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CN110088637B - 静电电容检测装置以及输入装置 - Google Patents

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CN110088637B CN201780079128.3A CN201780079128A CN110088637B CN 110088637 B CN110088637 B CN 110088637B CN 201780079128 A CN201780079128 A CN 201780079128A CN 110088637 B CN110088637 B CN 110088637B
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Abstract

静电电容检测装置(2)具有：第1电压输出电路(21)，输出供给到与检测电极(Es)接近配置的屏蔽电极(Ea)的第1交流电压(V1)；第2电压输出电路(22)，输出频率和相位与第1交流电压(V1)相等且振幅比第1交流电压(V1)小的第2交流电压(V2)；以及电流输出电路(23)，向检测电极(Es)输出驱动电流(Is)使得检测电极(Es)的电压与第2交流电压(V2)的电压差变小，并且输出与驱动电流(Is)相应的检测信号(Vo)。第2电压输出电路(22)输出振幅被调整为不存在接近检测电极(Es)的对象物(6)的状态下的驱动电流(Is)成为零的第2交流电压(V2)。

Description

静电电容检测装置以及输入装置
技术领域
本发明涉及检测对象物与电极之间的静电电容的静电电容检测装置以及触摸板等静电电容型的输入装置。
背景技术
已知基于静电电容来检测手指等对象物的接近的触摸传感器、触摸板等输入装置。在输入装置所使用的静电电容的检测方式中，一般有互电容式和自电容式。在互电容式中，检测交叉配置的两个电极间的静电电容，在自电容式中，对检测电极相对于接地的静电电容进行检测。
自电容式相比于互电容式具有静电电容的检测灵敏度高这样的优点。但是，若在接地与检测电极之间存在大电容的寄生电容器，则在检测结果的信号中寄生电容器的成分会占据较大的比例，检测对象的电容成分的动态范围变小，因此检测灵敏度下降。此外，寄生电容器的电容变动成为噪声，致使静电电容的检测精度下降。
以往，为了减轻这样的寄生电容器的影响，在检测电极的周围配置有被驱动为与检测电极相同电位的屏蔽电极(也称为有源屏蔽件)(例如，参照下述的专利文献1)。通过设置有源屏蔽件，从而检测电极难以与周围的导体发生静电耦合，因此寄生电容器的电容减少。此外，由于有源屏蔽件与检测电极为相同电位，因此有源屏蔽件与检测电极之间的静电电容不会对检测结果造成影响。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-94408号公报
专利文献2：日本特开2011-247610号公报
专利文献3：国际公开第2016/059967号
发明内容
发明要解决的课题
寄生电容器的电容虽然通过有源屏蔽件而减少，但是不能完全消除。因此，在想要得到更高的检测灵敏度的情况下，残留的寄生电容器的影响成为问题。
在上述的专利文献2所记载的装置中，与被测定电容相应的电流在检测电路中变换为电压，该检测电路的输出电压输入到校正电路，寄生电容器的影响所引起的相位的偏移得到校正(专利文献2的图1等)。但是，检测电路的输出电压的振幅由于寄生电容器的影响而增大，因此被测定电容的动态范围变小，存在检测灵敏度下降这样的问题。
另一方面，在专利文献3所记载的装置中，从电流输出电路输出与检测对象的电容器中流过的驱动电流成比例的检测电流，经由校正用电容器将校正电流施加于该检测电流，从而寄生电容器所引起的电流的增大量被抵消(专利文献3的图7等)。但是，由于校正用电容器的静电电容需要设定为与寄生电容器相当的微小值，因此存在难以提高静电电容的设定精度这样的问题。
本发明正是鉴于这种情况而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制寄生电容器的影响所引起的检测灵敏度、检测精度的下降的静电电容检测装置以及具备该静电电容检测装置的输入装置。
用于解决课题的手段
本发明的第1观点涉及一种检测接近检测电极的对象物与所述检测电极之间的静电电容的静电电容检测装置。该静电电容检测装置具有：第1电压输出电路，输出供给到与所述检测电极接近配置的屏蔽电极的第1交流电压；第2电压输出电路，输出频率和相位与所述第1交流电压相等、且振幅比所述第1交流电压小的第2交流电压；以及电流输出电路，向所述检测电极输出驱动电流使得所述检测电极的电压与所述第2交流电压的电压差变小，并且输出与该驱动电流相应的检测信号。所述第2电压输出电路输出振幅被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的所述第2交流电压。
根据该结构，在形成于所述检测电极与所述屏蔽电极之间的电容器(以下，有时记为“屏蔽电极侧电容器”。)，流过与所述第1交流电压和所述第2交流电压之差相应的交流电流。由于所述第2交流电压的振幅是被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的振幅，因此屏蔽电极侧电容器中流过的交流电流与所述检测电极的寄生电容器(以下，有时简记为“寄生电容器”。)中流过的交流电流大致相等。即，通过屏蔽电极侧电容器中流过的交流电流和寄生电容器中流过的交流电流抵消，从而在所述驱动电流中几乎不包含寄生电容器所引起的交流电流。因此，从所述电流输出电路输出的所述检测信号几乎不包含寄生电容器所引起的成分。因此，所述对象物与所述检测电极之间的静电电容(以下，有时记为“被检测电容”。)的检测灵敏度、检测精度不易受到寄生电容器的影响。
优选地，所述第2电压输出电路输出使所述第1交流电压衰减后的电压作为所述第2交流电压。
根据该结构，能够使用衰减器从所述第1交流电压生成所述第2交流电压。通过使用不包含晶体管等有源元件的衰减器，从而所述第2交流电压的噪声变小，被检测电容的检测精度提高。
优选地，所述第2电压输出电路可以包含第1电容器与第2电容器的串联电路。所述第1电压输出电路可以在所述串联电路的两端施加所述第1交流电压。可以在所述第2电容器中产生与所述第1交流电压相应的所述第2交流电压。
根据该结构，第1交流电压施加于所述第1电容器与所述第2电容器的串联电路，在所述第2电容器中产生与所述第1交流电压相应的所述第2交流电压。因此，与使用基于电阻的衰减器的情况相比，噪声变小。
优选地，所述第1电容器与所述第2电容器的静电电容比可以具有被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的值。
根据该结构，通过所述第1电容器与所述第2电容器的静电电容比的调整来调整所述第2交流电压的振幅，通过该振幅的调整而屏蔽电极侧电容器中流过的交流电流与寄生电容器中流过的交流电流被抵消。因此，所述第1电容器以及所述第2电容器的静电电容不依赖于寄生电容器的静电电容，能够设为比较大的值。所述第1电容器以及所述第2电容器的静电电容变大，从而容易提高所述静电电容比的设定精度，能够精度良好地使所述屏蔽电极侧电容器中流过的交流电流与寄生电容器中流过的交流电流抵消。
