CN102783068A - 通信系统、发送装置、接收装置、通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种通信系统、发送装置、接收装置、通信方法。具备多个发送天线，对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号的发送装置包括：固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和发送部，其发送空间复用后的信号。

Description

通信系统、发送装置、接收装置、通信方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术。

背景技术

1.关于THP

Tomlinson Harashima Precoding(THP)是在收发装置间进行数据通信时接收装置受到干扰的状况下，发送装置预先掌握干扰，从发送信号中消除干扰之后向接收装置发送信号的技术。此时，通过在收发两个装置中进行模(Modulo、求余)运算，从而收发抑制了消除干扰带来的发送功率的增加的信号(参照下述非专利文献1)。

首先，说明在THP中在收发两侧进行的模运算。该模运算是将发送信号保持在一定振幅以下来降低发送功率的处理。具体而言，模运算是通过对发送信号的I-ch(In-phase channel)、Q-ch(Qudrature channel)，相加在收发两侧已知的值τ的整数倍的信号，从而使发送信号变化成收敛于[-τ/2，τ/2]的范围的信号的运算。图17示出了该模运算的一例。在图17中，模运算是通过由●表示的信号向○的位置移动的处理表示的，通过在●上相加扰动向量d(＝(-2)τ+j*(-1))来使其向○移动。在此，j是虚数单位。○在I-ch、Q-ch方向上都收敛于距原点[-τ/2，τ/2]的范围。由此，模运算具有使信号的振幅收敛于一定范围内的效果。通常，在将调制符号的平均功率归一化为1的情况下，根据调制方式，Modulo幅τ成为在收发侧预先已知的规定值。例如，在QPSK中

在16QAM中

在64QAM中

通过该模运算，即使是接收侧受到大的干扰的环境，也能够在抑制因干扰除去带来的发送功率的增加的同时发送信号。此外，若利用计算式来表示模运算，则如下。

[式1]

${\mathrm{Mod}}_{\mathrm{\τ}}\left(x\right)=x-\mathrm{floor}\left(\frac{\mathrm{Re}\left(x\right)+\frac{\mathrm{\τ}}{2}}{\mathrm{\τ}}\right)\mathrm{\τ}-j\·\mathrm{floor}\left(\frac{\mathrm{Im}\left(x\right)+\frac{\mathrm{\τ}}{2}}{\mathrm{\τ}}\right)\mathrm{\τ}---\left(1\right)$

在此，j是虚数单位，Re(x)表示x的实部，Im(x)表示x的虚部。floor(x)表示不超过x的最大的整数。

接着，说明THP的原理。将期望信号设为s，将干扰设为f。发送装置首先从期望信号s中减去干扰f。这是因为THP是以预先掌握了干扰f作为前提。但是，由于通过减法运算后的信号s-f通常振幅较大，因此若直接发送，则发送功率就会增加。因此，发送装置对该信号s-f进行模运算，发送以Mod τ(s-f)表示的信号。

这样，发送装置能够使发送信号在I-ch、Q-ch方向上都收敛于距原点[-τ/2，τ/2]的范围内，与发送信号s-f时相比，能够发送抑制了功率的信号。在此，若将传播路径的特性设为1，则若忽略噪声的影响，则接收信号成为Mod τ(s-f)+f。这是因为接收装置会接收干扰f。若接收装置对该接收信号进行模运算，则如下式所示。

[式2]

Modτ(Modτ(s-f)+f)＝Modτ(s-f+f)＝Modτ(s)＝s(2)

可见，接收装置能够检测出期望信号。这样，通过在接收侧也进行模运算，能够在接收侧复原期望信号s。以上是THP的原理。

2.DL MU-MIMO THP

(整个系统的结构)

如图18所示，若基站(Base Station：BS)以同一时刻/同一频率向多个终端(Mobile Terminal：MT)发送信号，通常会产生用户间干扰(MultiUser Interference：MUI)。利用THP以良好的功率效率除去MUI来使多个MT复用的方法是下行链路(Downlink：DL)的MU-MIMO(多用户-多输入多输出：Multi-User Multi Input Multi Output)THP。

在DL MU-MIMO THP中，BS全部掌握了MT的传播路径状态信息(Channel State Information：CSI)是前提技术。这是因为，如上所述，THP需要作为发送装置的BS掌握作为接收装置的MT受到的干扰，在DL MU-MIMO THP中，为了计算出该干扰，需要利用CSI。

以后，参照附图，说明该DL MU-MIMIO THP中的BS和MT的结构。在此，为了简化说明，说明MT为2台的例，但即使在DL MU-MIMO THP中复用任意台数的MT的情况下，也同样能够实现(参照非专利文献2)。

BS结构图(2MTs)

BS掌握发往各MT的CSI，同时向2个MT在同一时刻以同一频率发送信号。此时，如图18所示，为了使2个MT(MT1、MT2)不受干扰，需要除去发往MT1的信号给MT2带来的干扰、和发往MT2的信号给MT1带来的干扰这样互相影响的2个干扰。在这2个干扰中，BS利用THP除去其中一个，而对于其中另一个，BS通过乘以线性滤波器来除去。图19示出用于实现与2个MT之间的通信的具体的BS的结构图。以下，根据该结构图说明BS的结构。

(BS的结构例)

首先，编码部101-1、101-2对发往各MT的信息位进行纠错编码，向调制部103-1、103-2输入发往各MT的编码位。调制部103-1、103-2对输入的发往各MT的编码位进行调制，生成发往各MT的调制信号。生成了发往MT1的调制信号的调制部103-1向干扰计算部113和线性滤波器乘法部115输入发往MT1的调制符号。生成了发往MT2的调制信号的调制部103-2向干扰减法部107输入发往MT2的调制符号。

线性滤波器计算部117利用BS所掌握的CSI计算出线性滤波器和干扰系数信息，并分别输入给线性滤波器乘法部115和干扰计算部113。接着，干扰计算部113利用从生成了发往MT1的调制信号的调制部113-1输入的调制信号、和干扰系数信息，计算出MT2受到的干扰，并输入给干扰减法部107。干扰减法部107从发往MT2的调制信号中减去MT2受到的干扰之后，向模运算部111输入该减法运算之后的信号。

模运算部111对减法运算后的信号实施式(1)示出的模运算，并向线性滤波器乘法部115输入模运算后的信号。在图19中，将被虚线包围的干扰减法部107、干扰计算部113、模运算部111称为非线性空间复用部105。

线性滤波器乘法部115对输入的发往MT1的信号和发往MT2的信号乘以线性滤波器。由此，使发往MT2的信号的Null(空值)朝向MT1的方向，使得发往MT2信号不会给MT1带来干扰。

之后，线性滤波器乘法部115向发送部121-1、121-2输入线性滤波器乘法运算后的信号。发送部121-1、121-2对线性滤波器乘法运算后的信号进行数字/模拟变换之后，使载波频率上变频之后向MT1及MT2发送信号。

MT的结构例(2MTs)

MT1、MT2接收从BS发送的信号。各MT针对接收信号，利用与BS相同的模运算来进行接收处理。利用图20详细说明MT。

(结构)

接收部131将由天线AT接收到的信号从载波频率下变频到基带，并进行模拟/数字变换，生成基带数字信号。之后，接收部131向传播路径补偿部133输入基带数字信号。传播路径补偿部133对基带数字信号进行传播路径补偿，将传播路径补偿后的信号输入给模运算部135。模运算部135对传播路径补偿后的信号实施式(1)表示的模运算后，向解调部137输入信号。解调部137对Modulo后的信号进行解调，向解码部141输入解调结果。

(理论说明)

如图19及图20中说明的那样，DL MU-MIMO THP的原理是通过THP除去发往MT1的信号和发往MT2的信号相互影响的干扰中的一方，而对于另一方是通过线性滤波器的乘法运算来除去的。下面，从理论侧面详细说明该DL MU-MIMO THP的原理。

(变量定义)

现在，将从BS所具备的2个天线到MT1的传播路径的复增益设为h₁₁、h₁₂。此外，同样地，将到MT2的传播路径的复增益设为h₂₁、h₂₂。利用这些值获得传播路径矩阵H。

[式3]

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)---\left(3\right)$

此外，将发往MT1和MT2的调制信号分别设为s₁、s₂。

线性滤波器的计算

如图19、图20所示，线性滤波器乘法部115利用线性滤波器使发往MT2的信号的Null朝向MT1，从而除去发往MT2的信号给MT1带来的干扰。该线性滤波器由线性滤波器乘法部115对传播路径矩阵H的厄米共轭HH进行QR分解来求出。QR分解是将任意的矩阵分解为酉矩阵Q和上三角矩阵R之积的方法，若对H^H进行QR分解，则可表示为下式。

[式4]

H^H＝QR                                          (4)

在此，Q、R都是2行2列的矩阵，R是第2行第1列分量为0的上三角矩阵。在线性滤波器乘法部中相乘的线性滤波器是该式(4)中的酉矩阵Q。将线性滤波器Q和实际的传播路径矩阵H合并的HQ等效地考虑成一个传播路径的话如下。

[式5]

HQ＝(QR)^HQ＝(R^HQ^H)Q＝R^H                          (5)

由于R是上三角矩阵，R^H是下三角矩阵。即，等效传播路径R^H的第1行第2列分量为0。MT1和MT2的接收信号y₁、y₂的噪声设为0来计算的话如下。

[式6]

