Dauer T des zugeordneten Rechteckimpulses
konstant, mit wc=2ltfc ist die zur Tragerfrequenz fc gehörende Kreis-Frequenz bezeichnet
und t bedeutet die laufende Zeitvariable. Ferner ist n eine ganzzahlige Zählvariable
und A ist eine Konstante, welche die Amplitude des phasenumgetasteten Signals bestimmt.
Für den Realteil ReLw(t)j nach Gleichung (1) gilt
oder wegen cos(a+ß)=cosa cosß-sina sinß (3)
mit an=cos n' bn=sin n (5) Ein in der beschriebenen Weise phasenumgetastetes Signal
läßt sich daher immer als die Summe zweier amplitudenmodulierter Signale darstellen,
bei denen die Träger um 900 versetzt sind, weshalb diese Art der Modulation einen
Sonderfall der sogenannten Quadraturmodulation darstellt. Die Btentibertragung mittels
Phasenumtastung und die Datenübertragung mittels Quadraturmodulation, bei der die
beiden um 900 versetzten Trägerschwingungen innerhalb eines Modulationsabschnittes
mit jeweils einem konstanten Wert an bzw. bn moduliert sind, (wobei diese Werte
nicht durch Gleichung (5) verknüpft zu sein brauchen), werden daher im folgenden
gemeinsam behandelt.
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Wie die vorstehende Ableitung zeigt, steht die übertragene Information
nach der Demodulation
an den Ausgängen 21 und 21' zweier getrennter
Kanäle 8 und 8' zur Verfügung.
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Wie sich zeigen läßt, ergibt sich bei Quadraturmodulation in Jedem
Kanal eine lineare Eigenverzerrung des demodulierten Signale, die man sich hervorgerufen
denken kann durch einen äquivalenten Tiefpaß A(s); ferner tritt ein lineares Übersprechen
vom einen in den anderen Kanal auf.
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Diese Störungen (Verzerrungen und Übersprechen) müssen für beide Kanäle
beseitigt werden, da sie die zu übertragende Information sonst verfälschen.
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Die in Fig.1 dargestellte Entzerrerstruktur ermöglicht es, sowohl
die Eigenverzerrungen der beiden Kanäle als auch das Übersprechen getrennt, d.h.
voneinander unabhängig zu eliminieren. Wie bereits beschrieben, sind hierzu die
Verzögerungsleitung 7 mit Verzögerungsabsehnitten 1 der Verzögerungedauer T eines
Modulationsabschnittes vorgesehen, sowie zwei Sätze von Einstellgliedern, nämlich
2 bis 6 und 2' bis 6', die Demodulatoren 15 bis 18 und die zugehörigen Summierer
9 und 9' bzw. 22 und 22'. Die Einstellwerte der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2'
bis 6' sind allgemein mit d bzw. c bezeichnet, wobei j eine laufende Zfhlvariable
ist. Für das Ausführungsbeispiel mit je fünf Einstellgliedern in jedem Kanal bedeutet
dies, daß die Einstellwerte mit d ,, d . do d1, d2 bzw. c2, c 1, cO, c1 und c2 bezeichnet
sind. Die Dauer eines Modulationsabschnittes bedeutet diejenige Zeit in der sich
die übertragene Information praktisch nicht ändert. Die Demodulation erfolgt kohärent,
d.h. die Frequenz und die Phase der für die Demodulation zuzusetzenden trägerfrequenten
Schwingungen sind am Empfangsort bekannt. Unter der bereits erwähnten Voraussetzung
w = (2m+1) , (m=O,1,2...) (6)
und der Annahme, daß am Bezugsabgriff
84 der Verzögerungsleitung 7 ein unverzerrtes moduliertes Signal x(t) steht, gilt
die Gleichung
Die Annahme eines unverzerrten Signals erleichtert die Rechnung und die Übersichtlichkeit
des Verfahrens. In Wirklichkeit wird x(t) mehr oder weniger verzerrt sein. Der FR11
m=O stellt gewissermaßen einen theoretischen Grenzfall dar, für dessen Realisierung
Tiefpässe mit einer sehr steilen Dämpfungsflanke zur Abtrennung des Signals nach
der Demodulation erforderlich sind. In der Praxis wird man deshalb für m Werte wählen,
die größer als Null sind.
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Am j-ten Abgriff der Verzögerungsleitung 7 steht dann ein Signal
Dieses Signal x(t-jT) wirkt sich über Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' im
Hinblick auf deren Einstellwerte dj und c auf die Ausgänge 21 und 21' aus. Es sei
dr=c=0 für 6j, wobei r ebenfalls eine Zählvariable ist. Die Ausgangssignale für
das in Gleichung (8) gegebene Signal lauten wie folgt Am Ausgang ?1 erscheint ein
Signal gemäß Gleichung (9).
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Am Ausgang 21' erscheint ein Signal wie Gleichung (9), nur an und
bn in vertauschten Rollen, also gemäß Gleichung
(10),
Das bedeutet aber allgemein für d#0 und cr/0 im Gegensatz zur Ableitung der Gleichungen
(9) und (10), daß am Ausgang 21, wo die Nutzsignale bn des einen Kanals auftreten
sollen, die erwünschten Signale
erscheinen.
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Zusätzlich erscheinen Signale (-1)J*d # #n bng(t-nT- jT) für jfO ähnlich
wie bei einem Transversalfilter. Diese Signale werden nur durch die Werte d der
Einstellglieder 2 bis 6 beeinflußt. Ferner erscheinen noch Signale
Diese werden nur durch die Werte Cj der Einstellglieder 2' bis 6' beeinflußt.