优选地，也可以是，所述第2电容器的静电电容值能够调整，所述第2电容器具有被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的静电电容值。
根据该结构，通过所述第2电容器的静电电容值的调整来调整所述第2交流电压的振幅，通过该振幅的调整而所述屏蔽电极侧电容器中流过的交流电流与寄生电容器中流过的交流电流被抵消。在该交流电流的抵消成立的情况下，所述第2电容器的静电电容与寄生电容器的静电电容成比例，因此所述第2电容器的静电电容的调整变得容易。
优选地，所述电流输出电路可以包含：运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；反馈电容器，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与所述反相输入端子之间的路径；反馈电阻，与所述反馈电容器并联连接；以及第1电阻，设置于所述运算放大器的所述反相输入端子与所述检测电极之间的路径。
根据该结构，由所述反馈电容器、所述第1电阻和所述运算放大器构成低通滤波器，因此经由所述检测电极输入的噪声衰减，可抑制检测精度的下降。
优选地，所述电流输出电路可以包含：运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；反馈电容器，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与所述反相输入端子之间的路径；第1电阻，设置于所述运算放大器的所述反相输入端子与所述检测电极之间的路径；以及反馈电阻，设置于与所述检测电极连接的所述第1电阻的一端和所述运算放大器的所述输出端子之间的路径。
根据该结构，由所述反馈电容器、所述第1电阻、所述反馈电阻和所述运算放大器构成低通滤波器，因此经由所述检测电极输入的噪声衰减，检测精度提高。此外，所述低通滤波器的增益的传递函数中的极点成为复极点，在极点附近的频率下增益变高，因此检测灵敏度变高。
优选地，所述第1电压输出电路以及所述第2电压输出电路可以分别能够变更所输出的交流电压的频率。所述第1电阻可以是电阻值根据所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率而变更的可变电阻。
根据该结构，由于分别能够变更所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率(以下，有时记为“驱动频率”。)，因此能够选择频率使得噪声的影响变小。此外，能够根据所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率来适当地设定所述低通滤波器的截止频率。
优选地，所述反馈电容器的静电电容值以及所述反馈电阻的电阻值可以分别能够调整。
根据该结构，由于所述反馈电容器的静电电容值以及所述反馈电阻的电阻值分别能够调整，因此能够适当地调整所述第1交流电压以及所述第2交流电压与所述检测信号的相位差、检测信号相对于被测定电容的增益。
优选地，所述电流输出电路可以包含：运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；以及反馈电路，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与所述反相输入端子之间的路径。此外，上述静电电容检测装置可以具有：减法运算电路，从所述检测信号中减去基准交流电压，该基准交流电压相当于在不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下从所述运算放大器作为所述检测信号输出的交流电压。
根据该结构，从所述检测信号中减去所述基准交流电压，该基准交流电压相当于在不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下从所述运算放大器作为所述检测信号输出的交流电压。作为该减法运算的结果而得到的信号具有与所述检测信号的被检测电容大致成比例的振幅，在不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下变得微小。因此，与被检测电容的变化对应的所述检测信号的动态范围变得更大，被检测电容的检测灵敏度提高。
优选地，也可以是，所述减法运算电路输入所述检测信号和所述第1交流电压，从所述检测信号中减去作为使所述第1交流电压衰减后的电压的所述基准交流电压。
根据该结构，由于在所述减法运算电路中从所述检测信号减去的所述基准交流电压是使所述第1交流电压衰减后的电压，因此所述检测信号中包含的噪声成分与所述基准交流电压中包含的噪声成分的相关性高。由此，作为所述减法运算电路的减法运算结果而得到的信号的噪声成分减少。
优选地，所述减法运算电路可以输出从所述检测信号中减去所述基准交流电压的结果作为差动信号。
根据该结构，能够使用全差动放大器来构成所述减法运算电路。
优选地，所述电流输出电路可以包含：运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；反馈电路，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与公共节点之间的路径；第1开关电路，从多个输入节点中选择一个所述输入节点而与所述公共节点进行连接；以及第2开关电路，从所述多个输入节点中选择与所述第1开关电路相同的一个所述输入节点而与所述反相输入端子进行连接。所述多个输入节点可以分别与不同的所述检测电极连接。
根据该结构，所述第1开关电路以及所述第2开关电路的各开关插入到所述运算放大器的所述反相输入端子与所述输出端子之间的反馈环路中。基于MOS晶体管等的开关具有导通电阻根据信号电平而变化的非线性。若驱动频率下的所述反馈电路的阻抗设为比所述检测电极侧的阻抗(主要为屏蔽电极侧电容器的阻抗)大，则通过将所述第1开关电路的开关设置于所述输入节点与所述公共节点之间的路径，从而与将开关设置于所述输入节点与所述检测电极之间的路径的情况相比，可抑制所述非线性所引起的影响(所述检测信号的失真等)。此外，由于所述运算放大器的所述反相输入端子的阻抗非常大，因此通过在所述输入节点与所述反相输入端子之间设置所述第2开关电路的开关，从而几乎不会产生所述非线性的影响。
优选地，所述电流输出电路可以包含设置于所述多个输入节点与多个所述检测电极之间的多个路径的多个第1电阻。所述反馈电路可以包含被并联连接的反馈电容器和反馈电阻。
根据该结构，由所述反馈电容器、所述第1电阻和所述运算放大器构成低通滤波器，因此经由所述检测电极输入的噪声衰减，可抑制检测精度的下降。
优选地，所述电流输出电路可以包含：多个第1电阻，设置于所述多个输入节点与多个所述检测电极之间的多个路径；第3开关电路，从连接多个所述检测电极与所述多个第1电阻的多个连接节点中选择一个连接节点而与所述运算放大器的所述输出端子进行连接；以及反馈电阻，设置于所述第3开关电路与所述输出端子之间的路径。所述反馈电路可以包含反馈电容器。
