WO2014122850A1 - 基地局装置、プリコーディング方法、集積回路、無線通信システム - Google Patents

Abstract

　本発明の基地局装置は複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なうことが可能であり、前記端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、前記端末装置宛のデータ信号に対して生成する第１の線形フィルタと、前記端末装置宛の復調用参照信号に対して生成する第２の線形フィルタを互いに異なるものとし、前記第１の線形フィルタと、前記第２の線形フィルタに基づいて、前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施して送信する。

Description

基地局装置、プリコーディング方法、集積回路、無線通信システム

　本発明は、マルチユーザ多重入力多重出力伝送を行なう技術に関する。

　無線通信システムでは、多様なブロードバンド情報サービスの提供のために、伝送速度の向上が常に望まれている。伝送速度の向上は通信帯域幅の拡大により実現可能だが、利用可能な周波数帯域には限りがあるため、周波数利用効率の改善が必須となる。周波数利用効率を大幅に改善できる技術として、複数の送受信アンテナを用いて無線伝送を行なう多重入力多重出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ））技術が注目を集めており、セルラーシステムや無線ＬＡＮシステムなどで実用化されている。ＭＩＭＯ技術による周波数利用効率改善量は送受信アンテナ数に比例する。しかし、端末装置に配置できる受信アンテナ数には限りがある。そこで、同時接続する複数端末装置を仮想的な大規模アンテナアレーとみなし、基地局装置から各端末装置への送信信号を空間多重させるマルチユーザＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ　Ｕｓｅｒ－ＭＩＭＯ（ＭＵ－ＭＩＭＯ））が周波数利用効率の改善に有効である。

　ＭＵ－ＭＩＭＯでは、各端末装置宛ての送信信号同士がユーザ間干渉（Ｉｎｔｅｒ－Ｕｓｅｒ－Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ（ＩＵＩ））として端末装置に受信されてしまうため、ＩＵＩを抑圧する必要がある。例えば、第３．９世代移動無線通信システムの一つとして採用されているＬｏｎｇ　ｔｅｒｍ　ｅｖｏｌｕｔｉｏｎにおいては、各端末装置より通知される伝搬路情報に基づき算出される線形フィルタを基地局装置にて予め乗算することでＩＵＩを抑圧する線形プリコーディングが採用されている。

　また、一層の周波数利用効率の改善が望めるＭＵ－ＭＩＭＯの実現方法として、非線形処理を基地局装置側で行なう非線形プリコーディングを用いるＭＵ－ＭＩＭＯ技術が注目を集めている。端末装置において、剰余（Ｍｏｄｕｌｏ、モジュロ）演算が可能である場合、送信信号に対して、任意のガウス整数に一定の実数が乗算された複素数（摂動項）を要素とする摂動ベクトルの加算が可能となる。

　そこで、基地局装置と複数の端末装置との間の伝搬路状態に応じて、摂動ベクトルを適切に設定してやれば、線形プリコーディングと比較して、所要送信電力を大幅に削減することが可能となる。非線形プリコーディングとして、非特許文献１記載のＶｅｃｔｏｒ　ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ（ＶＰ）や、非特許文献２記載のＴｏｍｌｉｎｓｏｎ　Ｈａｒａｓｈｉｍａ　ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ（ＴＨＰ）が良く知られている。

　基地局装置においてプリコーディングを行なうためには、基地局装置は各端末装置との間の伝搬路情報（Ｃｈａｎｎｅｌ　ｓｔａｔｅ　ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ（ＣＳＩ））が必要である。図１３は、非線形プリコーディングを施す基地局装置と端末装置間の通信の様子を表すシーケンスチャートである。はじめに基地局装置は、端末装置に対してＣＳＩを推定するための参照信号を生成する（ステップＳ１０１）。次いで、基地局装置は、送信データと復調用参照信号を生成する（ステップＳ１０２）。次いで、基地局装置はＣＳＩを推定するための参照信号を端末装置に向けて送信する（ステップＳ１０３）。なお，無線フレーム構成によっては、基地局装置は別のＣＳＩを推定するための参照信号に関連付けられたデータ信号と復調長参照信号も同時に基地局装置に向けて送信する場合もあるが、ここでは別々に送信するものとする。ＣＳＩを推定するための参照信号は、基地局装置と端末装置とでお互いに既知であるから、端末装置は受信された参照信号に基づいてＣＳＩを推定することができる（ステップＳ１０４）。