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Ein Transversalfilter besteht aus einer Verzügerungsleitung mit Anzapfungen
in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T. An jeden Abgriff ist ein Einstellglied
geschaltet, welches das Signal an diesem Abgriff mit einem Faktor a. bewertet. Alle
mit a. bewerteten Teilsignale J J werden aufsummiert. Wenn am Bezugsabgriff der
Verzögerungsleitung, an den aO angeschaltet ist, das verzögerte Eingangssignal x(t)
steht, so erscheint am Ausgang das Signal
wenn die Verzögerungeleitung 2N+1 Abgriffe aufweist. Wie sich leicht zeigen läßt,
kann mit Hilfe eines solchen Transversalfilters eine verzerrte, mit Überschwingern
behaftete Impulsantwort entzerrt werden.
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Diese Anwendung ist z.B. beschrieben in der Veröffentlichung Automatik
Equalization for Digital Communication"
in "Bell System Technical
Journal', 44 (April 1965), Seiten 547 bis 588. Hierbei werden die Korrektursignale
über die a. für j/o aus den verzerrten, zeitlich gegenüber x(t) J versetzten Signalen
x(t-jT) abgeleitet. Es werden praktisch die Überschwinger in der Impulsantwort mit
Hilfe der zugefügten Korrektursignale eliminiert. Auch im hier vorliegenden Fall
sind die Signale x(t) verzerrt. Das bedeutet, daß nicht die errechneten Signale
gemäß Gleichung (9) am Ausgang 21 erscheinen, sondern diese Korrektursignale sind,
genau wie beim Transversalfilter, mehr oder weniger verzerrt und sind ferner mit
Überschwingern behaftet. Trotzdem können bei nicht übermäßig starken Verzerrungen
diese Signale wie beim Transversalfilter als Korrektursignale benutzt werden. Die
bei nicht zu großen Verzerrungen näherungsweise den Signalen
entsprechenden Teilsignale können als Korrektursignale für die Eigenverzerrungen
des dem Ausgang 21 zugeordneten Kanals dienen und werden im wesentlichen nur durch
die Werte d. der Einstellglieder 2 J bis 6 beeinflußt. Die bei nicht zu großen Verzerrungen
näherungsweise den Signalen
entsprechenden Teilsignale können dazu dienen, ein Übersprechen von einem Kanal
in den anderen Kanal zu eliminieren und werden im wesentlichen nur durch die Werte
der Einstellglieder 2' bis 6' beeinflußt. Die Amplitude des Hauptwertes kann mit
dem Einstellglied 4 über dessen Einstellwert do geregelt werden. Entsprechendes
gilt gemäß Gleichung (10) für den anderen, dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal, nur
ist hier natürlich die Funktion der Cj und dj vertauscht.
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Der Entzerrer ist also in der Lage, die Eigenverzerrungen und das
Übersprechen getrennt zu entzerren. Es braucht nur ein Kanal kontrolliert zu werden,
denn bei richtig eingestelltem Entzerrer sind beide Kanäle gleich gut entzerrt
und
das Übersprechen ist verschwunden.
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Der Entzerrer erlaubt es auch Datensignaie zu entzerren, die mittels
mehrstufiger Quadraturmodulation oder entsprechend phasenmodulierten Signalen mit
8 oder 16 möglichen Phasenlagen übertragen werden. An den beiden Kanalausgängen
erscheinen dann entsprechend mehr als nur zwei verschiedene mögliche Amplitudenstufen.
Damit der Entzerrer einwandfrei arbeitet, ist lediglich darauf zu achten, daß die
Verstärkungs- bzw. Dämpfungsfaktoren der einzelnen Pfade aufeinander abgeglichen
werden. Es muß also z.B.
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für an=bn bei unverzerrtem Signal am Entzerrereingang das Verhältnis
der Spannungen an den Eingängen 23 und 24 des Summierers 22 gleich dem Verhältnis
der Spannungen an den Eingängen 26 und 25 des Summierer 22' sein. Nur dann weisen
die Signale zur Korrektur des Übersprechens in beiden Kanälen die richtige Amplitude
im Verhältnis zum gestörten Signal auf.
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Da der Entzerrer ähnlich wie ein Transversalfilter arbeitet, sind,
wie bereits erwähnt, in der Praxis die Korrekt tursignale natürlich mehr oder weniger
verzerrt und mit Übersprechen behaftet und es wird, wie auch bei anderen bekannten
Entzerrern, welche Transversalfilter enthalten, die Verzerrung und das Übersprechen
dann hinreichend klein, wenn die Anzahl der Verzögerungsglieder und der Abgriffe
nur hinreichend groß gewählt wird. Bei der beschriebenen Schaltung ist gegenüber
der bekannten Anordnung zwar die doppelte Anzahl von Modulatoren erforderlich, jedoch
erhöht dies den Aufwand insofern nur unwesentlich, ala sich solche Modulatoren,
beispielsweise mit Hilfe von als Schaltern wirkenden Feldeffekttransistoren, in
einfacher Weise realisieren lassen. Die in Gleichung (6) angegebene Bedingung muß
erfüllt sein, damit Eigenverzerrungen und Übersprechen unabhängig voneinander mit
getrennten Einstellgliedern entzerrt werden können. Wenn diese Bedingung
nicht
erfüllt ist, besteht nicht mehr näherungsweise Unabahängigkeit zwischen den beiden
Sätzen von Einstellgliedern, d.h. jedes Einstellglied beeinflußt jetzt sowohl die
Eigenverzerrungen als auch das Übersprechen. Es ist zwar eventuell noch ein einwandfreier
Abgleich möglich, aber nur durch zeitlich nacheinanderfolgende Einstellung.