$\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=R^H\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{r}_{11}^{*}& 0\\ r_{12}^{*}& r_{22}^{*}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{r}_{11}^{*}{s}_1\\ r_{12}^{*}{s}_1+r_{22}^{*}{s}_2\end{array}\right)---\left(6\right)$

在此，将R的第k行第1列分量表示为r_k1。此外，*表示复数共轭。观察式(6)可知，y₁中没有s₂的分量。也就是说，BS通过在发往MT的信号上乘以线性滤波器Q，来阻止发往MT2的信号进入MT1。换言之，BS使发往MT2的信号的Null朝向MT1。

(干扰的计算)

通过线性滤波器，能够除去发往MT2的信号给MT1带来的干扰，接着，利用上述的THP除去发往MT1的信号给MT2带来的干扰。

如式(2)所示，BS为了进行THP，首先必须计算出干扰f。在此，MT2将进行传播路径补偿之后的干扰作为f来求出其值。根据式(6)，MT2将进行传播路径补偿之后的接收信号设为z₂时如下。

[式7]

$z_2=1/r_{22}^{*}\·y_2=1/r_{22}^{*}\·(r_{12}^{*}{s}_1+r_{22}^{*}{s}_2)=s_2+r_{12}^{*}/r_{22}^{*}\·s_1---\left(7\right)$

在此，干扰分量f指发往MT2的信号s₂以外的项，因此如下。

[式8]

$f=r_{12}^{*}/r_{22}^{*}\·s_1---\left(8\right)$

在此，f是在发往MT1的信号s₁上乘以了系数γ₁₂ ^*/γ₂₂ ^*而得到的。该系数γ₁₂ ^*/γ₂₂ ^*是干扰系数信息。线性滤波器乘法部计算出该干扰系数信息之后输入给干扰计算部，干扰计算部根据该系数γ₁₂ ^*/γ₂₂ ^*和发往MT1的调制信号s₁，计算出式(8)所示的干扰f。

(THP)

BS利用干扰f和发往MT2的调制信号s₂，在干扰减法部107及模运算部111中计算出信号Mod _τ(s₂-f)，并将该信号输入给线性滤波器乘法部115。线性滤波器乘法部115在信号Mod _τ(s₂-f)和发往MT1的信号s₁上乘以线性滤波器Q来计算出发送信号。在此，将图19所示的干扰减法部107、干扰计算部113、及模运算部111称作非线性空间复用部105，将根据调制信号实施干扰除去及模运算之后计算出输入给线性滤波器乘法部115的信号的处理称作非线性空间复用。

(接收信号)

将式(6)的s₂替换为Mod _τ(s₂-f)来求出接收信号时如下。

[式9]

$\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=\mathrm{HQ}\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ \mathrm{Mod}(s_2-f)\end{array}\right)=R^H\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ \mathrm{Mod}(s_2-f)\end{array}\right)$ $\left(9\right)$

$=\left(\begin{array}{c}{r}_{11}^{*}{s}_1\\ r_{12}^{*}{s}_1+r_{22}^{*}\·\mathrm{Mod}(s_2-f)\end{array}\right)$

在此，MT2对接收信号y₂进行传播路径补偿之后进行模运算。结果如下。

[式10]

$\mathrm{Mod}(1/r_{22}^{*}\·y_2)=\mathrm{Mod}(r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1+\mathrm{Mod}(s_2-r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1))$

$=\mathrm{Mod}(r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1+(s_2-r_{12}^{*}/r_{22}^{*}{s}_1))---\left(10\right)$

$=s_2$

即，MT2能够检测出发给自己的调制信号s₂。此外，在MT1中也进行传播路径补偿之后，通过进行模运算，能够获取调制信号。

[式11]

$\mathrm{Mod}(1/r_{11}^{*}\·y_1)=\mathrm{Mod}(r_{11}^{*}/r_{11}^{*}{s}_1)$

$=\mathrm{Mod}\left(s_1\right)---\left(11\right)$

$=s_1$

由此，MT1和MT2这两者能够检测出发给自己的信号。

3.针对具备多个接收天线的MT的多数据流通信

以上说明的是将数据流发往分别不同的MT的方法，但是如图21所示，还存在如下的技术：具备多个接收天线，基于SU-MIMO的多个进行数据流通信的MT彼此，进一步以同一时刻、同一频率通过DL MU-MIMOTHP进行空间复用(参照非专利文献3)。根据该技术，对于具备多个接收天线的MT也能有效利用空间资源。由此，对1个终端进行多数据流通信时，BS也对发往各MT的各数据流实施模运算之后进行发送。

4.关于固有参考信号(Dedicated Reference Signals：DRS)

在DL MU-MIMO THP中，对数据信号进行基于DL MU-MIMO THP的空间复用之后向所有MT发送数据信号。另一方面，在发送发往各MT的解调用固有参考信号(Dedicated Reference Signals：DRS)时，利用了向正交的无线资源(在时间方向及频率方向上分割的区域，且即使分割数据信号或参考信号也不会互相干扰的区域)分割配置发往各MT的DRS的时分方式和频分方式。

例如，如图22所示，BS将发往MT1的DRS(DRS-MT1)、发往MT2的DRS(DRS-MT2)等分割到不同的时间上之后进行发送，进行基于DL MU-MIMO THP的空间复用之后发送数据信号。这是因为，假设即使MT接收了根据THP进行过空间复用的DRS，由于不知道接收信号的振幅，因此不能对DRS实施模运算，不能基于实施了模运算之后发送的DRS估计传播路径(参照专利文献1)。

在利用正交的无线资源向各MT发送DRS时，BS预先发送在BS和MT这两者中已知的DRS(在信号点平面上由复数q表示)。此时，BS利用一个正交的无线资源仅向一个MT发送DRS，而对其他MT不发送信号。因此，MT不受干扰的影响，能够接收BS发送的DRS，通过DRS的接收信号点y除以q，能够求出传播路径h＝y/q。

另一方面，BS即使与数据信号同样地进行THP的空间复用，同时向多个MT发送DRS，MT也不能进行传播路径估计。这是因为，BS对DRS实施模运算之后进行发送，因此MT作为基准的信号不是q，是在信号q上通过模运算而加入了扰动向量d。也就是说，成为基准的信号是由q+d表示的点，MT应利用DRS的接收信号点y除以q+d，由于不能预先获知d的值，因此不能估计传播路径h的值。

因此，DL MU-MIMO THP不利用将发往各MT的DRS空间复用的方法，而是利用正交DRS(参照下述专利文献1)。

(在先技术文献)

专利文献

专利文献1：日本特开2009-182894号公报

非专利文献

非专利文献1：H.Harashima and H.Miyakawa，“Matched-TransmissionTechnique for Channels With Intersymbol Interference”，IEEE TransactionsOn Communications，Vol.Com-20，No.4，pp.774-780，August 1972.

非专利文献2：J.Liu and A.Krzymien，“Improved Tomlinson-HarashimaPrecoding for the Dowinlink of Multiple Antenna Multi-User Systems”，Proc.IEEE Wireless and Communications and Networking Conference，pp.466-472，March 2005.

非专利文献3：V.Stankovic and M.Haardt，“Successive optimizationTomlinson-Harashima precoding(SO THP)for multi-user MIMO systems”，Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.，Speech，and Signal Processing(ICASSP)，Vol.III，pp.1117-1120，Philadelphia，PA，USA，March 2005

发明内容

(发明所要解决的课题)

但是，如图22所代表的，对正交的无线资源配置发往各MT的DRS的方法，需要与MT数量相应的DRS专用无线资源，存在由DRS插入引起的开销增加变大的问题。

本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于，提供一种在利用了基于THP的空间复用的通信系统中将基于DRS插入的发送率的降低抑制在最小限度的技术。

(用于解决课题的手段)

基站(BS)对某个MT发送解调用导频时，仅对DL MU-MIMO THP中的干扰除去顺序比该MT靠后的MT复用数据信号来进行发送。

根据本发明的一个观点，是具备多个发送天线的发送装置，对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，其特征在于，具备：固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和发送部，其发送空间复用后的信号。优选将在所述空间复用部中进行空间复用的固有参考信号和数据信号的目的地设为不同的接收装置。优选所述空间复用部是执行利用从期望信号中依次减去干扰信号的非线性处理进行空间复用的非线性空间复用部。

优选所述非线性空间复用部对所述多个接收装置赋予次序，并且对所述固有参考信号、和发往所述次序比成为所述固有参考信号的目的地的接收装置靠后的接收装置的数据信号进行复用。

优选所述非线性空间复用部包括下述处理：计算出发往次序在前的接收装置的所述固有参考信号给比所述次序靠后的接收装置带来的干扰，从发往所述次序靠后的接收装置的数据信号中除去所述干扰。优选所述非线性空间复用部对除去了所述干扰的所述数据信号实施模运算。也可以以1个或多个无线资源为一个单位，按照在各接收装置中达到均匀的方式分配所述次序。优选所述次序是按所述一个单位而循环更换的。优选与所述固有参考信号进行空间复用的数据信号包含控制信息。