根据该结构，由所述反馈电容器、所述第1电阻、所述反馈电阻和所述运算放大器构成低通滤波器，因此经由所述检测电极输入的噪声衰减，可抑制检测精度的下降。此外，所述低通滤波器的增益的传递函数中的极点成为复极点，在极点附近的频率下增益变高，因此检测灵敏度变高。
本发明的第2观点涉及一种输入与对象物的接近相应的信息的输入装置。该输入装置具有：至少一个检测电极，与所述对象物之间的静电电容根据所述对象物的接近而变化；屏蔽电极，与所述检测电极接近配置；以及上述第1观点的静电电容检测装置，检测所述对象物与所述检测电极之间的静电电容。
发明效果
根据本发明，能够提供一种能够抑制寄生电容器的影响所引起的检测灵敏度、检测精度的下降的静电电容检测装置和具备该静电电容检测装置的输入装置。
附图说明
图1为示出本发明的实施方式涉及的输入装置的结构的一例的图。
图2为示出第1实施方式涉及的静电电容检测装置的结构的一例的图。
图3为示出减法运算电路的结构的一例的图。
图4为示出静电电容检测装置的一个变形例的图。
图5为示出第2实施方式涉及的静电电容检测装置的结构的一例的图。
图6为示出有无第1电阻所引起的频率特性的差异的图。
图7为示出第3实施方式涉及的静电电容检测装置的结构的一例的图。
图8为示出图5中的静电电容检测装置与图7中的静电电容检测装置的频率特性的差异的图。
图9为示出第4实施方式涉及的静电电容检测装置的结构的一例的图。
图10A为示出针对干扰的抗干扰性的仿真结果的图。
图10B为示出针对干扰的抗干扰性的仿真结果的图。
图10C为示出针对干扰的抗干扰性的仿真结果的图。
图10D为示出针对干扰的抗干扰性的仿真结果的图。
图10E为示出针对干扰的抗干扰性的仿真结果的图。
图10F为示出针对于扰的抗干扰性的仿真结果的图。
图11为示出第5实施方式涉及的静电电容检测装置的结构的一例的图。
图12为示出第6实施方式涉及的静电电容检测装置的结构的一例的图。
具体实施方式
<第1实施方式>
图1为示出本发明的实施方式涉及的输入装置的结构的一例的图。图1所示的输入装置具有：传感器部1、静电电容检测装置2、处理部3、存储部4以及接口部5。
本实施方式涉及的输入装置在手指、笔等对象物6接近传感器部1的情况下，检测设置于传感器部1的电极与对象物之间的静电电容，并基于该检测结果来输入与对象物6的接近相应的信息。例如，输入装置基于静电电容的检测结果，来获取有无对象物6相对于传感器部1的接近、传感器部1与对象物6之间的距离等信息。输入装置例如应用于触摸传感器、触摸板等用户接口装置。另外，本说明书中的“接近”意味着位于附近，并不限定接近的物体彼此有无接触。
传感器部1具有：检测电极Es，用于检测手指、笔等对象物6的接近；以及屏蔽电极Ea，与检测电极Es接近配置。检测电极Es在传感器部1中配置于对象物接近的区域。例如，对象物6的检测区域的表面由绝缘性的覆盖层覆盖，在比覆盖层更靠下层侧配置检测电极Es。屏蔽电极Ea是用于防止对象物6以外的导体与检测电极Es的静电耦合的静电屏蔽件，在对象物6的检测区域中配置于比检测电极Es更靠下层侧。
如图1所示，在检测电极Es与对象物6之间，形成作为静电电容的检测对象的电容器Crg。在屏蔽电极Ea与检测电极Es之间，形成电容器Crs(屏蔽电极侧电容器)。此外，在检测电极Es与接地之间，形成寄生电容器Crgl。
静电电容检测装置2检测形成在对象物6与检测电极Es之间的电容器Crg的静电电容，并输出表示该检测结果的信号Ds。
处理部3是控制输入装置的整体动作的电路，例如包含按照存储部4中保存的程序的指令代码来执行处理的计算机、实现特定的功能的逻辑电路。处理部3的处理既可以在计算机中基于程序来实现，也可以将至少一部分通过专用的逻辑电路来实现。
处理部3基于从静电电容检测装置2输出的检测结果的信号Ds，来进行对象物6是否接近传感器部1的判定、对象物6与传感器部1之间的距离的计算。另外，如后述的图9等的实施方式那样，传感器部1可以包含多个检测电极Es，静电电容检测装置2可以对多个检测电极Es各自进行电容器Crg的静电电容的检测。在该情况下，处理部3可以基于关于各检测电极Es得到的检测结果的信号Ds，来计算传感器部1中的对象物6的接近位置、对象物6的大小等。
此外，为了避免外来噪声的影响所引起的静电电容检测装置2的检测灵敏度的下降，处理部3还进行后述的静电电容检测装置2的变更第1交流电压V1的频率的处理。
存储部4存储构成处理部3的计算机的程序、在处理部3中处理所使用的数据、在处理的过程中暂时保持的数据等。存储部4例如使用DRAM、SRAM、闪存、硬盘等任意的存储设备而构成。
接口部5是用于在输入装置与其他装置(例如搭载输入装置的电子设备的主机控制器等)之间交换数据的电路。处理部3通过接口部5将基于静电电容检测装置2的检测结果而得到的信息(有无对象物6、对象物6的接近位置、与对象物6的距离、对象物6的大小等)输出给未图示的上级装置。在上级装置中，使用这些信息来构筑识别例如指向操作、手势操作等的用户接口。
接着，对静电电容检测装置2的结构进行说明。图2为示出第1实施方式涉及的静电电容检测装置2的结构的一例的图。图2所示的静电电容检测装置2具有：输出第1交流电压V1的第1电压输出电路21、输出第2交流电压V2的第2电压输出电路22、输出驱动电流Is的电流输出电路23、减法运算电路24、A/D变换器25以及信号处理部26。
第1电压输出电路21输出向屏蔽电极Ea供给的第1交流电压V1。例如，第1电压输出电路21产生具有固定的振幅以及频率的正弦波的第1交流电压V1。
此外，第1电压输出电路21能够按照处理部3的控制来变更第1交流电压V1的频率。为了避免外来噪声的频率与第1交流电压V1的频率接近所引起的检测灵敏度的下降，处理部3进行变更第1交流电压V1的频率的控制。
第2电压输出电路22输出频率和相位与第1交流电压V1相等、且振幅比第1交流电压V1小的第2交流电压V2。第2交流电压V2的振幅被调整为电容器Crs(屏蔽电极侧电容器)中流过的电流I2与寄生电容器Crgl中流过的电流I3抵消。即，第2电压输出电路22输出振幅被调整为不存在接近检测电极Es的对象物6的状态(电容器Crg的静电电容为零的状态)下的电流输出电路23的驱动电流Is成为零的第2交流电压V2。
第2电压输出电路22例如为衰减器，输出使第1交流电压V1衰减后的电压作为第2交流电压V2。在图2的示例中，第2电压输出电路22包含第1电容器Ca以及第2电容器Cb的串联电路。第1电压输出电路21在该串联电路的两端施加第1交流电压V1。第1交流电压V1被第1电容器Ca以及第2电容器Cb分压，从而在第2电容器Cb产生第2交流电压V2。第1电容器Ca的一个端子连接于第1电压输出电路21的输出，第1电容器Ca的另一个端子与第2电容器Cb的一个端子连接，第2电容器Cb的另一个端子与接地连接。
第1电容器Ca以及第2电容器Cb的静电电容比被调整为电容器Crs(屏蔽电极侧电容器)中流过的电流I2与寄生电容器Crgl中流过的电流I3抵消。即，第1电容器Ca以及第2电容器Cb的静电电容比具有被调整为不存在接近检测电极Es的对象物6的状态下的驱动电流Is成为零的值。如后述的式(12)中所示，在第2电容器Cb和第1电容器Ca的静电电容比与寄生电容器Crgl和电容器Crs的静电电容比一致的情况下，电容器Crs中流过的电流I2与寄生电容器Crgl中流过的电流I3被抵消。