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Die Einhaltung der Bedingung bedeutet je nach den praktischen Verhältnissen
eine gewisse Einschränkung für die Wahl der Frequenz der den Modulatoren zuzusetzenden
Trägerschwingung. Diese Einschränkung ist in der Praxis jedoch deshalb bedeutungslos,
weil mit nur geringem Aufwand eine Frequenzumsetzung am Eingang des Entzerrers durchgeführt
werden kann, wodurch sich die in Gleichung (6) angegebene Bedingung ohne weiteres
erzwingen läßt. Durch Wahl einer höheren Trägerfrequenz lassen sich gleichzeitig
die Tiefpässe 30 bis 33 in einfacherer Weise ausführen, da dadurch die Anforderungen
an diese Tiefpässe gemildert werden. Die Tiefpässe 30 bis 33 sollen impulsformende
Eigenschaften aufweisen, da die übertragenen Daten in der Porm von Impulsen übertragen
werden. Es sollen nämlich durch diese Filter die Signale nicht neuerlich verzerrt
werden, d.h. die Rechteckimpulsantwort dieser Filter soll z.B. keine Überschwinger
aufweisen. Außerdem ist darauf zu achten, daß die Tiefpässe unter sich möglichst
genau gleich sind.
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Die Ableitung der Gleichungen (9) und (10) erfolgte unter der Voraussetzung,
daß die Modulatoren 15 bis 18 in der Fig.1 über die Steuerleitungen 40 bis 43 mit
den in der Fig.1 angegebenen Trägerschwingungen angesteuert werden.
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Am Modulator 15 liegt also die Trägerschwingung sin uct, am Modulator
16 liegt die Schwingung cos o t. Hingegen wird der Modulator 17 mit der Trägerschwingung
sin[wct+(2m+1)it/2 angesteuert, während der Modulator 18 mit einer Xrägerfrequenz
costxct+(2m+1)s/2] angesteuert wird.
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Eine vorteilhafte Ausftihrung des Entzerrers ergibt sich dadurch,
daß die Tiefpässe nicht zwischen den Ausgängen der Modulatoren 15 bis 18 und den
Eingängen 23 bis 26 der Summierer 22 bzw. 22' angeordnet sind, sondern zwischen
den Ausgängen der Summierer 22, 22' und den Ausgängen 21, 21' des Entzerrers. Ein
entsprechendes Ausführungsbeispiel ist in der Fig.2 dargestellt.
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Beim Ausführungsbeispiel nach Fig.2 liegt am Ausgang des Summierers
22 der Tiefpaß 35, am Ausgang des Summierers 22' liegt der Tiefpaß 35'. Der Ausgang
des Tiefpasses 35 bildet damit gleichzeitig den Ausgang 21 und der Ausgang des Tiefpasses
35' bildet gleichzeitig den Ausgang 21' des Entzerrers. In Fig.2 sind zur einfacheren
Darstellung nur noch die einzelnen Pfade 11 bis 14 eingezeichnet. Ferner sind die
beiden Zweige 8 und 8' noch zu erkennen und die an die Summierer 9 und 9' herangeführten
gestrichelten Linien sollen genau den in Fig.1 dargestellten übrigen Schaltungsaufbau
ersetzen. Auch sind wirkungsgleiche Teile der Schaltung in Fig.2 mit den gleichen
Bezugsziffern wie in Fig.1 versehen. Die in der Fig.2 dargestellte Schaltung hat
den Vorteil, daß anstatt vier nur noch zwei Tiefpässe erforderlich sind. Außerdem
brauchen diese Tiefpässe nicht mehr genau gleiche Eigenschaften haben, da die beiden
Zweige 8 und 8' nicht mehr über verschiedene Tiefpässe miteinander verkoppelt sind.
Für die praktische Auswertung der demodulierten Signale an den Ausgängen 21 und
21' ist es nämlich bedeutungslos, ob diese Signale exakt gleiche Kurvenformen haben.
Die iefpässe 35 und 359 müssen nur noch insofern übereinstimmen, als eine einwandfreie
Erkemung der übertragenen Information an beiden Ausgängen möglich sein soll, d.h.
die Filter sollen geeignet impuisformende Eigenschaften aufweisen.
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Die Ansteuerung der Modulatoren 15 bis 18 in Fig.2 soll über die Steuerleitungen
40 bis 43 genau in der gleichen
Weise wie in Fig.1 erfolgen, also
mit genau den gleichen Trägerschwingungen, welche die entsprechenden dort angegebenen
Phasenwinkel haben.
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Für die vorangegangene Beschreibung sind die zusätzlich in Fig.2 gestrichelt
eingezeichneten Verzögerungsglieder 37, 38 und 39 zunächst noch wegzudenken und
durch durchgeschaltete Leitungszüge zu ersetzen. Die Bedeutung dieser Verzögerungsglieder
wird später noch erläutert.