　端末装置は推定したＣＳＩを基地局装置に通知可能な情報に変換し（ステップＳ１０５）、基地局装置に通知する（ステップＳ１０６）。通知可能な情報としては、推定された情報を直接ディジタル情報に量子化した情報や、基地局装置と端末装置とで共用しているコードブックに記載されたコードを示す番号などが挙げられる。その後、基地局装置は、復元されたＣＳＩに基づきデータと復調用参照信号にプリコーディングを施し（ステップＳ１０７）、端末装置に対して送信する（ステップＳ１０８）。

　端末装置は、基地局装置からデータと復調用参照信号を受信すると、復調用参照信号に基づいて伝搬路推定を行ない（ステップＳ１０９）、その伝搬路推定値に基づいて、データに対して、チャネル等化（空間信号検出処理）を行なう（ステップＳ１１０）
　ここで、基地局装置が行なうプリコーディングが非線形プリコーディングであった場合、端末装置は、チャネル等化後の信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算（ステップＳ１１１）を施す必要がある。ｍｏｄｕｌｏ演算は、与えられた実定数２δに対して、入力された複素信号の実部と虚部をそれぞれ［－δ，δ］以内に収める信号処理である。ここで２δはｍｏｄｕｌｏ幅と呼ばれる。端末装置はｍｏｄｕｌｏ演算後の信号から送信データを復調する（ステップＳ１１２）。

　ここで、受信側で行なわれるｍｏｄｕｌｏ演算のｍｏｄｕｌｏ幅は伝搬路状態に依存するため、端末装置が復調用参照信号に基づいて推定する必要がある。しかし、基地局装置で行なわれるプリコーディングによっては、端末装置が復調用参照信号に基づいて推定するｍｏｄｕｌｏ幅と、真の最適なｍｏｄｕｌｏ幅との間に誤差が生じてしまう場合がある。

　この問題を解決するために、非特許文献３では、復調用参照信号に基づいて推定されるｍｏｄｕｌｏ幅を補正する方法が開示されている。しかし、開示されている方法では、伝搬路環境に応じて、補正するためのパラメータを最適化する必要がある。そのため、伝搬路環境毎にパラメータのキャリブレーションが必要となり、キャリブレーションが出来ていない伝搬路環境において最適な伝送特性を実現させることは出来ない。

B. M. Hochwald, et. al., "A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication-Part II:Perturbation," IEEE Trans. Commun., Vol. 53, No. 3, pp.537-544, March 2005. M. Joham, et. al., "MMSE approaches to multiuser spatio-temporal Tomlinson- Harashima precoding", Proc. 5th Int. ITG Conf. on Source and Channel Coding, Erlangen, Germany, Jan. 2004. 矢野，他，"Vector perturbationにおけるストリーム間干渉を考慮したmodulo格子サイズ設定に関する一検討", 信学技法, RCS2012-225, 2012年12月

　基地局装置が非線形プリコーディングに基づくＭＵ－ＭＩＭＯ伝送を行なう無線通信システムにおいて、端末装置が復調用参照信号に基づいてｍｏｄｕｌｏ幅を推定する場合、端末装置が復調用参照信号に基づいて推定するｍｏｄｕｌｏ幅と、最適なｍｏｄｕｌｏ幅との間に誤差が生じてしまい、伝送特性が大幅に劣化してしまう。しかし、この誤差の抑圧を事前のキャリブレーションを行なうことなく実現する方法は、未だ明らかとなっていないのが実状である。

　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、基地局装置が非線形プリコーディングに基づくＭＵ－ＭＩＭＯ伝送を行なう無線通信システムにおいて、端末装置が復調用参照信号に基づいて高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定することが出来る基地局装置、無線通信システム、および集積回路を提供することを目的とする。

　上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の基地局装置は複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置であって、前記端末装置との間の伝搬路情報を取得する伝搬路情報取得部と、前記複数の端末装置宛のデータ信号と復調用参照信号を多重するマッピング部と、前記伝搬路情報に基づいて前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施すプリコーディング部と、を備え、前記プリコーディング部は、前記伝搬路情報に基づいて、前記データ信号に乗算する第１の線形フィルタと、前記復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとの、互いに異なる線形フィルタを生成する線形フィルタ生成部を備えることを特徴とする。