优选所述发送装置对于发往所述次序越靠后的接收装置的信号，以越低的编码率对信息位实施纠错编码后进行发送。

本发明的接收装置，在发送装置以同一信道在同一时刻对多个接收装置发送信号的通信系统中接收所述信号，该接收装置的特征在于，具备：接收部，其接收在发往其他接收装置的固有参考信号上空间复用的发给本装置的数据信号；和模运算部，其对所述数据信号实施模运算。

此外，本发明的通信系统由具备多个发送天线的发送装置构成，该发送装置对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该通信系统的特征在于，所述发送装置具备：固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和发送部，其发送空间复用后的信号，所述接收装置具备：接收部，其接收在发往其他接收装置的固有参考信号上空间复用的发给本装置的数据信号；和模运算部，其对所述数据信号实施模运算。

根据本发明的另一观点，是一种通信方法，在具备多个发送天线的发送装置中执行，该发送装置对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该通信方法的特征在于，包括：生成发往各所述接收装置的固有参考信号(DRS)的步骤；生成发往各所述接收装置的数据信号的步骤；对发往各所述接收装置的所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用的步骤；和发送空间复用后的信号的步骤。本发明可以是用于使计算机执行上述通信方法的程序，也可以是记录该程序的计算机可读记录介质。

本发明是一种处理器，被使用于具备多个发送天线的发送装置中，该发送装置对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该处理器的特征在于，具备：固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号(DRS)；数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和发送部，其发送空间复用后的信号。

此外，本发明是一种处理器，其被使用于发送装置以同一信道在同一时刻对多个接收装置发送信号的通信系统之中接收所述信号的接收装置中，该处理器的特征在于，具备：接收部，其接收在发往其他接收装置的固有参考信号上空间复用的发给本装置的数据信号；和模运算部，其对所述数据信号实施模运算。

本说明书包括作为本申请的优先权的基础的日本专利申请2010-043724号的说明书和/或附图所记载的内容。

(发明效果)

根据本发明，在利用了基于THP的空间复用的通信系统中，不会对解调用导频带来干扰，能够在相同的无线资源中复用数据信号，能够将因DRS插入引起的发送率的降低抑制在最小限度。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式中的BS的一结构例的功能框图。

图2是表示计算N个发往MT的信号的非线性空间复用部的功能框图。

图3是表示图2所示的部分的处理的流程的流程图。

图4A是表示固有信号生成部在现有例中的固有信号配置例的图。

图4B是表示本实施方式的固有信号的结构例的图。

图5是作为固有信号的其他构成而表示在频率方向上配置了DRS用无线资源的例的图。

图6是作为固有信号的其他构成而在时间和频率方向这两个方向上配置了DRS用无线资源的例的图。

图7是表示本实施方式的MT的一结构例的图。

图8是表示基于本实施方式的通信技术的BS(C)的一结构例的功能框图，是对应于图1的图。

图9是表示按子信道而循环地更换了发往各MT的数据信号的例的图。

图10是表示发送率在所有MT中均匀的固有信号的结构例的图。

图11是表示本实施方式中的BS的一结构例的图。

图12表示复用的MT数为2且各MT进行2数据流的通信时的例。

图13是表示本发明的第4方式的MT的结构例的功能框图。

图14是本发明的变形例的框架结构，表示如下情况的例子，即不同于图12，BS不发送接收滤波器，取而代之地以与每个数据流正交的无线资源发送发往各MT的DRS，而不是按每个MT发送。

图15是表示计算出使得发往MT2的信号不到达MT1的状态的滤波器的(Null Space的计算)时的BS和MT的结构例的图。

图16是表示BS和MT共有的表(“码本”)的一例的图。

图17是表示模运算处理的原理的图。

图18是表示作为基站(Base Station：BS)在同一时刻以同一频率向多个终端(Mobile Terminal：MT)发送信号时的、利用THP电效率良好地除去MUI来复用多个MT的方法，利用了下行链路(Downlink：DL)的MU-MIMO(Multi-User Multi Input Multi Output)的基站的一结构例的功能框图。

图19是表示对应于图18的终端站的发送功能的一结构例的图。

图20是表示对应于图18的终端站的接收功能的一结构例的图。

图21是表示具备多个接收天线且基于SU-MIMO的多个进行数据流通信的MT彼此进一步在同一时刻以同一频率通过DL MU-MIMO THP进行空间复用的结构例的图(参照非专利文献3)。

图22是表示BS将发往MT1的DRS(DRS-MT1)、发往MT2的DRS(DRS-MT2)等分割到不同的时间来发送，但数据信号是进行基于DLMU-MIMO THP的空间复用来发送的构成的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式的移动体通信技术。

<第1实施方式>

在现有技术的DL MU-MIMIO THP中，BS利用正交的无线资源向各MT发送DRS。本实施方式的目的在于，提供一种在原来是DRS专用的无线资源上复用数据信号来进行发送的方法。由此，能够将因DRS插入引起的发送率的降低抑制在最小限度。在此，数据信号是指参考信号以外的被调制的信号，也可以是控制信号。以下，参照附图说明本实施例的详细的构成。

1)BS的构成

图1是表示本实施方式中的基站装置(BS)的一结构例的功能框图。在上述的现有例中，为了便于说明，说明了将MT数和BS的天线数都设为2个的情况，但是在图1的结构例中，示出了MT数为任意的N个的情况的例。

BS(A)首先按天线AT-1～N来生成公共参考信号(CommonReference Signals：CRS)，并向IFFT部21-1～N输入CRS。IFFT部21-1～N对CRS进行IFFT，生成基带数字信号，并向GI(Guard Interval：保护间隔)插入部23-1～N输入基带数字信号。GI插入部23-1～N向基带数字信号附加GI，并将附加了GI的信号输入给发送部25-1～N。发送部25-1～N对输入的CRS进行数字/模拟变换，并进行上变频，生成载波频率的无线信号，经由天线AT-1～N来向MT发送CRS。

之后，MT基于CRS估计BS的各天线至该MT为止的传播路径状态，并向BS发送包含传播路径状态信息的无线信号(传播路径状态信号)。BS的接收部29-1～N经由天线AT-1～N接收传播路径状态信号，并对传播路径状态信号进行下变频来生成基带数字信号之后，向GI除去部31-1～N输入该基带数字信号。GI除去部31-1～N从接收部所输入的基带数字信号中除去GI，并输入给FFT部33-1～N。FFT部33-1～N对除去了GI的基带数字信号进行FFT，计算出频率方向的信号之后，向传播路径状态信息获取部35输入该频率方向的信号。传播路径状态信息获取部35从该基带数字信号中获取传播路径状态信息，并输入给线性滤波器计算部37。

线性滤波器计算部37基于传播路径状态信息计算出线性滤波器和干扰系数信息，并向非线性空间复用部17输入线性滤波器和干扰系数信息。该线性滤波器计算部37的动作在MT数N＝2时成为与在先技术所示的动作相同的动作，但是在此，叙述一般MT数为N时的动作。

在此，将表示从BS的第q个发送天线到第p个MT的传播路径的复增益的矩阵表示为向量H(以下称作“传播路径矩阵”)。此外，将由固有信号生成部11生成的固有信号称作向量s。s是N维复数纵向量，s的各分量是对信息位实施了编码和调制的调制信号或DRS。首先，线性滤波器计算部计算线性滤波器和干扰系数信息。具体而言，对厄米共轭HH实施QR分解。

[式12]

H^H＝QR                                            (12)

接着，将向量Q作为线性滤波器而结合实际的传播路径H后看作一个等效传播路径，该等效传播路径可表示为如下的形式。

[式13]

HQ＝R^HQ^HQ＝R^H                                     (13)

现在，R^H是下三角矩阵，第1行中除了对角分量(第1行第1列分量)以外都是0。此外，将矩阵A设为仅取出了R^H的对角分量的对角矩阵。由Q表示线性滤波器计算部输出的线性滤波器，干扰系数信息由A^-1R^H-I(＝F)来表示。

A^-1表示A的逆矩阵。将A^-1和R^H相乘是因为，与式(8)同样，需要计算出用于获得各MT进行传播路径补偿之后的接收信号所包含的干扰信号的系数。

此外，减去单位矩阵I是为了除去对应于数据信号的分量，仅计算出干扰信号的分量。线性滤波器计算部37通过在此说明的方法，计算出线性滤波器和干扰系数信息，向非线性空间复用部17输入线性滤波器Q和干扰系数信息F。

编码部5-1～N对发往各MT的信息位实施纠错编码之后将编码后的位输入给调制部7-1～N。调制部7-1～N调制所输入的位来生成调制信号，并向固有信号生成部11输入该调制信号。在此，将组合了编码部5-1～N和调制部7-1～N的构成部分称作数据信号生成部3。此外，DRS生成部15生成相对于各MT的DRS来输入给固有信号生成部11。

固有信号生成部11利用数据信号和DRS来生成固有信号。该固有信号是发往各MT的信号，是完全没有进行与其他MT之间的干扰除去的处理的状态下的信号。在本实施方式中，在该固有信号中，对于原来是DRS用的无线资源按照一定的规则配置数据信号。通过该配置方法，能够实现比DRS用的无线资源中未能复用数据的在先技术更高的发送率。该配置方法是本实施方式的主要部分，由于利用了接下来说明的非线性空间复用部的原理，因此将在后面详细说明非线性空间复用部。另外，固有信号生成部11生成固有信号之后，将其输入给非线性空间复用部。