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Eine weitere mögliche Ausführungsform der in der Fig.1 beschriebenen
Schaltung ist in der Fig.3 dargestellt. Auch hier entsprlcht der übrige Schaltungsaufbau,
der lediglich durch die an die Summierer 9 und 9' herangeführten gestrichelten Linien
kenntlich gemacht ist, genau der in der Fig dargestellten Schaltung. Wiederum sind
wirkungsgleiche Elemente mit gleichen Bezugs ziffern versehen. Neu hinzugekommen
gegenüber der Schaltung nach Fig.1 sind lediglich die Verzögerungsglieder 37, 38
und 39. Ferner haben sich die Phasenlagen der Trägerschwingungen an den Steuerleitungen
42 und 43 der Modulatoren 17 und 18 geändert und es liegen nunmehr an den Modulatoren
15 und 17 die Tragerschwingung sin uct und an den Modulatoren 16 und 18 die Trägerschwingung
cos ü>0t.
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Im AustUhrungsbeispiel der Fig.3 ist am Ausgang 10' des Zweiges 8'
vor der Aufspaltung in die Pfade 13 und 14 ein zusätzliches Verzögerungsglied 37
eingefügt, welches die Verzögerungszeit T/2 aufweist. Ferner sind in den Pfaden
11 und 12 des Zweiges 8 den Tiefpässen 30 und 31 unmittelbar die Verzögerungsglieder
38 und 39 nachgeschaltet, welche ebenfalls die Verzögerungszeit T/2 aufweisen.
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Anstatt daß die Trägerschwingungen der beiden unteren Modulatoren
17 und 18 eine Phasenverschiebung (2m+1)n/2 aufweisen (mit m=0,1,2,3..,) wurde ein
Verzögerungsglied mit
der Verzögerung T/2 am Ausgang 10' des Summierer
9' eingesetzt. Dieses Verzögerungsglied hat die gleiche Wirkung wie eine entsprechende
Phasendrehung der beiden Trägerschwingungen an den Steuerleitungen 42 und 43. Die
durch das Verzögerungsglied 37 bewirkte Verzögerung muß aber im oberen Teil der
Schaltung, also in den Pfaden 11 und 12, durch die beiden Verzögerungsglieder 38
und 39 mit jeweils der gleichen Verzögerungszeit T/2 ausgeglichen werden.
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Dadurch können jetzt die Steuerleitungen 40 und 42 sowie die Steuerleitungen
41 und 43 miteinander verbunden werden, so daß die Modulatoren 15 und 17 mit jeweils
der gleichen Trägerschwingung sin wct und die Modulatoren 16 und 18 mit jeweils
der gleichen Trägerschwingung cos Wc t angesteuert werden. Damit sind nur noch zwei
Trägerschwingungen mit einer um 900 verschiedenen Phasenlage erforderlich. Die in
Fig.3 dargestellte Schaltung zeigt genau das gleiche elektrische Verhalten wie die
Schaltungen nach Fig.1 und 2, so daß die dort gegebenen Erläuterungen auch für die
Schaltung nach Fig.3 zutreffen. Auch bei dieser Schaltung muß Gleichung (6) erfüllt
sein.
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Wie bereits bei dem in der Fig.2 dargestellten AusfUhrungebeispiel
gezeigt wurde, läßt sich auch die in der Fig.3 dargestellte Schaltung dahingehend
abändern, daß die Tiefpässe nach außen gezogen, d.h. also den Ausgängen der Summierer
22 bzw. 22' nachgeschaltet werden. Der Tiefpaß 35 ist dann wieder, wie in der Fig.2
dargestellt, dem Ausgang 21 und der Tiefpaß 35' dem Ausgang 21' des Entzerrers unmittelbar
vorgeschaltet. Diese Schaltung ist in der Fig.2 ebenfalls dargestellt, und zwar
sind für diesen Schaltungsaufbau die dort gestrichelt eingezeichneten zusätzlichen
Verzögerungsglieder 37, 38 und 39 erforderlich. Wie in der Schaltung nach Fig.3
ist das Verzögerungsglied 37 mit der Verzögerungszeit T/2 dem Ausgang 10' des Summierer
9' unmittelbar nachgeschaltet.
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Ebenso sind die Verzögerungsglieder 38 und 39 mit jeweils
derselben
Verzögerungszeit T/2 den Ausgängen der Modulatoren 14 und 16 nachgeschaltet. Die
Ansteuerung der Mo-Modulatoren erfolgt genau wie in Fig.3, so daß also an den Modulatoren
15 und 17 die Trägerschwingung sin sct und an den Modulatoren 16 und 18 die Trägerschwingung
cos liegt. Auch diese Schaltung hat den Vorteil, daß nur noch zwei Tiefpässe erforderlich
sind, deren elektrische Eigenschaften in der bereits erläuterten Weise nicht mehr
genau übereinzustimmen brauchen.
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Bei der praktischen Anwendung der Schaltungen nach den Fig.1 bis 3
wird man im allgemeinen eine automatische Entzerrereinstellung anstreben. Zu diesem
Zweck sind die in der Fig.1 dargestellten Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6'
derart ausgebildet, daß ihre Einstellwerte d.
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bzw. cå über Steuereingange 52 bis 56 bzw. 52' bis 56' in geeigneter
Weise verändert werden können. Derartig steuerbare Einstellglieder sind an sich
bekannt, wozu beispielsweise auf die bereits zitierte Veröffentlichung "Automatic
Equalization for Digital Communication" in Bell System Technical Journal", Band
44, April 1965, Seiten 547 bis 588 verwiesen sei. Weitere Möglichkeiten zur Realisierung
veränderbarer Einstellglieder sind beispielsweise durch Verwendung von, Feldeffekttransistoren
als steuerbare Widerstände in Spannungsteilern gegeben in Verbindung mit einem geeigneten
Speicher, z.B. einer Kapazität, zum Aufrechterhalten des einmal eingestellten Wertes.