　また、本発明のプリコーディング方法は、複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうプリコーディング方法であって、前記伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタ、第２の線形フィルタ及びフィードバックフィルタを算出する過程と、前記フィードバックフィルタに基づいて、前記データ信号に対して、干渉抑圧とモジュロ演算を施し、送信符号を算出する過程と、前記送信符号と前記第１の線形フィルタに基づいて、送信データ信号と電力正規化係数を算出する過程と、前記復調用参照信号、前記第２の線形フィルタ、及び前記電力正規化係数に基づいて、送信復調用参照信号を算出する過程と、前記送信データ信号と前記送信復調用参照信号の送信電力を調整する過程と、を有することを特徴とする。

　また、本発明のプリコーディング方法は、複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうプリコーディング方法であって、前記伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタと、第２の線形フィルタを算出する過程と、前記データ信号と、前記第１の線形フィルタに基づいて、摂動ベクトルを探索する過程と、前記データ信号、前記第１の線形フィルタ及び前記摂動ベクトルに基づいて、送信データ信号と電力正規化係数を算出する過程と、前記復調用参照信号、前記第２の線形フィルタ、及び前記電力正規化係数に基づいて、送信復調用参照信号を算出する過程と、前記送信データ信号と前記送信復調用参照信号の送信電力を調整する過程と、を有することを特徴とする。

　また、本発明の集積回路は、複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置に実装され、前記基地局装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、前記端末装置との間の伝搬路情報を取得する機能と、前記複数の端末装置宛のデータ信号と復調用参照信号を多重する機能と、前記伝搬路情報に基づいて前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施す機能と、の一連の機能を発揮させ、前記プリコーディングを施す機能は、前記伝搬路情報に基づいて、前記データ信号に乗算する第１の線形フィルタと、前記復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとの、互いに異なる線形フィルタを生成することを特徴とする。

　本発明によれば、基地局装置が非線形プリコーディングに基づくＭＵ－ＭＩＭＯ伝送を行なう無線通信システムにおいて、端末装置が復調用参照信号に基づいて高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定することが出来るから、ｍｏｄｕｌｏ幅の推定誤差に起因する特性劣化が抑圧され、周波数利用効率の大幅な改善に寄与できる。

本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概略の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る基地局装置の一構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部２７の一構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部２７における信号処理の一例を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナ部２９の一構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る端末装置２の一構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る端末アンテナ部５１の一構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係るプリコーディング部３５の一構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係るプリコーディング部３５における信号処理の一例を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係る無線通信システムの概略の一例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係るプリコーディング部３７の一構成例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る端末装置３の一構成例を示すブロック図である。 従来の基地局装置と端末装置間の通信の様子を示すシーケンスチャートである。

　以下、図面を参照して本発明の無線通信システムを適用した場合における実施形態について説明する。なお、本実施形態において説明した事項は、発明を理解するための一態様であり、実施形態に限定して発明の内容が解釈されるものではない。特に断らない限り、以下では、Ａ^Ｔは行列Ａの転置行列、Ａ^Ｈは行列Ａの随伴（エルミート転置）行列、Ａ^－１は行列Ａの逆行列、ｄｉａｇ（Ａ）は行列Ａの対角成分のみを抽出した対角行列もしくは括弧内の要素を対角成分に並べた対角行列、Ｉ_ＮはＮ行Ｎ列の単位行列、０_ＮはＮ行Ｎ列の零行列、ｆｌｏｏｒ（ｃ）は実部と虚部がそれぞれ複素数ｃの実部と虚部の値を超えない最大のガウス整数を返す床関数、Ｅ［ｘ］はランダム変数ｘのアンサンブル平均、｜｜ａ｜｜はベクトルａのノルム、をそれぞれ表すものとする。また、［Ａ，Ｂ］は行列ＡおよびＢを列方向に結合した行列を表すものとする。また、Ｚ［ｉ］はガウス整数全体の集合を表すものとする。なお、ガウス整数とは、実部と虚部がそれぞれ整数で表される複素数である。