非线性空间复用部17利用从线性滤波器计算部37输入的干扰系数信息和线性滤波器，对发往各MT的信号实施非线性空间复用。非线性空间复用是与在先技术的非线性空间复用部进行的处理相同的非线性处理，是在BS侧预先通过THP和线性滤波器除去各固有信号的MUI之后空间复用各固有信号的处理。

在此，说明MT数为N个时一般化了的非线性空间复用。图2表示计算N个发往MT的信号的非线性空间复用部17，图3示出了表示该部分的处理的流程的流程图。此外，将N个MT从上开始依次称作MT1～MTN。

首先，说明仅空间复用数据信号时的非线性空间复用部17的动作，与固有信号生成部11的动作一起叙述复用DRS和数据信号的方法。若开始处理，则首先干扰计算部32获取线性滤波器计算部37计算出的干扰系数信息(图3的步骤S1)。之后，在取1至N的值的变量k中代入1(步骤S2)。接着，将发往MT1的数据信号s₁设为v₁(步骤S3)。在此，v₁、…、v_N作为输入给固有信号生成部11的信号，在步骤S4至步骤S10的处理中计算v₂、…、v_N。以后，利用变量k来一般化地说明k取2～N中的任一值时的动作。

首先，在变量k上加1(步骤S4)。之后，在干扰计算部32中利用下式计算出MTk接受的干扰信号f_k(步骤S5)。

[式14]

$f_k=r_{1k}^{*}{v}_1+...+r_{\mathrm{kN}}^{*}{v}_N---\left(14\right)$

在此，将式(13)的R的第p行第q列分量表示为r_pq。干扰计算部32向对应于MTk的干扰减法部34-2～N输入干扰信号f_k。接着，从数据信号s_k减去f_k来计算出信号s_k-f_k(步骤S6)。此外，干扰减法部34-2～N向对应于MTk的模运算部36-2～N输入信号s_k-f_k。以与对应于MT2～MTN的各MT的干扰减法部34-2～N连接的形式配置模运算部36-2～N。模运算部36-2～N将对所输入的信号进行由式(1)表示的模运算而计算出的信号Mod(s_k-f_k)设为v_k(步骤S7)。此外，模运算部36-2～N向干扰计算部32输入v_k(步骤S8)。若k＝N，则进入步骤S10，若不满足k＝N，则返回步骤S4，计算下一个MT的v_k+1(步骤S9)。由此，在非线性空间复用部17中依次对发往各MT的信号实施干扰除去，将该非线性空间复用部17进行干扰除去的MT的次序称作干扰除去顺序。最终，向线性滤波器乘法部30输入信号v＝(v₁，v₂，…，v_N)^T，线性滤波器乘法部30在信号v上乘以线性滤波器Q。乘法运算后的信号Qv的各分量是从各天线发送的信号，并输入给与各天线AT-1～N对应的IFFT部21-1～N(步骤S10)。

IFFT部21-1～N对从线性滤波器输入的信号进行IFFT来生成基带数字信号，并向GI插入部23-1～N输入基带数字信号。GI插入部23-1～N对基带数字信号附加GI，并向发送部25-1～N输入附加了GI的信号。发送部25-1～N对附加了GI的信号进行数字/模拟变换，并进行上变频，生成载波频率的无线信号，经由天线，分别向各MT发送固有信号。

最后，说明本实施方式的主要部分、即固有信号生成部11的动作。

首先，在图4(a)中示出了现有例的固有信号配置。图4A将对各MT要发送的DRS表示为DRS-MT1、DRS-MT2、…，图4A(a)表示在BS侧生成的固有信号，图4A(b)表示MT接收的信号。观察图4A可知，BS完全不会以DRS用的无线资源发送其他信号。若BS以DRS用的无线资源发送数据信号，则DRS也受到干扰，因此想到对DRS也实施THP，但是如现有例中记载的那样，若对DRS也实施THP，则MT无法利用DRS进行传播路径估计。

利用根据式(13)计算出的均衡传播路径R^H说明该情况。若BS以向MT2发送了DRS p的无线资源对发往MT1的数据信号s₁进行空间复用后进行了发送，则各MT的接收信号可利用以下的式来表示。

[式15]

$[r_{11}^{*}{s}_1,r_{12}^{*}{s}_2+r_{22}^{*}p,r_{13}^{*}{s}_1+r_{23}^{*}p,r_{14}^{*}{s}_1+r_{24}^{*}p{]}^T=R^H{[s_1,p,0,0]}^T---\left(15\right)$

这里，^T表示转置，两边的各列表示的是各MT的接收信号，并且忽略了噪声。MT2必须在接收DRS之后估计作为传播路径的复增益的γ₂₂ ^*，但是由于MT2接收由γ₁₂ ^*s₂+γ₂₂ ^*p表示的信号，因此，即使MT利用THP除去了该接收信号所包含的干扰γ₁₂ ^*s₂，也如现有例那样无法利用DRS估计传播路径。

另一方面，BS在发送数据信号时，在非线性空间复用部中根据流程图3，逐次除去发往各MT的数据信号的干扰。此时，由于还考虑了线性滤波器的等效传播路径R^H是下三角矩阵，因此实际上，发往MT的信号仅对干扰除去顺序比该MT靠后的MT带来干扰，而对于干扰除去顺序在前的MT不会带来干扰。利用均衡传播路径R^H说明不会对干扰除去顺序在前的MT带来干扰的理由。

BS即使在向MT2发送了DRS p的无线资源中，对发往干扰除去顺序比MT2靠后的MT3的数据信号s₃、和发往干扰除去顺序比MT2靠后的MT4的空间复用数据信号s₄进行空间复用来进行发送，MT2也能够接收无干扰的DRS。用数学式来表示的话如下。

[式16]

${[0,r_{22}^{*}p,r_{23}^{*}p+r_{33}^{*}{s}_3,r_{24}^{*}p+r_{34}^{*}{s}_3+r_{44}^{*}{s}_4]}^T=R^H{[0,p,s_3,s_4]}^T---\left(16\right)$

由于不会向MT1发送信号，因此MT2的接收信号成为γ₂₂ ^*p，没有受到干扰。此外，可知MT3及MT4在接收发给自己的数据信号γ₃₃ ^*s₃及γ₄₄ ^*s₄的同时会接收干扰γ₂₃ ^*p及γ₂₄ ^*p+γ₃₄ ^*s₃。

也就是说，若BS对干扰除去顺序比成为DRS的目的地的MT还靠前的MT利用相同的无线资源发送数据信号，则成为DRS的目的地的MT会接收干扰。另一方面，即使对干扰除去顺序比成为DRS的目的地的MT还要靠后的MT利用相同的无线资源发送数据信号，成为DRS的目的地的MT也不会受到干扰。

因此，在本实施方式中，进行如图4B所示的固有信号的构成。图4B与图4A同样地，将发往各MT的DRS表示为DRS-MT1、DRS-MT2、…，图4B(a)表示BS生成的固有信号，图4B(b)表示MT接收的信号。表示了能够对MT3和MT4在进行除去根据式(16)计算出的干扰以及实施模运算的THP后发送数据信号。因此，如图4B(a)所示，BS在DRS用的无线资源中，对干扰除去顺序比成为DRS的目的地的MT还要靠后的MT进行数据信号的基于THP的空间复用之后发送数据信号。

另外，在此为了简化说明，在图4A和图4B中，表示了在时间方向上配置各DRS的方法，但是并不限于此，例如，可以如图5所示那样在频率方向上配置DRS用无线资源，也可以如图6所示那样在时间和频率方向的两个方向上配置DRS用无线资源。

通过以上说明的方法，BS能够如图4B所示那样发送比现有例更多的数据信号，可提高发送率。DRS至少使用MT数量的无线资源，MT数量越多，相对于现有例的本实施例的发送率提高效果就越大。

MT的构成

参照图7说明本实施方式的移动站(MT)的结构例。MT(B)的接收部51经由天线AT在接收部51中接收BS发送的包含CRS的信号，并进行下变频，生成基带数字信号之后，向GI除去部53输入该基带数字信号。GI除去部53从输入到接收部51的基带数字信号中除去GI，并输入给FFT部55。FFT部55对除去了GI的基带数字信号进行FFT，计算出频率方向的信号之后，向信号分离部输入该频率方向的信号。信号分离部57从基带数字信号中分离与BS的每个天线对应的CRS之后输入给CRS用传播路径估计部61。CRS用传播路径估计部61基于接收到的CRS，估计BS到该MT的传播路径状态，并向传播路径状态信息生成部63输入估计出的传播路径状态信息。传播路径状态信息生成部63利用传播路径状态信息来向IFFT部65输入传播路径状态信号。IFFT部65对从传播路径状态信息生成部63输入的信号进行IFFT，生成基带数字信号之后，向GI插入部67输入基带数字信号。GI插入部67对基带数字信号附加GI，向发送部71输入附加了GI的信号。发送部71对所输入的传播路径状态信号进行数字/模拟变换之后，进行上变频，从而生成载波频率的无线信号，并经由天线AT而向BS发送CRS。