Zur automatischen Einstellung sind die Ausgänge 21 und 21' des Entzerrers jeweils
über eine Anpassungsschaltung mit je einem Schieberegister verbunden, dessen im
zeitlichen Abstand T angeordnete Abgriffe mit den Steuereingängen 52 bis 56 bzw.
52' bis 56' der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' verbunden sind. Die Anpassungsschaltung
stellt das Vorzeichen der ankommenden demodulierten Signale fest. Zur automatischen
Einstellung ist zu Beginn der Datenübertragung eine bestimmte Einstellzeit erfordersich.
In
dieser Zeit werden einzelne Prüfimpuise auf dem einen der beiden Kanäle gesendet.
Auf dem anderen Kanal liegt kein Signal. Die demodulierten Signale an den beiden
Ausgängen 21 und 21' des Entzerrers werden abgetastet, das Vorzeichen wird festgestellt.
Die Abtastung erfolgt in zeitlichen Abständen T. Die Abtastaugenblicke sollen so
gewählt sein, daß die einzelnen Imnulsantworten im Hauptwert, d.h. also an der Stelle
größter Amplitude, abgetastet werden. Wenn diese Testimpulse beispielsweise in dem
Kanal übertragen werden, dem der Ausgang 21 zugeordnet ist, dann dienen die Abtastwerte
der Signale am Ausgang 21 dazu, die Einstellung der Einstellglieder 2 bis 6 zu kontrollieren.
Die Abtastwerte am Ausgang 21', der beispielsgemäß dem Kanal zugeordnet ist, in
dem keine Information übertragen wird, dienen dagegen zur Kontrolle des ttbersprechens
von einem auf den anderen Kanal und können dazu verwendet werden, die Einstellung
der Einstellglieder 2' bis 6' zu kontrollieren. Alle Abtastwerte werden, wie dies
bereits in der schon erwähnten Veröffentlichung "An Automatic Equalizer for Coherent
Quadrature Carrier Data Transmission Systeme, 1966, "IEEE International Communications
Conference", Digest of Papers, Seite 24, erwähnt ist, in den beiden Schieberegistern
abgespeichert und zur Einstellung der Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6 verwendet.
Nach erfolgter Einstellung des Entzerrers wird diese Einstellung festgehalten und
während der eigentlichen Datenübertragung nicht mehr verändert.
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Die in den Fig.1 bis 3 dargestellten Entzerrerschaltungen lassen sich
im Gegensatz zu bekannten Schaltungen auch in einfacher Weise adaptiv einstellen.
Das bedeutet, daß auch Änderungen der Eigenschaften des obertragungskanals während
der Übertragung laufend ausgeregelt werden, und daß die zur Entzerrung erforderliche
Information aus den übertragenen Datensignalen selbst gewonnen wird. Hierzu
sind
den Ausgängen 21 und 21' des Entzerrers weitere Schaltmittel nachgeschaltet. Diese
sind derart ausgebildet und suf die Steuereingänge 52 bis 56 bzw. 52' bis 56' der
Einstellglieder 2 bis 6 bzw. 2' bis 6' zurückgeführt, daß eine adaptive Einstellung
des Entzerrers möglich ist.
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Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel ist in der Fig.4 dargestellt,
in der die zur adaptiven Einstellung erforderlichen Schaltmittel mit der Bezugsziffer
80 bezeichnet sind. Sowohl am Ausgang 21 als auch am Ausgang 21' des Entzerrers
ist Je eine Entecheidungsechaltung 60 bzw. 60' angeschlossen. Diese Entscheidungsschaltungen
bilden Schätzwerte für die demodulierten richtigen Datensignale.
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Bei der Übertragung von binären Zeichen in jedem Kanal stellt eine
solche Ent.cheidung.schaltung zunächst fest, ob dae übertragene Signal größer oder
kleiner als Null ist und ordnet dementsprechend dem Signal einen festen Spannungswert
zu. Positiven Werten des Signals ordnet die Entscheidungsschaltung einen Wert von
beispielsweise +1 Volt zu, negativen Werten am Ausgang 21 oder 21' ordnet die Entecheidungeschaltung
entsprechend den Wert -1 Volt zu. Am Ausgang der Entscheidungsschaltungen 60 und
60' treten also nur noch Signale mit diskreten bekannten Amplitudenwerten auf. Entprechendes
gilt für Signale mit mehr als zwei Stufen. Die Entscheidungsschaltung ordnet Jedem
Amplitudenwert des Signale den nächstliegenden Soll-Amplitudenwert zu (Quantisierung).
Wenn die Verzerrungen nicht zu stark sind, werden die getroffenen Entscheidungen
zumindest in der überwiegenden Mehrzahl sller Pille richtig sein und stollen damit
Schätzwerte für die richtige, tibertragen Information dsr. Infolge der Verzerrungen,
welche die Signale beim Durchlaufen des Übertragungekanale erleiden, sind die Signale
an den Ausgängen 21 und- 21' verformt, d.h. diese Signale können infolge der Überlagerung
der einzelnen, zeitlich aufeinanderfolgenden Impulsantworten unendlich viele verschiedene
Amplitudenwerte aufweisen.