　［１．第１の実施形態］
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概略の一例を示す図である。第１の実施形態においては、Ｎ_ｔ本の送信アンテナを有し、非線形プリコーディングが可能な基地局装置１（無線送信装置とも呼ぶ）に対して、Ｎ_ｒ本の受信アンテナを有する端末装置２（無線受信装置とも呼ぶ）がＵ個（図１では端末装置２－１～２－４の４個）接続しているＭＵ－ＭＩＭＯ伝送を対象とする。各端末装置２にはそれぞれＬ個のデータを同時に送信するものとし（同時送信するデータ数のことをランク数とも呼ぶ）、Ｕ×Ｌ＝Ｎ_ｔおよびＬ＝Ｎ_ｒであるものとする。

　以下では簡単のために、各端末装置２の受信アンテナ数およびランク数は全て同一で、Ｌ＝Ｎ_ｒ＝１として説明を行なうが、端末装置２毎に異なる受信アンテナ数およびランク数となっていても構わない。また、Ｕ×Ｌ≦Ｎ_ｔおよびＬ≦Ｎ_ｒが満たされているのではあれば、ランク数と受信アンテナ数が各端末装置２間で同一である必要も無い。

　伝送方式としては、Ｎ_ｃ個の副搬送波（サブキャリア）を有する直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＯＦＤＭ））を仮定する。ただし、特別に断らない限り、以下で説明する信号処理は、サブキャリア毎に行なわれるものとする。基地局装置１は各端末装置２より通知される制御情報により基地局装置１から各端末装置２までのＣＳＩを取得し、その伝搬路情報に基づき、送信データに対してサブキャリア毎にプリコーディングを行なうものとする。以下では複信方式は周波数分割複信を仮定するが、時間分割複信も本実施形態には含まれる。

　はじめに基地局装置１と端末装置２の間のＣＳＩについて定義する。本実施形態においては、準静的周波数選択性フェージングチャネルを仮定する。ここで準静的とは、１ＯＦＤＭ信号内で伝搬路が変動しないこととする。第ｎ送信アンテナ（ｎ＝１～Ｎ_ｔ）と第ｕ端末装置２－ｕ（ｕ＝１～Ｕ）の第ｍ受信アンテナ（ｍ＝１～Ｎ_ｒ）の間の第ｔＯＦＤＭ信号における第ｋサブキャリアの複素チャネル利得をｈ_{ｕ，ｍ，ｎ}（ｋ，ｔ）としたとき、伝搬路行列Ｈ（ｋ，ｔ）を式（１）のように定義する。

　ｈ_ｕ（ｋ，ｔ）は第ｕ端末装置２－ｕで観測される複素チャネル利得により構成されるＮ_ｒ×Ｎ_ｔの行列を表す。本実施形態において、特に断りが無い限り、ＣＳＩは複素チャネル利得により構成される行列の事を指す。ただし、空間相関行列や、基地局装置１と各端末装置２間で予め共有しているコードブック記載の線形フィルタを並べた行列をＣＳＩとみなして、後述する信号処理を行なうことも可能である。また、端末装置２が推定した伝搬路行列に特異値分解（もしくは固有値分解）を施すことで得られる固有ベクトルを基地局装置１に通知する場合、基地局装置１は、固有ベクトルを並べた行列をＣＳＩとみなしても良い。以下の説明では、第ｕ端末装置２－ｕは時刻ｔ_１におけるＣＳＩであるｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）を推定し、量子化を施したのち、基地局装置１に通知するものとする。

　ここで、第ｕ端末装置２－ｕが基地局装置１に実際に通知するＣＳＩをｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）と定義する。以下では、ｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）はｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）と同様に、Ｎ_ｒ×Ｎ_ｔの行列であるものとするが、必ずしもＮ_ｒ×Ｎ_ｔである必要はない。例えば、Ｎ_ｒ本の受信アンテナを備える第ｕ端末装置２－ｕが、（Ｎ_ｒ－１）本の受信アンテナに関するＣＳＩのみを通知するような場合も考えられる。この場合、当然ｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）は（Ｎ_ｒ－１）×Ｎ_ｔの行列となる。このとき、基地局装置１は第ｕ端末装置２－ｕが備える受信アンテナ数は（Ｎ_ｒ－１）本であるものとして、後述するプリコーディング等の送信信号処理を行なえば良い。