此外，MT的接收部51经由天线AT接收包含DRS及数据信号的信号，并进行下变频来生成基带数字信号之后，向GI除去部53输入该基带数字信号。GI除去部53从输入到接收部51的基带数字信号中除去GI，输入给FFT部55。FFT部55对除去了GI的基带数字信号进行FFT，计算出频率方向的信号之后，并向信号分离部57输入该频率方向的信号。信号分离部57将该基带数字信号分离为DRS及数据信号，并向DRS用传播路径估计部73输入DRS，而向传播路径补偿部75输入数据信号。此时，基于图4B所示的信号的构成进行信号分离。DRS用传播路径估计部73基于输入的DRS估计传播路径，并向传播路径补偿部75输入表示传播路径状态的信息。此外，DRS用传播路径补偿部75利用表示传播路径状态的信息，对数据信号进行传播路径补偿之后输入给Modulo运算部77。模运算部77对数据信号实施模运算，并向解调部81输入实施了模运算的数据信号。解调部81对实施了模运算的数据信号进行解调，并将解调结果输入给解码部83。解码部83利用输入的解调结果进行解码之后输出信息位。

(在芯片中的应用)

此外，也可以如图1所示那样在处理器1内执行上述方法的BS所涉及的功能。该处理器1除了执行本实施方式的方法的DRS生成部15、固有信号生成部11、非线性空间复用部17、数据信号生成部3、及发送部25以外，还具备接收部29、传播路径信息获取部35、CRS生成部27、GI除去部31、FFT部33、GI插入部23、及IFFT部21，但是也可以仅由DRS生成部15、固有信号生成部11、非线性空间复用部17、数据信号生成部3、及发送部25构成，也可以是兼备这些以及其他功能的构成，并不限定包括哪个构成。芯片可以由单片电路IC或混合电路IC构成，也可以包括其他电子部件。不管是什么样的构成，只要具备在上述实施方式中说明的功能，就包含在本发明的范围内。

此外，如图7所示，也可以在处理器2内执行上述方法的MT所涉及的功能。该处理器除了执行本申请的方法的接收部51、信号分离部57、及DRS用传播路径估计部73以外，还包括传播路径补偿部75、CRS用传播路径估计部61、传播路径状态信息生成部63、发送部71、模运算部77、解调部81、解码部83、GI除去部53、FFT部55、GI插入部67、及IFFT部71，但并不限于此，也可以仅由接收部51、信号分离部57、及DRS用传播路径估计部73构成，也可以是兼备这些以及其他功能的构成，但并不限于此，即与上述同样地并不限定芯片构成要素。

(第2实施方式)

上述第1实施方式与现有例相比能够增加发送率，但是根据干扰除去顺序的不同，所增加的发送率在MT彼此之间存在差异。例如，干扰除去顺序最早的MT1的发送率与现有例相同，但是在MT4中，能够复用发往MT1～MT3的DRS和新的数据信号，发送率的增加变大。若发送率中存在差异，则在分配的编码块单位被固定、或者分配的位数根据预先标准化方式等固定时都会产生不良情况。

因此，在本实施方式中，鉴于该情况，目的在于能够使各MT的发送率均匀。

图8是表示基于本实施方式的通信技术的BS(C)的一结构例的功能框图，是对应于图1的图。与图1相比，图8在数据信号生成部3与固有信号生成部11之间具有对数据信号进行置换的信号置换部9。例如，如图9所示，该信号置换部9按子信道来循环地更换发往各MT的数据信号。于是，向各MT以相同次数分配各干扰除去顺序，因此如图10所示的固有信号的构成，在所有MT中发送率均匀。另外，子信道是指由OFDM通信的子载波的1个或多个构成的频带。

本实施方式能够在所有MT中均等地增加发送率，因此BS也可以向与DRS空间复用的数据信号分配通常在各MT中不得不固定发送位数的控制信号。

此外，信号置换部9需要向线性滤波器计算部37输入变更后的干扰除去顺序。这是因为，若改变干扰除去顺序，则线性滤波器和干扰系数信息也会改变。线性滤波器计算部37在干扰除去顺序改变了时，根据干扰除去顺序改变传播路径H的各行之后进行第1实施方式中说明的动作。

此外，本实施方式的BS及MT的结构例除了上述的信号置换部以外可以与第1实施方式的结构例相同，因此其他部分的说明援引第1实施方式中的说明，在此省略说明。

另外，在图9和图10中，作为一例示出了按排列在频率轴的子信道来更换干扰除去顺序的例，但是也可以按排列在时间轴上的信号来更换干扰除去顺序，也可以是它们的组合，除此之外，可以是在不同的无线资源中均匀地更换干扰除去顺序的方法，并不限定为某一种。

(第3实施方式)

关于第1实施方式示出的DL MU-MIMO THP中的各MT的接收SNR，平均来看，干扰除去顺序越靠后则接收SNR越下降。这是因为执行了式(12)中进行的QR分解。在本实施方式中，鉴于该情况，目的在于使各MT的接收特性均匀。

本实施方式中说明的基于QR分解的DL MU-MIMO THP，以等效传播路径RH的对角分量决定各MT的接收SNR。利用物理概念说明的话，线性滤波器计算部37以某一干扰除去顺序的MT不会对比自身还靠前的干扰除去顺序的MT带来干扰这一条件，决定了等效传播路径RH。因此，越是干扰除去顺序靠后的MT，则基于条件的制约就越多，结果，只能确保特性差的传播路径，接收SNR会降低。

另一方面，能够通过第1实施方式中说明的方法而新分配到DRS用无线资源的数据信号，在干扰除去顺序越靠后的MT中越多。

因此，BS按照与能够新分配到DRS用无线资源的数据信号的数量对应的方式降低编码率，从而可通过编码增益来抑制由于干扰除去顺序越靠后则越是低接收SNR而引起的特性劣化。例如，BS能够针对可新分配到DRS用无线资源的数据信号，分配在现有例中进行了打孔(puncturing)的冗长位。此外，可以不是冗长位，而是再次发送信息位。

此外，本实施方式的BS及MT的构成除了考虑增加了冗长位等的情况来进行解码之外与第1实施方式相同，因此省略说明。

另外，在本实施方式中，说明了利用了QR分解的DL MU-MIMOTHP，但是在本实施方式中，还可应用于不利用QR分解的方式中。这是因为，即使不利用QR分解，在BS逐次除去干扰的DL MU-MIMO THP中，不能带来干扰的MT的数增加的越靠后的MT越不能够确保特性良好的传播路径的倾向这一点不变。若不使用进行功率控制来将MT的接收SNR保持恒定等方法，则在其他DL MU-MIMO THP方式中显然存在干扰除去顺序越靠后的MT平均来看接收SNR越减小的问题，在这种方式中也能够应用本实施方式。

(第4实施方式)

上述第1实施方式至第3实施方式是各MT在同一时刻以同一频率接收1个数据信号的单一数据流通信的例。在本发明的第4实施方式中，说明能够将第1至第3实施方式扩展到对图21所描绘的以多个数据流进行通信的MT(MTa至c的例)彼此进行空间复用的状况的方式。

以下，对于该情况，参照附图的同时说明BS和MT的构成。在本实施方式中，作为一例说明了各MT按M数据流进行通信的情况，但并不限于此，各MT的通信数据流数量也可以不同。

与第1至第3实施方式相比，本实施方式的BS及MT的动作具有以下的4个不同点。

(i)线性滤波器的计算方法

(ii)按M数据流逐次进行干扰除去这一点

(iii)BS向MT通知接收滤波器这一点

(iv)MT获取接收滤波器之后与接收信号相乘这一点

以下，按顺序进行说明。

(i)关于线性滤波器的计算方法

图11是表示本实施方式中的BS的一结构例的图。与第1实施方式中的图1的构成相同，图11具有计算出线性滤波器和干扰系数信息的线性滤波器计算部37。本实施方式中的线性滤波器计算部37除了线性滤波器和干扰系数信息之外，还计算出接收滤波器并输入给接收滤波器信息插入部18。由于该线性滤波器计算部37的动作不同于第1实施方式，因此在后进行详细说明。

(ii)关于按M数据流逐次进行干扰除去这一点

在第1至第3实施方式所示的非线性空间复用部17中，以1数据流为单位进行了干扰除去。而在本实施方式中，以M数据流为单位(即，以MT为单位)进行干扰除去。因此，图2的干扰计算部32、干扰减法部34、模运算部36分别以M数据流为单位计算出信号。

以下说明以1数据流为单位进行干扰除去的处理、与以M数据流为单位(即以MT为单位)进行干扰除去的处理的差异点。

使用图2所示的非线性空间复用部进行说明。在第1～第3实施方式中，示出了图2的连线中全部通过1个数据流的情况，而在本实施方式中，各连线中通过M个数据流。

图2中的箭头均通过M个数据流。在图11中，从数据信号生成部3输入的数据流的数量是MN个。从该数据信号生成部3接受信号的输入的非线性空间复用部(图2)的连线是N根。这是因为，每根中通过M个数据流。

在本实施方式中，非线性空间复用部将发往MT1的M个数据流汇总输入到干扰计算部32之后，干扰计算部计算出与MT2的M个数据流中的各数据流分别对应的M个干扰信号，并输入给干扰减法部34-2。之后，干扰减法部34-2从发往MT2的M个数据流中减去与各数据流分别对应的M个干扰信号，并向模运算部36-2输入减法运算之后的M个信号。模运算部36-2分别对M个信号实施由式(1)表示的模运算。模运算部36-2向干扰计算部输入计算出的M个模运算后信号，并输入给线性滤波器乘法部30。