Es kann nun aus den verzerrten Signalen,
beispie] 5-weise am Anschluß 21, und den Schätzwerten bk für die richtigen Signale
bk am Ausgang 67 der En tscheidungsschal tung 60 mit Hilfe eines Differenzverstärkers
66 ein Schätzwert für den Fehler gebildet werden, welcher im Ausgangssignal am Ausgang
21 des Entzerrers enthalten ist. Für die einwandfreie Funktion der Schaltung genügt
es, die Signale an den Ausgängen 21 und 21' des Entzerrers nur noch zu bestimmten
diskreten Zeitpunkten t=to+k-T durch eine geeignete Schaltung abzutasten. Die daraus
gewonnenen Abtastwerte am Ausgang des Kanals 21 seien mit Yk+Zk bezeichnet, wobei
k eine ganzzahlige Zählvariable und t ein beliebiger Anfangszeitpunkt ist, der aber
so gewählt ist, daß die einzelnen Impulsantworten in ihrem Hauptwert abgetastet
werden.
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Die Abtastwerte der Information, die in dem dem Ausgang 21 zugeordneten
Kanal übertragen wird, sei mit yk bezeichnet, während die Abtastwerte des Übersprechens
vom anderen Kanal in den Kanal mit zk bezeichnet seien. Am Ausgang 21 erscheint
immer die Summe der Signale in diesem Kanal und der störenden Übersprechsignale,
also Yk+Zk. Die zur Abtastung erforderlichen Schaltungen sind der Einfachheit halber
in der Fig.4 nicht mit eingezeichnet, da sie an sich bekannt sind.
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Bezüglich der demodulierten Ausgangssignale eines Kanals verhält sich
die Anordnung wie ein Transversalfilter, d.h.
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es kann beispielsweise ein mit dh bezeichneter Überschwinger in der
Impulsantwort dieses Kanals mittels der Einstellwerte d der Einstellglieder 2 bis
6 (vgl. Fig.1) ausgeregelt werden; j ist hierbei eine beliebige ganzzahlige Zählvariable.
Als Regelgröße für den Einstellwert d. kann z.B. die Größe (11) dienen.
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Das Zeichen "~ " bedeutet "proportional".
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Diese Beziehung ist bereits in der Veröffentlichung 'ßTechniques
for Adaptive Equalization of Digital Communication Systems", Bell System Technical
Journal", Band 45, Februar 1966, Seiten 255 bis 286 abgeleitet. Zur Einstellung
der Werte d. können auch ähnliche, verwandte Kriterien verwendet werden.
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Es soll nun noch das Übersprechen bestimmt werden, und zwar beispielsgemäß
von dem dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal in den anderen, dem Ausgang 21 zugeordneten
Kanal.
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Die für die Entzerrung und das Übersprechen bezüglich des einen Kanals
angestellten Überlegungen gelten sinngemäß auch für den anderen Kanal.
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Die Impulsantwort am Ausgang 21 als Antwort auf einen im anderen Kanal
gesendeten Impuls heißt f(t). Die im anderen Kanal, welcher dem Ausgang 21' zugeordnet
ist, gesendeten Signale, welche die Information tragen, wurden bereits mit an bezeichnet.
Am Ausgang 21 erscheint daher als Folge des Übersprechens die Größe z(t)=a0f(t)+a1f(t-T)+
... +a 1f(t+2)+ ... (12) Wird diese Folge zu den Abtastzeitpunkten tå=to+j betrachtet,
so wird
Hierbei wird von der Annahme ausgegangen, daß zum Zeitpunkt t=to der Hauptwert fO
der Impulsantwort f(t), der mit dem Wert 80 bewertet sei, am Ausgang 21 erscheint
Somit gilt
Wenn nun der sogenannte Erwartungswert E(zjao) unter der weiteren
Annahme gebildet wird, daß die einzelnen (#=0,1 2,3...) statistisch voneinander
unabhängig sind, wie dies bei Zufallstext der Fall ist, so gilt
| für n#0 |
| E(anao) = a² für n= 0 (15) |
2 Hierbei ist a der lineare zeitliche Mittelwert von a Damit wird E(z.a )=f Jo j
oder
Die fortlaufende Korrelation, d.h. Multiplikation und Summation der Zk mit den ak-j
ergibt also eine Größe proportional der Amplitude f der Übersprechimpulsantwort
und kann zur Regelung des Einstellwertes c der jeweils zugeordneten Einstellglieder
2' bis 6' (vgl. Fig.1) dienen.
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Außer den Zk erscheinen am Ausgang 21 auch die Yk, nämlich die verzerrten
Ausgangssignale des dem Ausgang 21 zugeordneten Kanals als Polge der an seinem Eingang
liegenden Signale. Diese weisen wesentlich größere Amplituden als die Zk auf, so
daß bei der Korrelation zur Bestimmung von f ein kleiner Mittelwert großer Summenglieder
gebildet werden muß, was nicht immer mit einer befriedigenden Genauigkeit möglich
ist.
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Es ist deshalb in der Regel günstiger, die Korrelation der Schätzwerte
für die in dem dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal übertragenen richtigen Signale
mit den Fehlern ek
vorzunehmen, die in dem dem Ausgang 21 zugeordneten
Kanal gegeben sind durch ek-Yk+Zk bk (17) Es wird also zusätzlich die Größe
gebildet. Diese ist aber, wenn die bk und die 5k statistisch voneinander unabhängig
sind, gleich Null, so daß gilt
Natiirlich stehen die ak und bk nicht zur Verfügung, sondern es können hierfür mittels
der Entscheidungsschaltungen 60' und 60 nur Schätzwerte âk und bk abgeleitet werden.