在图2的示例中，第1电容器Ca的静电电容值是固定的，第2电容器Cb的静电电容值可调整。即，第2电容器Cb具有被调整为不存在接近检测电极Es的对象物6的状态下的驱动电流Is成为零的静电电容值。第2电容器Cb既可以是可变电容的分立部件，也可以是形成于IC内部的半导体芯片等的部件。在后者的情况下，例如第2电容器Cb由被并联连接的多个电容器构成，通过激光修整等选择被并联连接的电容器的数量由此调整静电电容值。
电流输出电路23向检测电极Es输出驱动电流Is使得检测电极Es的电压与第2交流电压V2的电压差变小，并且输出与驱动电流Is相应的检测信号Vo。
在图2的示例中，电流输出电路23包含：运算放大器OP1、反馈电容器Cag和反馈电阻Rag。运算放大器OP1将与检测电极Es连接的反相输入端子和被施加第2交流电压V2的同相输入端子的电压差进行放大，并将其放大结果作为检测信号Vo输出。反馈电容器Cag设置于运算放大器OP1的检测信号Vo的输出端子与反相输入端子之间的路径。反馈电阻Rag与反馈电容器Cag并联连接。
在图2的示例中，反馈电容器Cag的静电电容值以及反馈电阻Rag的电阻值分别能够调整。通过调整这些元件的值，由此调整第1交流电压V1以及第2交流电压V2与检测信号Vo的相位差、检测信号Vo的振幅相对于电容器Crg的静电电容值的增益。反馈电容器Cag以及反馈电阻Rag既可以是例如能够进行元件值的调整的分立部件，也可以是通过激光修整等能够进行元件值的调整的IC内部的部件。
减法运算电路24从检测信号Vo中减去基准交流电压，该基准交流电压相当于在不存在接近检测电极Es的对象物6的状态下从运算放大器OP1作为检测信号Vo输出的交流电压。通过该减法运算，得到具有与电容器Crg的静电电容大致成比例的振幅的交流电压。减法运算电路24例如包含全差动放大器，将从检测信号Vo中减去基准交流电压的结果作为差动信号Vm输出。
图3为示出减法运算电路24的结构的一例的图。在图3的示例中，减法运算电路24具有：全差动放大器241、电阻R1～R7和电容器C1～C3。电容器C1连接在全差动放大器241的反相输入端子与同相输出端子之间。电容器C2连接在全差动放大器241的同相输入端子与反相输出端子之间。在全差动放大器241的反相输入端子，经由被串联连接的电阻R3以及电阻R4而输入检测信号Vo。在电阻R3的一端输入检测信号Vo，在电阻R4的一端连接全差动放大器241的反相输入端子。电阻R3以及电阻R4的连接中点经由电阻R1而与全差动放大器241的同相输出端子连接。在全差动放大器241的同相输入端子，经由被串联连接的电阻R5以及电阻R6而输入第2交流电压V2。在电阻R5的一端输入第2交流电压V2，在电阻R6的一端连接全差动放大器241的同相输入端子。电阻R5以及电阻R6的连接中点经由电阻R2而与全差动放大器241的反相输出端子连接。电容器C3连接在电阻R3以及电阻R4的连接中点与电阻R5以及电阻R6的连接中点之间。此外，在电阻R5以及电阻R6的连接中点，经由电阻R7而输入直流的偏置电压Vr1。
在图3所示的减法运算电路24中，相对于两个输入(检测信号Vo、第2交流电压V2)的增益不同，输入到连接有电阻R7的路径的第2交流电压V2的增益比检测信号Vo小。即，减法运算电路24将与第2交流电压V2相比发生了衰减的交流电压(基准交流电压)和检测信号Vo之差进行放大，并将该放大结果作为差动信号Vm输出。此外，减法运算电路24构成了低通滤波器，将从对象物6通过电容器Crg输入的高频分量去除。通过该低通滤波器功能，后述的A/D变换器25中的重叠噪声降低。
返回至图2。
A/D变换器25将从减法运算电路24输出的模拟的差动信号Vm变换为数字的信号Dm。在A/D变换器25，能够使用例如差动输入方式的Δ∑型A/D变换器等。
信号处理部26从由A/D变换器25输出的信号Dm中，提取与具有与第1交流电压V1相同频率的交流分量的振幅成比例的信号Ds。例如，如图2所示，信号处理部26具有：乘法运算器261，将具有与第1交流电压V1相同频率的信号Dx与信号Dm相乘；和低通滤波器263，从乘法运算器261的乘法运算结果中去除交流分量。从低通滤波器263输出的信号Dm具有与电容器Crg的静电电容大致成比例的值。
接着，对具有上述的结构的输入装置的动作进行说明。
在运算放大器OP1的增益足够高的情况下，运算放大器OP1的反相输入端子与同相输入端子的电压差变得微小，运算放大器OP1的反相输入端子的电压变得大致与第2交流电压V2相等。在此，若将设置于运算放大器OP1的输出端子与反相输入端子之间的路径的电路(在图2的示例中为反馈电容器Cag与反馈电阻Rag的并联电路)称为“反馈电路Zf”，且将其阻抗用“Zf”来表示，则检测信号Vo由下式表示。
[数学式1]
Vo＝Is·Zf+V2…(1)
在与第1交流电压V1的驱动频率下的反馈电容器Cag的阻抗相比反馈电阻Rag足够大的情况下，检测信号Vo由下式表示。
[数学式2]
Figure BDA0002101271560000131
另一方面，若将从检测电极Es流向接地的交流电流设为“I1”，且将从屏蔽电极Ea流向检测电极Es的交流电流设为“I2”，则驱动电流Is由下式表示。
[数学式3]
Is＝I1-I2
＝jω·(Crg+Crgl)V2-jωCrs·(V1-V2)…(3)
通常，对象物6与接地之间的静电电容相比于对象物6与检测电极Es之间的静电电容(Crg)足够大，对象物6视为在驱动频率下接地。因此，在式(3)中，视为电容器Crg与寄生电容器Crgl并联连接而计算了电流I1。
若将式(3)代入到式(2)中，则检测信号Vo由下式表示。
[数学式4]
Figure BDA0002101271560000141
若将第2交流电压V2相对于第1交流电压V1之比设为“K”，则第2交流电压V2由下式表示。
[数学式5]
V2＝K·V1…(5)
若将式(5)代入到式(4)中，则检测信号Vo由下式表示。
[数学式6]
Figure BDA0002101271560000142
式(6)进一步如下式那样变形。
[数学式7]
Figure BDA0002101271560000143
根据式(7)，检测信号Vo中包含的寄生电容器Crgl的成分被消除的条件由下式表示。
[数学式8]
Figure BDA0002101271560000151
根据式(8)可知，通过调整第2交流电压V2相对于第1交流电压V1的比率K，能够消除检测信号Vo中包含的寄生电容器Crgl的成分。
另外，若在式(3)中向驱动电流Is以及电容器Crg代入零，则可导出与式(8)同样的关系。因此，可知通过调整比率K(第2交流电压V2的振幅)使得在对象物6未接近检测电极Es的状态(Crg＝0)下驱动电流Is成为零，能够消除检测信号Vo中包含的寄生电容器Crgl的成分。这与如下是等效的，即：调整比率K(第2交流电压V2的振幅)，使得经由电容器Crs从屏蔽电极Ea流向检测电极Es的交流电流I2与经由寄生电容器Crgl从检测电极Es流向接地的交流电流I3抵消。
若将式(8)代入到式(7)中，则检测信号Vo由下式表示。
[数学式9]
Figure BDA0002101271560000152
在寄生电容器Crgl的成分被消除的情况下，由式(9)可知，检测信号Vo成为与电容器Crg成比例的成分(K·V1·Crg/Cag)和第2交流电压V2(K·V1)之和。检测信号Vo相对于第1交流电压V1的增益与比率K成比例，比率K越小则增益也越小。