由此，第1～第3实施方式按每1数据流进行依次除去干扰的处理，本实施方式按每M个进行处理。按每M个进行处理就是第4实施方式的特征。

(iii)关于通知接收滤波器这一点

BS按每M数据流向各MT同时发送信号，因此需要能够分离MT接收到的M个数据流。因此，向各MT通知BS计算出的接收滤波器。MT将该接收滤波器、和接收到的发给自己的信号相乘。

此外可知在图11中示出了构成的BS与图1示出的构成相比，包括新的接收滤波器信息插入部18。接收滤波器信息插入部18向非线性空间复用部17生成的固有信号中插入线性滤波器计算部生成的接收滤波器信息，并向线性滤波器乘法部30输入插入了接收滤波器信息的固有信号。

该固有信号的构成例如如图12所示。在此，图12中进行复用的MT数是2，例示了各MT进行2数据流的通信的情况。图12所示的固有信号中包括发往各MT的接收滤波器信息、发往各MT的DRS、及数据信号。通过相乘接收滤波器可分离DRS和数据信号，因此对于发往同一MT的DRS和数据信号可进行空间复用。

(iv)MT获取接收滤波器之后与接收信号相乘这一点

图13示出了本实施方式的MT的构成。图13表示了具备M个天线的MT(E)的一结构例。与第1实施方式的MT的结构例相比，本实施方式的MT将天线(AT)数、接收部51、及发送部71增加为M个，并设置了新的接收滤波器乘法部58和接收滤波器获取部60。接收了由数据信号、DRS、及接收滤波器信息构成的M数据流的信号的MT，首先在接收滤波器获取部60中从接收滤波器信息获取接收滤波器。接收滤波器获取部60向接收滤波器乘法部58输入获取到的接收滤波器。接收滤波器乘法部58在接收信号中，对数据信号及DRS乘以接收滤波器，从而能够将M数据流的信号全部分离。此外，接收滤波器乘法部58向信号分离部57输入分离后的M数据流的信号。以后，MT能够将各数据流看作完全独立的数据流。

信号分离部57以后的动作与第1至第3各实施方式的情况相同，不同点在于按分离后的M数据流进行信号分离、传播路径估计等处理。此外，在接收了CRS时，接收滤波器乘法部58为了估计传播路径状态，在不乘以任何滤波器的情况下向信号分离部57输入CRS。

另外，在本实施方式中，说明了BS发送接收滤波器信息，MT将接收滤波器信息所示的接收滤波器乘以DRS和数据信号，从而分离发给自己的多个数据流的方法，但是并不限于该方法，如后述的变形例所示，MT也可以利用分离发给自己的多个数据流的其他方法。

以上的4点是本实施方式不同于上述第1至第3的各实施方式的差异点。其他处理都是直接应用第1至第3的各实施方式即可。以下，详细说明线性滤波器计算部37的线性滤波器、干扰系数信息、接收滤波器的计算方法。

本实施方式的线性滤波器计算部37执行i)Null Space的计算、ii)MT专用滤波器的计算、iii)线性滤波器的计算、iv)干扰系数滤波器的计算这四个处理。最终，线性滤波器计算部37向非线性空间复用部17输入线性滤波器和干扰系数信息，向接收滤波器信息生成部18输入接收滤波器。

在此，为了简单说明线性滤波器计算部37的动作，首先，在以下说明具备2个天线的MT为2个、BS的发送天线为4个的例。

i)Null Space的计算

作为与MT2的信号相乘的线性滤波器，将如图15所示那样，计算出使得发往MT2的信号不会到达MT1的状态的滤波器的情况称作NullSpace的计算。以2×4矩阵H_k表示BS的各发送天线到第k个MT的接收天线的传播路径的复增益。在此，k是排序后的MT的次序。在此，整体的传播路径矩阵如下。

[式17]

$H=\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{11}& H_{12}& H_{13}& H_{14}\\ H_{21}& H_{22}& H_{23}& H_{24}\\ H_{31}& H_{32}& H_{33}& H_{34}\\ H_{41}& H_{42}& H_{43}& H_{44}\end{array}\right]---\left(17\right)$

在此，为了确保与在后说明的MT数为3个以上时的匹配性，将H₁置换为

记号。

意味着从整体传播路径矩阵H中删除了H₂后的矩阵，在MT数为2个时，

接着，对

实施奇异值分解。于是

如以下所述。

[式18]

${\hat{H}}_2=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,1}}& 0& 0& 0\\ 0& {\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,2}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,12}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,13}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,14}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,22}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,23}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,24}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}\end{array}\right]---\left(18\right)$

在此，式(18)右边的从左开始第1个矩阵及第3个矩阵分别是酉矩阵。此外，第2个矩阵是只有第1行第1列分量和第2行第2列分量为正实数的矩阵。相当于第3个矩阵的第3行和第4行的矩阵的厄米共轭如下。

[式19]

${\hat{V}}_2^{\ker }={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}\end{array}\right]}^H---\left(19\right)$

在此，将某一调制信号

作为线性滤波器而乘以了

后的信号如下，

[式20]

$H_1{\hat{V}}_2^{\ker }s={\hat{H}}_2{\hat{V}}_2^{\ker }s$

$=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,1}}& 0& 0& 0\\ 0& {\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,2}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,12}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,13}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,14}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,22}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,23}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,24}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\hat{V}}_{\mathrm{2,31}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,41}}^{*}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,32}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,42}}^{*}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,33}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,43}}^{*}\\ {\hat{V}}_{\mathrm{2,34}}^{*}& {\hat{V}}_{\mathrm{2,44}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,1}}& 0& 0& 0\\ 0& {\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_{\mathrm{2,2}}& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 0\\ 1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]---\left(20\right)$

$=\left[\begin{array}{cc}{\hat{U}}_{\mathrm{2,11}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,12}}\\ {\hat{U}}_{\mathrm{2,21}}& {\hat{U}}_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right]$

并且完全不会到达具备传播路径H₁的MT1。也就是说，作为线性滤波器而乘以了

的信号，朝向传播路径H₁的完全是Null。即，该矩阵的

表示了传播路径

的Null Space。因此，对某一调制信号

乘以线性滤波器

后发送的信号不会到达MT1，不会对MT1带来干扰。因此，若对发往MT2的信号乘以该线性滤波器则能够避免发往MT2的信号到达MT1而给MT1带来干扰的情况。

ii)MT专用滤波器的计算

由于发往MT2的信号在乘以了线性滤波器

的状态下不会对MT1带来干扰，因此如图15的BS朝向MT2的实线箭头所示，可考虑为SU-MIMO信道

MT专用滤波器的计算是指计算出适合与该SU-MIMO信道在BS侧相乘的滤波器。此外，针对发往MT1的信号也计算出MT专用滤波器。发往MT1的信号会在之后通过干扰减法部34或模运算部36(图2)除去干扰，因此对于MT2而言也会成为干扰。因此，不需要乘以如MT2的

的线性滤波器，只要计算出相对于仅基于BS和MT1的SU-MIMO信道(H₁)的MT专用滤波器即可。MT2的专用滤波器是对在发往MT2的传播路径H₂上乘以根据式(18)求出的

后的

再次进行奇异值分解而求出的。由于

是2×2矩阵，因此能够按照以下的方式进行奇异值分解。

[式21]

$H_2{\hat{V}}_2^{\ker }=\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{2,11}}& U_{\mathrm{2,12}}\\ U_{\mathrm{2,21}}& U_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{2,1}}& 0\\ 0& {\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{2,11}}& V_{\mathrm{2,12}}\\ V_{\mathrm{2,21}}& V_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]---\left(21\right)$

将式(21)的右边的最靠右的矩阵的厄米共轭设为MT专用滤波器

此外，对于发往MT1信号，通过对H₁进行奇异值分解而能够求出MT专用滤波器。

[式22-1]

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{1,11}}& U_{\mathrm{1,12}}\\ U_{\mathrm{1,21}}& U_{\mathrm{1,22}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{1,1}}& 0\\ 0& {\mathrm{\&Sigma;}}_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{V}_{\mathrm{1,11}}& V_{\mathrm{1,12}}& V_{\mathrm{1,13}}& V_{\mathrm{1,14}}\\ V_{\mathrm{1,21}}& V_{\mathrm{1,22}}& V_{\mathrm{1,23}}& V_{\mathrm{1,24}}\end{array}\right]---(22-1)$

将式(22-1)的右边的最靠右的矩阵的厄米共轭设为MT专用滤波器

iii)线性滤波器的计算

将与根据式(19)、(21)、(22-1)求出的发往MT1和MT2的信号相乘的线性滤波器( 进行汇总，则线性滤波器如下。

[式22-2]

$P=[V_1^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_2^{\ker }{V}_2^{\mathrm{Im}}]---(22-2)$

通过乘以该线性滤波器P，可对发往MT1的信号乘以BS认为MT1的SU-MIMIO时的最佳的MT专用滤波器，同时对于发往MT2的信号，能够乘以Null朝向MT1这样的限制下的MT专用滤波器。该P相当于第1实施方式中的Q，滤波器乘法部向线性滤波器乘法部30输入该P。

iv)干扰系数滤波器的计算

若将HP设为等效传播路径，则如下。

[式23]