Die Bildung der durch die Gleichung (19) gegebenen Größe liefert wesentlich genauere
Ergebnisse und damit bessere Einstellkriterien als die durch die Gleichung (16)
beschriebene Größe. Auch hier können natürlich zur Regelung der Größe Cj des jeweils
zugeordneten Einstellgliedes weiter vereinfachte bekannte Algorithmen verwendet
werden.
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Für das in Fig.4 dargestellte Schaltungsbeispiel ergibt sich unter
Anwendung der vorstehenden Überlegungen für die Gewinnung der zur adaptiven Einstellung
des Entzerrers benötigten Größen die folgende Funktionsweise.
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Die Schaltung ist in der Weise ausgebildet, daß die in den Gleichungen
(11) und (19) angegebenen Beziehungen benutzt werden können. Die dem Ausgang 21
des Entzerrers zugeordneten, durch die Entscheidungsschaltung 60 aus den Signalen
am Entzerrerausgang 21 abgeleiteten Idealsignale bk (Schätzwerte für die richtigen,
gesendeten Signale
bk) werden mit Hilfe der Verzögerungsglieder
61 bis 64 verzögert. Ebenso werden die am Ausgang 21' mit Hilfe der Entscheidungsschaltung
60' gebildeten zugeordneten Idealsignale Ak (Schätzwerte für die gesendeten richtigen
Werte ak), welche am Ausgang 67' erscheinen, mit Hilfe der Verzögerungsglieder 61'
bis 64' verzögert.
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Am Ausgang des Differenzverstärkers 66 erscheinen die Schätzwerte
Xk für die Fehler ek, welche in den Ausgangssignalen yk+zk des dem Ausgang 21 zugeordneten
Kanals enthalten sind. Es wird die Übertragung von Zufallstext vorausgesetzt. Infolge
der Zeitinvarianz der statistischen Eigenschaften der Signale gilt Gleichung (19),
d.h.
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es ist gleichgültig, ob die einzelnen Faktoren der Produkte vor der
Multiplikation verzögert werden. Dies ist dann wichtig, wenn auch Vorschwinger in
der Impulsantwort am Ausgang 21 bzw. 21' entzerrt werden sollen, da nur positive
Laufzeiten realisiert werden können, d.h.
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also, daß nur positive Indizes je zulässig sind. Durch Zufügen des
Summanden N sind auch negative j möglich, welche den Vorschwingern in der Impulsantwort
zugeordnet sind. Für die Schaltung nach Fig.4 wird lediglich als Beispiel angenommen,
daß die zu entzerrende Impulsantwort in dem dem Ausgang 21 zugeordneten Kanal zwei
Vorschwinger und zwei Nachschwinger aufweist. Um auch die zwei Vorschwinger entzerren
zu können, muß der Schätzwert ek für den Fehler ek zuerst um die Zeit 2T verzögert
werden.
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Dies geschieht mit Hilfe des Verzögerungsgliedes 65. Am Ausgang 70
des Verzögerungsgliedes 65 erscheinen dann die Abtastwerte bk 2. Zur Bildung der
Einstellwerte d für die Einstellglieder 2 bis 6 (vgl. Fig.1) müssen nun Schätzwerte
; für die Abweichungen h der verzerrten Impuls antwort am Ausgang 21 von der idealen,
richtigen Impulsantwort gebildet werden. Beispielsweise läßt sich der Schätzwert
ß O für die Abweichung Aho des Hauptwertes dieser Impulsantwort von der Sollamplitude
gemäß Gleichung (11) aus der Beziehung
ermitteln.
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Es wird also jeder Abtastwert p mit dem zugeordneten A Wert bk 2 welcher
am Abgriff zwischen den beiden Verzögerungsgiiedern 62 und 65 zur Verfügung steht,
multipliziert.
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Alle diese Produkte werden in der Integrationsschaltung 69 aufsummiert
bzw. aufintegriert. Die Größe zur Regelung des Einstellwertes do für das Einstellglied
4, welche praportionalo ist, steht dann auf der Steuerleitung 54 zur Verfügung.
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Zur Ausregelung des Nebensprechens wird die Beziehung gemäß Gleichung
(19) benutzt. Am Ausgang 67' der Entscheidungsschaltung 60' stehen die Schätzwerte
h für die in dem dem Ausgang 21' zugeordneten Kanal übertragenen Datensignale ak
zur Verfügung. Diese werden mit Hilfe der Verzogerungsglieder 61' bis 64' verzögert
und zur Ermittlung eines Schätzwertes #o für die Größe £0, welche den Hauptwert
der Impulsantwort am Ausgang 21 als Folge des Übersprechens vem anderen Kanal darstellt.