　また、ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）そのものではなく、ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）に特異値分解を施すことによって得られる固有ベクトル、もしくは固有ベクトルと特異値の両方を通知するような場合も考えられる。この場合、固有ベクトルは要素数Ｎ_ｔの列ベクトルがＮ_ｔ個存在することになる。ただし、ここで算出される固有ベクトルには、第ｕ端末装置２－ｕ宛てにヌルビームを向ける線形フィルタとなり得るベクトルも含まれる。第ｕ端末装置２－ｕは複数の固有ベクトルの中で任意の数の列ベクトルを通知するような制御を行なうことも可能である。例えば、第ｕ端末装置２－ｕが固有ベクトルの中でＱ個の固有ベクトルを通知するのであれば、基地局装置１は第ｕ端末装置２－ｕが備える受信アンテナ数はＱ本であるものとして、後述するプリコーディング等の送信信号処理を行なえば良い。

　本実施形態において、第ｕ端末装置２－ｕが基地局装置１にｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）を通知する方法については、何かに限定されるものでは無い。以下では、第ｕ端末装置２－ｕはｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）を直接量子化して基地局装置１に通知するものとする。このとき、量子化ビット数に応じて、ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）とｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）との間には誤差が生ずることになる。しかし、本実施形態の方法自体は、誤差の大きさに影響を受けるものではないため、以下の説明では、ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）＝ｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）であるものとして説明を行なう。

　［１．１．基地局装置１］
　図２は、本発明の第１の実施形態に係る基地局装置１の一構成例を示すブロック図である。図２に示すように、基地局装置１は、チャネル符号化部２１と、データ変調部２３と、マッピング部２５と、プリコーディング部２７と、アンテナ部２９と、制御情報取得部３１と、伝搬路情報取得部３３と、を含んで構成されている。プリコーディング部２７はサブキャリア数Ｎ_ｃ、アンテナ部２９は送信アンテナ数Ｎ_ｔだけ、それぞれ存在する。

　初めに、制御情報取得部３１は、接続している各端末装置２より通知される制御情報を取得し、そのうち、伝搬路情報に関連付けられた情報を伝搬路情報取得部３３に向けて出力する。伝搬路情報取得部３３では、制御情報取得部３１より入力された情報に基づき、各端末装置２から通知されたｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）を取得する。そして、ｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）に基づいて、式（２）で表される量子化伝搬路行列Ｈ_ＦＢ（ｋ，ｔ_１）を算出する。

　ただし、既に説明したように、本実施形態の説明では、ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）＝ｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）を仮定しているから、Ｈ_ＦＢ（ｋ，ｔ_１）＝Ｈ（ｋ，ｔ_１）となる。また、本実施形態においては、Ｎ_ｒ＝１が仮定されているため、Ｈ_ＦＢ（ｋ，ｔ_１）はＵ×Ｎ_ｔの行列となる。伝搬路情報取得部３３は、算出したＨ_ＦＢ（ｋ，ｔ_１）をプリコーディング部２７に向けて出力する。

　次いで、チャネル符号化部２１が各端末装置２宛ての送信データ系列に対してチャネル符号化を行なったのち、データ変調部２３が、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔ
ｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等のディジタルデータ変調を施す。データ変調部２３はデータ変調を施したデータ信号をマッピング部２５に入力する。

　マッピング部２５は、各データを指定された無線リソース（リソースエレメント、もしくは単にリソースとも呼ぶ）に配置するマッピング（スケジューリングもしくはリソースアロケーションとも呼ぶ）を行なう。ここでの無線リソースとは、周波数、時間、符号および空間を主に指す。使用される無線リソースは、端末装置２で観測される受信品質や、空間多重される端末同士の伝搬路の直交性等に基づいて決定される。本実施形態においては、使用される無線リソースは予め定められているものとし、基地局装置１と各端末装置２の双方で把握できているものとする。なお、マッピング部２５は、各端末装置２において伝搬路推定を行なうための既知参照信号系列の多重も行なう。