$\mathrm{HP}=T=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}& 0\\ T_{21}& T_{22}\end{array}\right]---\left(23\right)$

在此，T₁₁、T₂₁、T₂₂是2×2矩阵。T₁₁、T₂₂表示BS向MT1、2发送的信号分别到达正确的MT时的传播路径状态。此外，T₂₁表示BS向MT1发送的信号作为干扰而到达MT2时的传播路径。式(23)的右上角的分量为0表示发往MT2的信号并没有作为干扰而到达MT1。

BS利用该等效传播路径T来计算出干扰系数滤波器。干扰系数滤波器是用于利用等效传播路径T计算出MT2补偿传播路径之后残留的干扰分量的滤波器。等效传播路径T的一部分T₂₁表示成为发往MT1的信号给MT2带来的干扰的信号所通过的传播路径。但是，T表示MT2补偿传播路径之前的干扰分量，因此在本方式中，需要计算出进行传播路径补偿后的干扰信号的传播路径。

若现在仅取出数据信号的传播路径，则可表示如下。

[式24]

$B=\left[\begin{array}{cc}{T}_{11}& 0\\ 0& T_{22}\end{array}\right]---\left(24\right)$

这相当于将实施例1的A扩展为多个接收天线的情况。为了补偿传播路径，只要相乘B的逆矩阵即可，因此相伴与此，干扰分量如下。

[式25]

$B^{-1}T-I=\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ T_{22}^{-1}{T}_{21}& 0\end{array}\right]---\left(25\right)$

在式(25)左边减去单位矩阵I是为了消除相对于数据信号的分量。通过以上的计算，能够求出干扰系数信息B^-1T-I和线性滤波器P。

此外，接收滤波器是式(20)和式(21)的右边的从左开始第1个矩阵的厄米共轭。即，如下。

[式26]

$U_1={\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{1,11}}& U_{\mathrm{1,12}}\\ U_{\mathrm{1,21}}& U_{\mathrm{1,22}}\end{array}\right]}^H,$ $U_2={\left[\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{2,11}}& U_{\mathrm{2,12}}\\ U_{\mathrm{2,21}}& U_{\mathrm{2,22}}\end{array}\right]}^H---\left(26\right)$

线性滤波器计算部37向接收滤波器信息插入部18输入该接收滤波器。

到此为止，说明了包括2个天线的MT为2个、BS的发送天线为4个时的情况，接着，对于包括M个天线的MT存在N个的情况，将线性滤波器计算部37的动作按照如下方式一般化后进行说明。

i)Null Space的计算

将从BS的各天线到第k个MT的天线的传播路径的复增益设为M×MN矩阵H_k。在此，k是排序之后的MT的次序。也就是说对应于H₁的MT是THP非对应MT，剩下的MT是THP对应MT。整体的传播路径矩阵如下。

[式27]

H＝[H₁ ^t，H₂ ^t，......，H_N ^t]^t         (27)

现在，将取出了该传播路径矩阵的第1～k-1个传播路径的矩阵设为下式。

[式28]

${\hat{H}}_k={[{H_1}^t,{H_2}^t,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{H_{k-1}}^t]}^t---\left(28\right)$

该矩阵

是M×Mk矩阵。接着，对实施奇异值分解。

[式29]

${\hat{H}}_k={{\hat{U}}_k}^H{\widehat{\mathrm{\&Sigma;}}}_k{[{\hat{V}}_k^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_k^{\ker }]}^H---\left(29\right)$

在此，将设为MN×M(k-1)矩阵，将

设为MN×M(N-k+1)矩阵。的秩最高是M(k-1)，对应于此，

的去除了最初的M(k-1)列后的

对应于Null Space。也就是说，将

的列向量张开的空间称作NullSpace。这在于，若对任意的M(N-k)维向量x从左边乘以

而得到的向量进一步从左边乘以

则肯定为0。若认为

是表示与第1～k-1个MT相对应的传播路径的矩阵，则在BS中乘以滤波器

之后发送的信号即使通过针对第1～k-1个MT的传播路径

也不会带来干扰。这是将式(20)一般化之后的结果。

ii)MT专用滤波器的计算

接着，按以N个为单位存在的发往各MT的信号的每一个进行最佳的预编码。对在与第k个MT对应的传播路径H_k上乘以根据式(29)求出的

而得到的

再次进行奇异值分解。

[式30]

$H_k{{\hat{V}}_k^{\ker }=U_k{\mathrm{\&Sigma;}}_k[{\hat{V}}_k^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_k^{\ker }]}^H---\left(30\right)$

由于

是M×M(N-k+1)矩阵，因此

最高是M秩。将

中的最初的M列设为MT专用滤波器

此外，

是M(N-k)×M矩阵。

iii)线性滤波器的计算

利用式(29)、(30)求出的

将线性滤波器设为下式。

[式31]

$P=[{\hat{V}}_1^{\ker }{V}_1^{\mathrm{Im}},{\hat{V}}_2^{\ker }{V}_2^{\mathrm{Im}},...,{\hat{V}}_N^{\ker }{V}_N^{\mathrm{Im}}]---\left(31\right)$

该P相当于实施例1中的Q，滤波器乘法部向线性滤波器乘法部30输入该P。

iv)干扰系数滤波器的计算

若将HP设为等效传播路径，则如下。

[式32]

在此，T_ik是M×M矩阵，可视为发往第k个MT的信号到达第i个MT时所通过的传播路径矩阵。T_ik(i＝k)表示在BS侧向各MT发送的信号到达正确的MT时的传播路径，T_ik(i≠k)表示发往不同的MT的信号作为干扰而到达时的传播路径。该等效传播路径相当于实施例1的R^H，但第1实施方式的R^H完全对应于下三角矩阵，而在本实施方式中，T除了表示数据信号的传播路径的对角上的矩阵T_ii之外是下三角矩阵。也就是说，可以说T以M×M矩阵块为单位被三角化。此外，若仅取出数据信号的传播路径，则如下。

[式33]

这相当于将第1实施方式的A扩展为多个接收天线时的情况。与第1实施方式同样，数据信号通过由式(21)表示的传播路径之后，为了计算可抵消MT受到的干扰的信号，如以下所述计算出干扰系数滤波器。

[式34]

将如以上方式计算出的干扰系数滤波器输入给干扰计算部32。此外，接收滤波器是式(30)中的U_k的厄米共轭为第K个的MT。因此，线性滤波器计算部37向接收滤波器信息插入部18输入该

以上，是本实施方式的通信系统的线性滤波器计算部的详细动作。

此外，根据式(30)和式(31)，包含了接收滤波器的乘法运算的等效传播路径如下。

[式35]

$U_k{H}_k{\hat{V}}_k^{\ker }{V}_k^{\mathrm{Im}}=U_k{U_k}^H{\mathrm{\&Sigma;}}_k{[V_k^{\mathrm{Im}},V_k^{\ker }]}^H{V}_k^{\mathrm{Im}}$ $\left(35\right)$

$={\mathrm{\&Sigma;}}_k$

也就是说，∑_k的第1行第1列分量、第2行第2列分量、…第M行第M列分量成为包括各数据流的接收滤波器的乘法运算在内的等效传播路径。传播路径补偿部估计来自DRS的上述分量，并与数据信号相乘，从而进行传播路径补偿。

以上是本实施方式的通信系统的线性滤波器计算部的详细动作。

<第1变形例>

在本实施方式中，如上述(iii)所述那样，说明了BS发送接收滤波器，MT利用该接收滤波器将DRS及数据信号分离为各个数据流的方法。该第1变形例说明BS不发送该接收滤波器的情况下，MT将数据信号分离为各个数据流的方法。

首先，以图14所示的构成为例说明帧构成。图14所示的本变形例的帧构成中，不同于图12的点在于，BS不发送接收滤波器，取而代之，不是按每个MT发送发往各MT的DRS，而是利用按每个数据流正交的无线资源发送发往各MT的DRS。

参照图11可知，本第1变形例的BS的构成从图11中去除了接收滤波器信息插入部18，非线性空间复用部17的输出直接向IFFT部21输入。此外，本第1变形例的MT的构成去除了图13的接收滤波器乘法部58和接收滤波器获取部60，各FFT部55的输出向信号分离部57输入。各MT通过在DRS用传播路径估计部73中接收DRS，从而能够估计等效传播路径矩阵U_k∑_k。数据信号也通过相同的等效传播路径矩阵U_k∑_k，被MT接收。

因此，MT能够在传播路径补偿部75中在数据信号上乘以该矩阵的逆矩阵，并将数据信号分离为各个数据流，且对数据信号的振幅进行归一化。MT将在传播路径补偿部75中计算出的信号输入给模运算部77。

(关于芯片技术方案的说明)

此外，如图11所示，上述方法的BS的功能可在处理器1内执行。该处理器1(D)除了执行本申请的方法的DRS生成部15、非线性空间复用部17、及发送部25以外，还包括接收部29、传播路径信息获取部35、CRS生成部27、接收滤波器信息插入部18、及数据信号生成部3，但是并不限于此，可以仅由DRS生成部15、非线性空间复用部17、及发送部25构成，也可以是兼备它们及其他功能的的构成，并不限定在芯片内构成多少功能。