第2交流电压V2相对于第1交流电压V1的比率K通过第1电容器Ca以及第2电容器Cb的静电电容，由下式表示。
[数学式10]
Figure BDA0002101271560000153
若将式(10)代入到式(7)中，则检测信号Vo由下式表示。
[数学式11]
Figure BDA0002101271560000161
根据式(11)，检测信号Vo中包含的寄生电容器Crgl的成分被消除的条件由下式表示。
[数学式12]
Figure BDA0002101271560000162
由于电容器Crs以及第1电容器Ca的静电电容是固定的，因此在满足式(12)的条件的情况下，可知第2电容器Cb的静电电容与寄生电容器Crgl的静电电容存在比例关系。
如以上说明的那样，根据本实施方式，在形成于检测电极Es与屏蔽电极Ea之间的电容器Crs，流过与第1交流电压V1和第2交流电压V2之差相应的交流电流I2。由于第2交流电压V2的振幅是被调整为不存在接近检测电极Es的对象物6的状态下的驱动电流Is成为零的振幅，因此电容器Crs中流过的交流电流I2变得与检测电极Es的寄生电容器Crgl中流过的交流电流I3大致相等。即，电容器Crs中流过的交流电流I2和寄生电容器Crgl中流过的交流电流I3被抵消。由此，在驱动电流Is中，几乎不包含寄生电容器Crgl所引起的交流电流。因此，从电流输出电路23输出的检测信号Vo几乎不包含寄生电容器Crgl所引起的成分。因此，即使是存在寄生电容器Crgl的情况，也能够高灵敏度且精度良好地检测形成在对象物6与检测电极Es之间的电容器Crg的静电电容。
根据本实施方式，从第2电压输出电路22输出使第1交流电压V1衰减后的电压作为第2交流电压V2。通过使用不包含晶体管等有源元件的衰减器来生成第2交流电压V2，从而第2交流电压V2的噪声变小，因此能够提高电容器Crg的静电电容的检测精度。
根据本实施方式，第1交流电压V1施加于第1电容器Ca与第2电容器Cb的串联电路，在第2电容器Cb产生与第1交流电压V1相应的第2交流电压V2。由此，与使用基于电阻的衰减器的情况相比噪声变小，因此能够提高电容器Crg的静电电容的检测精度。
根据本实施方式，通过第1电容器Ca与第2电容器Cb的静电电容比的调整来调整第2交流电压V2的振幅，通过该振幅的调整从而电容器Crs中流过的交流电流I2与寄生电容器Crgl中流过的交流电流I3被抵消。因此，第1电容器Ca以及第2电容器Cb的静电电容不受寄生电容器Crgl的静电电容所限制，能够设为比较大的值。第1电容器Ca以及第2电容器Cb的静电电容变大，从而容易提高静电电容比的设定精度，能够精度良好地使电容器Crs中流过的交流电流12与寄生电容器Crgl中流过的交流电流13抵消。
根据本实施方式，通过第2电容器Cb的静电电容值的调整来调整第2交流电压V2的振幅，通过该振幅的调整从而电容器Crs中流过的交流电流I2与寄生电容器Crgl中流过的交流电流I3被抵消。在交流电流(I2、13)的抵消成立的情况下，如式(12)所示，第2电容器Cb的静电电容和寄生电容器Crgl的静电电容成比例。例如，在为了调整而使第2电容器Cb的静电电容变化的情况下，其变化的范围和交流电流(I2、I3)的抵消成立的寄生电容器Crgl的静电电容的范围成比例。因此，能够容易地进行调整第2电容器Cb的静电电容使得交流电流I2和交流电流I3抵消的作业。
根据本实施方式，由减法运算电路24从检测信号Vo中减去基准交流电压，该基准交流电压相当于在不存在接近检测电极Es的对象物6的状态下从运算放大器OP1作为检测信号Vo输出的交流电压。作为该减法运算的结果而得到的信号Vm具有与电容器Crg的静电电容大致成比例的振幅，在不存在接近检测电极Es的对象物6的状态下变得微小。即使电容器Crg的静电电容为零，检测信号Vo也具有与第2交流电压V2相当的较大的振幅(式(9))，因此通过设置减法运算电路24，从而能够进一步增大与电容器Crg的静电电容的变化对应的检测信号Vo的动态范围。因此，能够进一步提高电容器Crg的静电电容的检测灵敏度。
根据本实施方式，由于在减法运算电路24中从检测信号Vo中减去的基准交流电压是使第1交流电压V1衰减后的电压，因此检测信号Vo中包含的噪声成分与基准交流电压中包含的噪声成分的相关性变高。由此，能够减少作为减法运算电路24的减法运算结果而得到的信号Vm的噪声成分，因此能够提高电容器Crg的静电电容的检测精度。
另外，在上述的实施方式中，为了使寄生电容器Crgl的交流电流I3抵消，利用了形成在屏蔽电极Ea与检测电极Es之间的电容器Crs(屏蔽电极侧电容器)。该电容器Crs的静电电容如式(8)所示，会给第2交流电压V2相对于第1交流电压V1的比率K的调整值造成影响。在寄生电容器Crgl的静电电容比较大的情况、电容器Crs的静电电容比较小的情况下，根据式(8)的关系，必须使比率K为小的值。如此一来，根据式(9)的关系，检测信号Vo相对于电容器Crg的静电电容的增益会变小。因此，在图4所示的静电电容检测装置2的变形例中，在与图2所示的静电电容检测装置2相同结构的基础上，在检测电极Es与屏蔽电极Ea之间连接有电容器Crsa。由于电容器Crsa与电容器Crs并联连接，因此实质上与电容器Crs的静电电容值变大是等效的。因此，根据该变形例，即使是寄生电容器Crgl的静电电容大的情况、电容器Crs的静电电容小的情况下，也能够抑制检测信号Vo相对于电容器Crg的静电电容的增益的下降。
<第2实施方式>
接着，对本发明的第2实施方式进行说明。图5为示出第2实施方式涉及的静电电容检测装置2的结构的一例的图。包括静电电容检测装置2的输入装置的整体的结构与图1相同。
图5所示的静电电容检测装置2将图2所示的静电电容检测装置2中的电流输出电路23变更为电流输出电路23A。电流输出电路23A具有与图2中的电流输出电路23相同的结构，并且具有第1电阻Rs。第1电阻Rs设置于运算放大器OP1的反相输入端子与检测电极Es之间的路径。第1电阻Rs例如为可变电阻，若通过处理部3的控制而变更了第1交流电压V1的驱动频率，则电阻值根据该驱动频率而变更。
在图5所示的静电电容检测装置2中，对于从对象物6经由电容器Crg输入的信号，电流输出电路23A的运算放大器OP1、第1电阻Rs以及反馈电容器Cag构成低通滤波器。因此，即使交流的噪声电压叠加到对象物6被接地的接地与静电电容检测装置2的接地之间，噪声电压也通过电流输出电路23A的低通滤波器而衰减。
图6为示出将检测信号Vo相对于从对象物6输入的电压Vi的增益的频率特性进行了仿真的结果的图，示出有无第1电阻Rs所引起的频率特性的差异。在图6的示例中，可知通过设置第1电阻Rs从而在超过100kHz的频率下增益下降，作为低通滤波器有效地发挥作用。
检测信号Vo相对于电容器Crg的静电电容的增益G由下式表示。
[数学式13]
Figure BDA0002101271560000191
在式(13)中，“Crgt”表示“Crg”、“Crgl”与“Crs”之和，“s”表示复数。式(13)能够进一步如下式那样变形。
[数学式14]
Figure BDA0002101271560000192
在将复数“s”变更为虚数“jω”的式(14)中，在满足分母的虚数项成为零的条件的情况下增益G成为最大，并且，第2交流电压V2与检测信号Vo之间的相位的偏移成为零。反馈电阻Rag的电阻值以及反馈电容器Cag的静电电容值被调整为满足该条件。满足该条件的情况下的增益G由下式表示。