Hierzu werden die einzelnen Werte Bk 2 und bk 2 in der Multiplizierschaltung 68'
miteinander multipliziert und die einzelnen Produkte werden in der Integrationsschaltung
69' aufsummiert bzwt aufintegriert. Die daraus gewonnene Steuergröße fo steht auf
der Leitung 54' zur Verfügung und kann somit zur automatischen Einstellung des Einstellwertes
cO für das Einstellglied 4' (vgl. Fig.1) verwendet werden. Entsprechend werden gemäß
den Gleichungen (11) und (19) auch die übrigen Steuergrößen für die Einstellglieder
2, 3, 5 und 6 bzw. 2', 3', 5' und 6' durch Multiplikation und Summation der entsprechenden
einander zugeordneten Größen gebildet, die sämtlich in der Schaltung gemäß Fig.4
zur Verfügung stehen. Der Einfachheit halber sind hier nur zwei Multiplizierer 68,
68' und zwei Summierer bzw. Integrierer 69, 69' eingezeichnet. In analoger Weise
sind zwischen allen aufeinanderfolgenden Verzögerungsgliedern 61 bis 64 bzw. 61'
bis 64' Abgriffe vorgesehen, denen Multiplizierer und Integrierer nachgeordnet sind.
Diese sind
ebenso aufgebaut und ebenso geschaltet ttst wie die
Multiplizierer 68, k;3' bzw. die Integrierer 69, 69' und liefern an den Ausgängen
der Integrierer die Steurgroßen, dic auf die Steuereingänge 52, 53, 55, 56 bzw.
52', 53' 55 und 56' (vgl. Fig.1) gegeben werden. Damit ist auch die adaptive Einstellung
für die Einstetlwerte d 2, d 1, d1, d2 bzw. c2, c -1, c1 und c2 sichergestelit.
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Um die Schaltung gegenüber den normalerweise auftretenden Toleranzen
möglichst unempfindlich zu machen, wird man nicht nur einzelne, kurz andauernde
Abtastwerte miteinander multiplizieren, sondern man wird die Verzögerungsglieder
61 bis 64 bzw. 61' bis 64' und auch das Verzögerungsglied 65 in der. Regel so ausbilden,
daß die Amplitude eines Abtastwertes nahezu bis zum Eintreffen des folgenden Abtastwertes
erhalten bleibt. Zweckmäßig verwendet man deshalb für den Aufbau der Verzögerungsglieder
die sogenannten, an sich bekannten Abtasthalteglieder oder bei Realisierung in digitaler
Form die bekannten Flip-Flop-Schaltungen. Die einzelnen Teilprodukte nehmen dann
für gewisse Zeiten konstante Werte an und lassen sich daher ohne weiteres unter
Verwendung bekannter Integrationsschaltungen aufsummieren bzw. aufintegrieren. Die
Summierer bzw. Integrierschaltungen können beispielsweise aus kapazitiv gegengekoppelten
Operationsverstårkern oder in digitaler Technik aus reversiblen Zählern bestehen.
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Die vorstehend beschriebenen Entzerrer haben den Vorteil, daß sie
auch zur Entzerrung von phasenmodulierten Daten signalen verwendet werden können.
Wie eingangs bereits gezeigt wurde, läßt sich ein digital phasenmoduliertes Signal
immer als die Summe zweier amplitudenmodulierter Signale darstellen, bei denen die
Trägerschwingungen hinsichtlich ihrer Phasenlage um 90° versetzt sind, was auch
als quadraturmoduliertes Signal bezeichnet wird.
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Da hier nicht wie in bekannten Schaltungen die einzelnen modulierenden
Signale um die Zeit T/2 gegenüber den modulierenden Signalen im anderen Kanal versetzt
sind, können die beschriebenen Entzerrerschaltungen auch für phasenmodulierte Signale
verwendet werden. Die beschriebenen Entzerrer sind auch in der Lage, die Eigenverzerrungen
und das Übersprechen getrennt zu entzerren. Dabei braucht nur ein Kanal kontrolliert
zu werden, da bei richtig eingestelltem Entzerrer beide Kanäle gleich gut entzerrt
sind und das Übersprechen verschwindet.
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Mit den beschriebenen Entzerrern können auch Signale mit mehrstufiger
Quadraturmodulation, beispielsweise also Signale mit acht oder sechzehn verschiedenen
möglichen Phasenlagen entzerrt werden. Binäre Quadraturmodulation in beiden Kanälen
wUrde bekanntlich einem Signal mit vier verschiedenen möglichen Phasenlagen entsprechen.
Bei acht oder sechzehn verschiedenen möglichen Phasenlagen bzw. bei mehrstufiger
Quadraturmodulation erscheinen an den Ausgängen 21 und 21' dann entsprechend mehr
Amplitudenstufen. Die Entscheidungsschaltungen 60 bzw. 60' messen dann lediglich
80 ausgebildet sein, daß sie Idealsignale bk bzw. ak mit mehr als zwei Amplitudenstufen
abgeben können. Entsprechend müssen auch die Verzögerungsglieder 61 bis 64 und 61'
bis 64' so ausgelegt sein, daß sie mehrstufige Signale verzögern können. Bei binär
quadraturmodulierten Signalen bzw. bei Vierphasenumtastung bestehen die Signale
bk und ak nur aus binären Zeichen, welche sich auf einfache Weise rein digital mit
Hilfe von Plip-Flop-Eetten verzögern lassen.
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Wegen der Verwendung von Verzögerungsgliedern mit einer den Modulationsabschnitten
entsprechenden Verzögerungszeit T benötigen die beschriebenen Entzerrer gegenüber
bekannten eine wesentlich geringere Anzahl an Verzögerungsgliedern und lassen sich
ohne weiteres automatisch
oder adaptiv einstellen. Darüberhinaus
können, im Gegensatz zu bekannten Schaltungen, auch phasenmodulierte Datensignale
entzerrt werden.
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8 Patentansprüche 4 Figuren