此外，如图13所示，上述方法的MT的功能也可以在处理器2内执行。该处理器2除了执行本申请的方法的接收部51及DRS用传播路径估计部73以外，还包括信号分离部57、传播路径补偿部75、CRS用传播路径估计部61、传播路径状态信息生成部63、发送部71、模运算部77、解调部81、解码部83、接收滤波器乘法部58、及接收滤波器获取部60，但并不限于此，可以仅由接收部51及DRS用传播路径估计部73构成，也可以是兼备它们及其他功能的构成，对此并没有限定。

(所有实施例的共同点)

在以上的实施方式及其变形例中，能够考虑以下的几点。

即，除例示了本实施方式等的线性滤波器算出方法以外，可以对上述非专利参考文献2所记载的利用了基于MMSE标准的线性滤波器的DLMU-MIMO THP应用本实施方式的技术，同样，也可以是如上述非专利参考文献2所记载的那样利用了排序的方法。

MT向BS通知基于CRS估计出的信息时，还可以向BS通知对表示由矩阵示出了传播路径状态的H的各分量的值进行了量化后的结果。或者，也可以是BS和MT预先共享图16所示的表(以下称作“码本”)，MT基于CRS从图16的8个传播路径信息的值中选择与发给自己的传播路径相应的0～7次序中的1个，并向BS通知选出的次序的方法。当然，图16所记载的码本并不限于此，也可以应用其他码本。

为了简化说明，各实施例中的固有信号的构成如图4B等那样，示出了在时间方向上配置各DRS的方法，但是并不限于此。本发明的固有信号的构成例如可以如图5那样在频率方向上配置DRS用无线资源，还可如图6所示那样，配置在时间和频率方向这两个方向上。

在此，例如MT复用的MT为4个时，在发送DRS-MT1的无线资源中，能够发送发往MT2～MT4的数据信号，在发送DRS-MT2的无线资源中，能够发送发往MT3和MT4的数据信号等，能够对干扰除去顺序比成为DRS的目的地的MT靠后的MT复用数据信号。

此外，在本发明的实施例中记载了进行OFDM通信的情况，但是对于下行链路、上行链路或这两者中进行OFDM通信以外的单载波通信等的系统也能够应用本发明。

并且，为了便于说明，将各实施例所示的BS及MT所包含的天线的数量设置成了与MT进行通信的数据流数量一致，但是也可以是物理结构上具有不同于所示出的数量的个数的天线的MT。例如，在某一MT物理结构上利用2个天线接收信号，但是将接收到的信号合成为1个信号的设计的情况下，在本发明的记载中为了便于说明将天线设为了1个。

另外，在以上的实施方式等中，表示了将从期望的发送信号减去了用户间干扰的一部分之后生成实际上应发送的信号的非线性MU-MIMO传输作为对象，对DRS和数据信号进行空间复用的例子。DRS和数据信号的这种空间复用在进行线性MU-MIMO传输时也可以应用。在线性MU-MIMO传输中，具有在信号上乘以与传播路径矩阵相对应的线性滤波器来除去用户间干扰的方法，但是在传输DRS的资源中也可以乘以线性滤波器之后进行发送，从而避免DRS和数据信号互相干扰的状况，能够对DRS和数据信号进行空间复用。

此外，本发明的移动站装置及基站装置中工作的程序是为了实现本发明的上述实施方式等功能而控制CPU等的程序(使计算机工作的程序)。并且，在这些装置中所处理的信息在进行该处理时暂时被蓄积在RAM中，之后，被保存在各种ROM或HDD中，根据需要由CPU读取并进行修正/改写。作为保存程序的记录介质，可以是半导体介质(例如ROM、非易失性存储卡等)、光记录介质(例如DVD、MO、MD、CD、BD等)、磁性记录介质(例如磁带、磁盘等)等中的任一种。此外，通过执行下载的程序，从而不仅可以实现上述的实施方式的功能，有时还可以基于该程序的指示，与操作系统或其他应用程序等一同进行处理，从而实现本发明的功能。

此外，在市场上流通时，能够在便携式记录介质中保存程序来使其流通，或者可传送给经由因特网等网络连接的服务器计算机。此时，服务器计算机的存储装置也包含在本发明内。此外，将上述的实施方式中的移动站装置及基站装置的一部分或全部可作为典型的集成电路即LSI来实现。可以分开处理移动站装置及基站装置的各功能块，也可以将一部分或全部集成之后进行处理。此外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以通过专用回路或通用处理器来实现。此外，在由于半导体技术的进步而出现了代替LSI的集成电路的技术时，也可以利用基于该技术的集成电路。

以上，参照附图详细说明了本发明的实施方式，但是具体的构成并不限于该实施方式，在不超出发明的宗旨的范围的设计等都包含在技术方案的范围内。

(产业上的可利用性)

本发明可利用于通信装置。

将在本说明书中引用的全部刊物、专利及专利申请直接作为参考而引入到了本说明书中。

符号说明

A…基站；1…处理器；3…数据信号生成部；5…编码部；7…调制部；9…信号置换部；11…固有信号生成部；15…DRS生成部；17…非线性空间复用部；18…接收滤波器信息插入部；21…IFFT部；23…GI插入部；25…发送部；AT…天线；27…CRS生成部；29…接收部；30…线性滤波器乘法部；31…GI除去部；32…干扰计算部；33…FFT部；34…干扰减法部；35…传播路径信息获取部；36…模运算部；37…线性滤波器计算部；B…终端站(MT)；51…接收部；53…GI除去部；55…FFT部；57…信号分离部；58…接收滤波器乘法部；60…接收滤波器获取部；61…CRS用传播路径估计部；63…传播路径状态信息生成部；65…IFFT部；67…GI插入部；71…发送部；73…DRS用传播路径估计部；75…传播路径补偿部；77…模运算部；81…解调部；83…解码部。

Claims (16)

1.一种发送装置，其具备多个发送天线，对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该发送装置的特征在于，具备：

固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；

数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；

空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和

发送部，其发送空间复用后的信号。

2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

将在所述空间复用部中进行空间复用的固有参考信号和数据信号的目的地设为不同的接收装置。

3.根据权利要求2所述的发送装置，其特征在于，

所述空间复用部是执行利用非线性处理来进行的空间复用的非线性空间复用部。

4.根据权利要求3所述的发送装置，其特征在于，

所述非线性空间复用部对所述多个接收装置赋予次序，并且对所述固有参考信号和发往所述次序比成为所述固有参考信号的目的地的接收装置靠后的接收装置的数据信号进行复用。

5.根据权利要求4所述的发送装置，其特征在于，

所述非线性空间复用部包括下述处理：计算出发往次序在前的接收装置的所述固有参考信号给比所述次序靠后的接收装置带来的干扰，从发往所述次序靠后的接收装置的数据信号中除去所述干扰。

6.根据权利要求4或5所述的发送装置，其特征在于，

所述非线性空间复用部对除去了所述干扰后的所述数据信号实施模运算。

7.根据权利要求4至6的任一项所述的发送装置，其特征在于，

以1个或多个无线资源为一个单位，按照在各接收装置中达到均匀的方式分配所述次序。

8.根据权利要求7所述的发送装置，其特征在于，

所述次序是按所述一个单位而循环更换的。

9.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

与所述固有参考信号进行空间复用的数据信号包含控制信息。

10.根据权利要求4至6的任一项所述的发送装置，其特征在于，

所述发送装置对于发往所述次序越靠后的接收装置的信号，以越低的编码率对信息位实施纠错编码后进行发送。

11.一种接收装置，其在发送装置以同一信道在同一时刻对多个接收装置发送信号的通信系统中接收所述信号，该接收装置的特征在于，具备：

接收部，其接收在发往其他接收装置的固有参考信号上空间复用的发给本装置的数据信号；和

模运算部，其对所述数据信号实施模运算。

12.一种通信系统，其由具备多个发送天线的发送装置构成，该发送装置对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该通信系统的特征在于，

所述发送装置具备：

固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；

数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；

空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和

发送部，其发送空间复用后的信号，

所述接收装置具备：

接收部，其接收在发往其他接收装置的固有参考信号上空间复用的发给本装置的数据信号；和

模运算部，其对所述数据信号实施模运算。

13.一种通信方法，在具备多个发送天线的发送装置中执行，该发送装置对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该通信方法的特征在于，包括：

生成发往各所述接收装置的固有参考信号的步骤；

生成发往各所述接收装置的数据信号的步骤；

对发往各所述接收装置的所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用的步骤；和

发送空间复用后的信号的步骤。

14.一种用于使计算机执行权利要求13所述的通信方法的程序。

15.一种处理器，其被使用于具备多个发送天线的发送装置中，该发送装置对多个接收装置以同一信道在同一时刻发送信号，该处理器的特征在于，具备：

固有信号生成部，其生成发往各所述接收装置的固有参考信号；

数据信号生成部，其生成发往各所述接收装置的数据信号；

空间复用部，其对所述固有参考信号的至少一部分和所述数据信号的至少一部分进行空间复用；和

发送部，其发送空间复用后的信号。

16.一种处理器，其被使用于发送装置以同一信道在同一时刻对多个接收装置发送信号的通信系统之中接收所述信号的接收装置中，该处理器的特征在于，具备：

接收部，其接收在发往其他接收装置的固有参考信号上空间复用的发给本装置的数据信号；和

模运算部，其对所述数据信号实施模运算。

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