[数学式15]
Figure BDA0002101271560000193
如以上说明的那样，根据本实施方式，由于能够使通过对象物6输入的外来噪声衰减，因此能够抑制外来噪声所引起的静电电容的检测精度的下降。
根据本实施方式，由于第1电阻Rs的电阻值根据第1交流电压V1的驱动频率而变更，因此能够将低通滤波器(OP1、Rs、Cag)的截止频率设定为与第1交流电压V1的驱动频率相应的适当的频率，能够更有效地使来自对象物6的噪声衰减。
根据本实施方式，通过调整反馈电阻Rag的电阻值以及反馈电容器Cag的静电电容值，从而能够适当地设定第1交流电压V1以及第2交流电压V2与检测信号Vo的相位差、检测信号Vo相对于电容器Crg的静电电容的增益G。
<第3实施方式>
接着，对本发明的第3实施方式进行说明。图7为示出第3实施方式涉及的静电电容检测装置2的结构的一例的图。包括静电电容检测装置2的输入装置的整体的结构与图1相同。
图7所示的静电电容检测装置2将图2所示的静电电容检测装置2中的电流输出电路23变更为电流输出电路23B。电流输出电路23B将上述的第2实施方式的电流输出电路23A中的反馈电阻Rag置换为反馈电阻Ragz，其他结构与电流输出电路23A相同。反馈电阻Ragz设置于与检测电极Es连接的第1电阻Rs的一端和运算放大器OP1的输出端子之间的路径。
在图7所示的静电电容检测装置2中，对于从对象物6经由电容器Crg输入的信号，电流输出电路23B的运算放大器OP1、第1电阻Rs、反馈电阻Ragz以及反馈电容器Cag构成低通滤波器。在图5的电流输出电路23A中构成的低通滤波器(OP1、Rs、Cag)为具有实数极点的滤波器，相对于此，在图7的电流输出电路23B中构成的低通滤波器(OP1、Rs、Ragz、Cag)为具有复数极点的滤波器。
图8为示出将检测信号Vo相对于从对象物6输入的电压Vi的增益的频率特性进行了仿真的结果的图，示出图5中的静电电容检测装置2与图7中的静电电容检测装置2的频率特性的差异。图7中的静电电容检测装置2的频率特性(实线)与图5中的静电电容检测装置2的频率特性(点线)相比，增益的峰值变高。
如以上说明的那样，根据本实施方式，低通滤波器(OP1、Rs、Ragz、Cag)的增益的传递函数中的极点成为复极点，在极点附近的频率下增益变高，因此能够进一步提高检测灵敏度。
<第4实施方式>
接着，对本发明的第4实施方式进行说明。图9为示出第4实施方式涉及的静电电容检测装置2的结构的一例的图。包括静电电容检测装置2的输入装置的整体的结构与图1相同。
在图9的示例中，传感器部1具有多个检测电极(Es1～Es4)，并且具有作为检测电极Es1～Es4的静电屏蔽件起作用的屏蔽电极Ea1～Ea4。在检测电极Es1～Es4，从后述的静电电容检测装置2分别供给驱动电流Is。在屏蔽电极Ea1～Ea4，施加共同的第1交流电压V1。另外，在图9的示例中，屏蔽电极Ea1～Ea4按照每个检测电极而分开，但是这些电极的至少一部分也可以被公共化。此外，检测电极的数量并不限定为4个，可以是3个以下，也可以是5个以上。
静电电容检测装置2针对检测电极Es1～Es4各自进行静电电容的检测。图9所示的静电电容检测装置2具有与已经说明过的静电电容检测装置2相同的结构(第1电压输出电路21、第2电压输出电路22、减法运算电路24)，并且具有电流输出电路23C。
电流输出电路23C具有：运算放大器OP1、反馈电路Zf、第1开关电路SW1、第2开关电路SW2和第4开关电路SW4。反馈电路Zf包含被并联连接的反馈电阻Rag和反馈电容器Cag。
运算放大器OP1将经由第2开关电路SW2而与检测电极Es1～Es4的任意一者连接的反相输入端子和被施加第2交流电压V2的同相输入端子的电压差进行放大，并将其放大结果作为检测信号Vo输出。反馈电路Zf设置于运算放大器OP1的检测信号Vo的输出端子与公共节点Nc之间的路径。第1开关电路SW1从多个输入节点N1～N4中选择一个输入节点而与公共节点Nc进行连接。第2开关电路SW2从多个输入节点N1～N4中选择与第1开关电路SW1相同的一个输入节点而与运算放大器OP1的反相输入端子进行连接。输入节点Ni(i表示从1至4的整数。)与检测电极Esi连接。
第4开关电路SW4从多个输入节点N1～N4中选择未被第1开关电路SW1以及第2开关电路SW2选择的输入节点，并对该选择的输入节点施加第1交流电压V1。即，第4开关电路SW4针对不进行静电电容的检测的检测电极，施加与屏蔽电极Ea1～Ea4相同的第1交流电压V1。由此，在不进行静电电容的检测的检测电极与检测对象的检测电极之间形成的寄生电容器中不会流过电流，所以可减轻这些寄生电容器的影响，静电电容的检测灵敏度以及检测精度提高。
在进行检测电极Esi的静电电容的检测的情况下，第1开关电路SW1选择输入节点Ni而与公共节点Nc进行连接，第2开关电路SW2选择输入节点Ni而与运算放大器OP1的反相输入端子进行连接。由此，从检测电极Esi观察的电流输出电路23C的结构与图2中的电流输出电路23等效。因此，通过与图2所示的静电电容检测装置2相同的动作而生成检测信号Vo。
在本实施方式中，开关电路(SW1、SW2)中包含的各开关由MOS晶体管等有源元件构成。基于有源元件的开关(模拟开关)具有导通电阻根据信号电平而变化的非线性。因此，若开关的导通电阻所引起的电压降变大，则由于导通电阻的非线性的影响，通过开关的信号的失真变大。假设在输入节点Ni与检测电极Esi之间设置了开关的情况下，由于电容器Crs的静电电容比较大(由于电容器Crs的阻抗比较小)，因此容易出现开关的非线性所引起的检测信号Vo的失真。相对于此，在本实施方式中，在运算放大器OP1的反相输入端子与输出端子之间的反馈环路内设置了第1开关电路SW1以及第2开关电路SW2的各开关。反馈电路Zf的反馈电容器Cag的静电电容与电容器Crs的静电电容相比足够小(例如几十分之一左右)。因此，关于构成第1开关电路SW1的开关的非线性，与在反馈环路外设置开关的情况(将开关设置于输入节点Ni与检测电极Esi之间的路径的情况)相比，难以产生检测信号Vo的失真。此外，由于运算放大器OP1的反相输入端子的阻抗非常大，因此通过在输入节点Ni与反相输入端子之间设置第2开关电路SW2的开关，从而几乎不会产生开关的非线性的影响。因此，根据本实施方式，能够有效地降低构成开关电路(SW1、SW2)的开关的非线性的影响所引起的检测信号Vo的失真。
图10A～图10F为示出针对干扰的抗干扰性的仿真结果的图。在图10A～图10F的各曲线图中，纵轴表示SN比，横轴表示温度。该SN比是经由电容器Crg对检测电极给予噪声的情况下的检测信号Vo与使该噪声为零的情况下的检测信号Vo之比。在图10A～图10C的仿真中，电容器Crs的静电电容为130pF，在图10D～图10F的仿真中，电容器Crs的静电电容为40pF。此外，在图10A以及图10D的仿真中，噪声的频率为驱动频率的2倍，在图10B以及图10E的仿真中，噪声的频率为驱动频率的3倍，在图10C以及图10F的仿真中，噪声的频率为驱动频率的5倍。根据这些仿真可知，通过将构成开关电路(SW1、SW2)的开关设置在反馈环路内(运算放大器OP1的输出端子与反相输入端子之间的路径)，从而与将这些开关设置在反馈环路外(输入节点Ni与检测电极Esi之间的路径)的情况相比，常温(20℃)下的SN比提高5dB左右。
<第5实施方式>
接着，对本发明的第5实施方式进行说明。图11为示出第5实施方式涉及的静电电容检测装置2的结构的一例的图。包括静电电容检测装置2的输入装置的整体的结构与图1相同。
图11所示的静电电容检测装置2将图9所示的静电电容检测装置2中的电流输出电路23C变更为电流输出电路23D。电流输出电路23D在与上述的第4实施方式的电流输出电路23C(图9)相同的结构的基础上，具有第1电阻Rs1～Rs4。第1电阻Rsi设置于检测电极Esi与输入节点Ni之间的路径。第1电阻Rsi例如为可变电阻，若通过处理部3的控制而变更第1交流电压V1的驱动频率，则电阻值根据该驱动频率而变更。
在图11所示的静电电容检测装置2中，在进行检测电极Esi的静电电容的检测的情况(在第1开关电路SW1以及第2开关电路SW2中选择了输入节点Ni的情况)下，从检测电极Esi观察的电流输出电路23D的结构与图5中的电流输出电路23A等效。因此，与图5所示的静电电容检测装置2同样地，能够使通过对象物6输入的外来噪声衰减。
<第6实施方式>
接着，对本发明的第6实施方式进行说明。图12为示出第6实施方式涉及的静电电容检测装置2的结构的一例的图。包括静电电容检测装置2的输入装置的整体的结构与图1相同。
图12所示的静电电容检测装置2将图11所示的静电电容检测装置2中的电流输出电路23D变更为电流输出电路23E。电流输出电路23E在上述的第5实施方式的电流输出电路23D(图11)中追加了第3开关电路SW3，并将反馈电阻Rag变更为反馈电阻Ragz，其他结构与电流输出电路23D相同。
第3开关电路SW3从多个连接节点(NA1～NA4)中选择一个连接节点NAi(i表示从1到4的整数。)，并经由反馈电阻Ragz而与运算放大器OP1的输出端子进行连接。其中，连接节点NAi是连接第1电阻Rsi与检测电极Esi的节点。在第3开关电路SW3选择连接节点NAi的情况下，第1开关电路SW1以及第2开关电路SW2选择输入节点Ni。
反馈电阻Ragz设置于第3开关电路SW3与运算放大器OP1的输出端子之间的路径。反馈电阻Ragz的一个端子与第3开关电路SW3连接，另一个端子与运算放大器OP1的输出端子连接。
在图12所示的静电电容检测装置2中，在进行检测电极Esi的静电电容的检测的情况(在第1开关电路SW1以及第2开关电路SW2中选择了输入节点Ni、且在第3开关电路SW3中选择了连接节点NAi的情况)下，从检测电极Esi观察的电流输出电路23D的结构与图7中的电流输出电路23B等效。因此，与图7所示的静电电容检测装置2同样地，低通滤波器的增益变高，静电电容的检测灵敏度提高。
另外，本发明并不限定于上述的实施方式，包含各种变形。
例如，在上述的实施方式(图2等)中，作为电流输出电路中的运算放大器的反馈电路而使用了反馈电容器(Cag)与反馈电阻(Rag)的并联电路，但是本发明并不限定于此。在本发明的其他实施方式中，作为反馈电路也可以仅使用反馈电阻，还可以仅使用反馈电容器。
在上述的实施方式中，经由设置于运算放大器(OP1)的反馈环路的反馈电路(Zf)从运算放大器(OP1)输出驱动电流(Is)，并且从运算放大器(OP1)输出电压的检测信号(Vo)，但是本发明并不限定于该例。例如，电流输出电路也可以具有：电流输出部，输出与驱动电流成比例的电流；和电流-电压变换部，将该输出电流变换为电压，并作为电压的检测信号输出。
本发明的输入装置并不限定于通过手指等的操作来输入信息的用户接口装置。即，本发明的输入装置能够广泛应用于输入与根据不限定于人体的各种物体的接近而变化的检测电极的静电电容相应的信息的装置。
本专利申请基于在2016年12月21日申请的日本专利申请第2016-247475号要求其优先权，将日本专利申请第2016-247475号的全部内容援引于本申请。
符号说明
1…传感器部，2…静电电容检测装置，3…处理部，4…存储部，5…接口部，6…对象物，21…第1电压输出电路，22…第2电压输出电路，23、23A～23E…电流输出电路，24…减法运算电路，241…全差动放大器，25…A/D变换器，26…信号处理部，261…乘法运算器，263…低通滤波器，SW1…第1开关电路，SW2…第2开关电路，SW3…第3开关电路，SW4…第4开关电路，OP1…运算放大器，Zf…反馈电路，Rag…反馈电阻，Cag…反馈电容器，Rs、Rs1～Rs4…第1电阻，Ca…第1电容器，Cb…第2电容器，Crgl…寄生电容器，Es、Es1～Es4…检测电极，Ea、Ea1～Ea4…屏蔽电极，V1…第1交流电压，V2…第2交流电压，Is…驱动电流，Vo…检测信号，N1～N4…输入节点，NA1～NA4…连接节点。

Claims (18)

1.一种静电电容检测装置，检测接近检测电极的对象物与所述检测电极之间的静电电容，其中，
所述静电电容检测装置具有：
第1电压输出电路，输出供给到与所述检测电极接近配置的屏蔽电极的第1交流电压；
第2电压输出电路，输出频率和相位与所述第1交流电压相等、且振幅比所述第1交流电压小的第2交流电压；以及
电流输出电路，向所述检测电极输出驱动电流使得所述检测电极的电压与所述第2交流电压的电压差变小，并且输出与该驱动电流相应的检测信号，
所述第2电压输出电路输出振幅被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的所述第2交流电压，
所述第2电压输出电路输出使所述第1交流电压衰减后的电压作为所述第2交流电压，
所述第2电压输出电路包含第1电容器与第2电容器的串联电路，
所述第1电压输出电路在所述串联电路的两端施加所述第1交流电压，
在所述第2电容器中产生与所述第1交流电压相应的所述第2交流电压。
2.根据权利要求1所述的静电电容检测装置，其中，
所述第1电容器与所述第2电容器的静电电容比具有被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的值。
3.根据权利要求2所述的静电电容检测装置，其中，
所述第2电容器的静电电容值能够调整，所述第2电容器具有被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的静电电容值。
4.一种静电电容检测装置，检测接近检测电极的对象物与所述检测电极之间的静电电容，其中，
所述静电电容检测装置具有：
第1电压输出电路，输出供给到与所述检测电极接近配置的屏蔽电极的第1交流电压；
第2电压输出电路，输出频率和相位与所述第1交流电压相等、且振幅比所述第1交流电压小的第2交流电压；以及
电流输出电路，向所述检测电极输出驱动电流使得所述检测电极的电压与所述第2交流电压的电压差变小，并且输出与该驱动电流相应的检测信号，
所述第2电压输出电路输出振幅被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的所述第2交流电压，
所述第2电压输出电路输出使所述第1交流电压衰减后的电压作为所述第2交流电压，
所述电流输出电路包含：
运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；
反馈电容器，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与所述反相输入端子之间的路径；
反馈电阻，与所述反馈电容器并联连接；以及
第1电阻，设置于所述运算放大器的所述反相输入端子与所述检测电极之间的路径。
5.根据权利要求4所述的静电电容检测装置，其中，
所述第1电压输出电路以及所述第2电压输出电路分别能够变更所输出的交流电压的频率，
所述第1电阻是电阻值根据所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率而变更的可变电阻。
6.根据权利要求4所述的静电电容检测装置，其中，
所述反馈电容器的静电电容值以及所述反馈电阻的电阻值分别能够调整。
7.一种静电电容检测装置，检测接近检测电极的对象物与所述检测电极之间的静电电容，其中，
所述静电电容检测装置具有：
第1电压输出电路，输出供给到与所述检测电极接近配置的屏蔽电极的第1交流电压；
第2电压输出电路，输出频率和相位与所述第1交流电压相等、且振幅比所述第1交流电压小的第2交流电压；以及
电流输出电路，向所述检测电极输出驱动电流使得所述检测电极的电压与所述第2交流电压的电压差变小，并且输出与该驱动电流相应的检测信号，
所述第2电压输出电路输出振幅被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的所述第2交流电压，
所述第2电压输出电路输出使所述第1交流电压衰减后的电压作为所述第2交流电压，
所述电流输出电路包含：
运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；
反馈电容器，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与所述反相输入端子之间的路径；
第1电阻，设置于所述运算放大器的所述反相输入端子与所述检测电极之间的路径；以及
反馈电阻，设置于与所述检测电极连接的所述第1电阻的一端和所述运算放大器的所述输出端子之间的路径。
8.根据权利要求7所述的静电电容检测装置，其中，
所述第1电压输出电路以及所述第2电压输出电路分别能够变更所输出的交流电压的频率，
所述第1电阻是电阻值根据所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率而变更的可变电阻。
9.根据权利要求7所述的静电电容检测装置，其中，
所述反馈电容器的静电电容值以及所述反馈电阻的电阻值分别能够调整。
10.一种静电电容检测装置，检测接近检测电极的对象物与所述检测电极之间的静电电容，其中，
所述静电电容检测装置具有：
第1电压输出电路，输出供给到与所述检测电极接近配置的屏蔽电极的第1交流电压；
第2电压输出电路，输出频率和相位与所述第1交流电压相等、且振幅比所述第1交流电压小的第2交流电压；以及
电流输出电路，向所述检测电极输出驱动电流使得所述检测电极的电压与所述第2交流电压的电压差变小，并且输出与该驱动电流相应的检测信号，
所述第2电压输出电路输出振幅被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的所述第2交流电压，
所述第2电压输出电路输出使所述第1交流电压衰减后的电压作为所述第2交流电压，
所述电流输出电路包含：
运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；以及
反馈电路，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与所述反相输入端子之间的路径，
所述静电电容检测装置具有：减法运算电路，从所述检测信号中减去基准交流电压，该基准交流电压相当于在不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下从所述运算放大器作为所述检测信号输出的交流电压。
11.根据权利要求10所述的静电电容检测装置，其中，
所述减法运算电路输入所述检测信号和所述第1交流电压，从所述检测信号中减去作为使所述第1交流电压衰减后的电压的所述基准交流电压。
12.根据权利要求11所述的静电电容检测装置，其中，
所述减法运算电路输出从所述检测信号中减去所述基准交流电压的结果作为差动信号。
13.一种静电电容检测装置，检测接近检测电极的对象物与所述检测电极之间的静电电容，其中，
所述静电电容检测装置具有：
第1电压输出电路，输出供给到与所述检测电极接近配置的屏蔽电极的第1交流电压；
第2电压输出电路，输出频率和相位与所述第1交流电压相等、且振幅比所述第1交流电压小的第2交流电压；以及
电流输出电路，向所述检测电极输出驱动电流使得所述检测电极的电压与所述第2交流电压的电压差变小，并且输出与该驱动电流相应的检测信号，
所述第2电压输出电路输出振幅被调整为不存在接近所述检测电极的所述对象物的状态下的所述驱动电流成为零的所述第2交流电压，
所述第2电压输出电路输出使所述第1交流电压衰减后的电压作为所述第2交流电压，
所述电流输出电路包含：
运算放大器，将与所述检测电极连接的反相输入端子和被施加所述第2交流电压的同相输入端子的电压差进行放大，并将该放大结果作为所述检测信号输出；
反馈电路，设置于所述运算放大器的所述检测信号的输出端子与公共节点之间的路径；
第1开关电路，从多个输入节点中选择一个所述输入节点而与所述公共节点进行连接；以及
第2开关电路，从所述多个输入节点中选择与所述第1开关电路相同的一个所述输入节点而与所述反相输入端子进行连接，
所述多个输入节点分别与不同的所述检测电极连接。
14.根据权利要求13所述的静电电容检测装置，其中，
所述电流输出电路包含：多个第1电阻，设置于所述多个输入节点与多个所述检测电极之间的多个路径，
所述反馈电路包含被并联连接的反馈电容器和反馈电阻。
15.根据权利要求14所述的静电电容检测装置，其中，
所述第1电压输出电路以及所述第2电压输出电路分别能够变更所输出的交流电压的频率，
所述第1电阻是电阻值根据所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率而变更的可变电阻。
16.根据权利要求13所述的静电电容检测装置，其中，
所述电流输出电路包含：
多个第1电阻，设置于所述多个输入节点与多个所述检测电极之间的多个路径；
第3开关电路，从连接多个所述检测电极与所述多个第1电阻的多个连接节点中选择一个连接节点而与所述运算放大器的所述输出端子进行连接；以及
反馈电阻，设置于所述第3开关电路与所述输出端子之间的路径，
所述反馈电路包含反馈电容器。
17.根据权利要求16所述的静电电容检测装置，其中，
所述第1电压输出电路以及所述第2电压输出电路分别能够变更所输出的交流电压的频率，
所述第1电阻是电阻值根据所述第1交流电压以及所述第2交流电压的频率而变更的可变电阻。
18.一种输入装置，输入与对象物的接近相应的信息，其中，
所述输入装置具有：
至少一个检测电极，与所述对象物之间的静电电容根据所述对象物的接近而变化；
屏蔽电极，与所述检测电极接近配置；以及
权利要求1至17中任一项所述的静电电容检测装置，检测所述对象物与所述检测电极之间的静电电容。
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