　各端末装置２宛ての参照信号については、受信した端末装置２において分離可能なように、それぞれが直交するように多重されるものとする。また、参照信号には、伝搬路推定用の参照信号であるＣＳＩ－ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｓｉｇｎａｌ（ＣＳＩ－ＲＳ）と復調用参照信号（固有参照信号とも呼ぶ）であるＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｓｉｇｎａｌ（ＤＭＲＳ）の２つの参照信号が多重されるものとするが、別の参照信号を更に多重する構成としても構わない。ＣＳＩ－ＲＳは、各端末装置２で観測されるＣＳＩを推定するためのものである。つまり、第ｕ端末装置２－ｕはＣＳＩ－ＲＳに基づいてｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）を推定する。一方、ＤＭＲＳは後述するプリコーディングの結果が反映された伝搬路情報を推定するためのものである。本発明において、マッピング部２５は、データ信号、ＤＭＲＳおよびＣＳＩ－ＲＳを、それぞれ異なる時間、周波数もしくは符号で送信するようにマッピングするものとする。また、マッピング部２５はＣＳＩ－ＲＳを送信アンテナ間で直交するように配置する。また、マッピング部２５は、ＤＭＲＳを、端末装置間および関連付けられているデータストリーム間で直交するように配置する。マッピング部２５は、マッピングしたデータ情報等を、それぞれ対応するサブキャリアのプリコーディング部２７に入力する。

　図３は、本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部２７の装置構成の一例を示すブロック図である。図３に示すように、プリコーディング部２７は、スイッチ部２７－１と線形フィルタ生成部２７－２と、ＴＨＰ部２７－４と送信データ信号生成部２７－５と送信ＤＭＲＳ生成部２７－６と送信信号生成部２７－７とを含んで構成されている。なお、以下では、プリコーディング部２７に入力される信号のうち、データ信号と、ＤＭＲＳに対する信号処理についてのみ説明を行なう。ＣＳＩ－ＲＳについては、プリコーディング部において、伝搬路情報に基づくプリコーディング処理は施されず、送信電力制御のみが行なわれる事になるため、その説明は省略する。

　プリコーディング部２７に入力された信号は、はじめにスイッチ部２７－１において、データ信号とＤＭＲＳとに分けられる。次いで、線形フィルタ生成部２７－２は、伝搬路情報取得部３３から入力される伝搬路情報Ｈ_ＦＢ（ｋ，ｔ_１）に基づいて線形フィルタＷ（ｋ，ｔ_１）を生成する。なお、以下の説明では、Ｈ_ＦＢ（ｋ，ｔ_１）＝Ｈ（ｋ，ｔ_１）であるものとするとともに、データ信号とＤＭＲＳが送信されている無線リソースの伝搬路には十分に高い相関があるものとし、時間および周波数インデックスは省略して記述するものとする。また、実際の伝搬路には時間選択性が存在するため、基地局装置１がプリコーディングを行なっても、ＩＵＩは完全には除去できないが、本実施形態の方法自体は残留ＩＵＩの大きさには依存しないため、以下では、この影響は無視して説明を行なう。

　本実施形態において、プリコーディング部２７が施すプリコーディングは送信データ信号と各端末装置２の受信データ信号との平均二乗誤差を最小とするＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　ｍｅａｎ　ｓｑｕａｒｅ　ｅｒｒｏｒ）規範に基づくＴＨＰを仮定するが、他の規範のＴＨＰ（例えばＩＵＩを最小化するＺｅｒｏ－ｆｏｒｃｉｎｇ規範）も本実施形態には含まれる。ＭＭＳＥ－ＴＨＰで用いられる線形フィルタは、基本的には、伝搬路行列を下三角行列に変換するものである。線形フィルタの生成方法にはいくつかの方法があるが、本実施形態では、ＱＲ分解に基づく方法を仮定する。

　ＱＲ分解に基づく方法では、Ｇ＝［Ｈ，αＩ］で与えられる拡大伝搬路行列Ｇを用いる。ここで、αは干渉制御項であり、例えば各端末装置２が観測する受信信号対干渉＋雑音電力比（ＳＩＮＲ）の逆数の平方根に設定すれば良い。線形フィルタ生成部２７－２はＧ^Ｈに対して、ＱＲ分解を施すことで、Ｇ^Ｈ＝ＱＲのようにＧ^Ｈを分解する。ここで、Ｑ＝［Ｑ_１１，Ｑ_１２；Ｑ_２１，Ｑ_２２］と表現することができ、Ｑ_１１、Ｑ_１２、Ｑ_２１およびＱ_２２はそれぞれＵ行Ｕ列の行列となる。以下では、Ｑ_１１＝Ｑ_Ｌと表す。また、Ｒ＝［Ｒ_Ｌ；０_Ｕ］と表現でき、Ｒ_ＬはＵ行Ｕ列の下三角行列である。以下では、Ｒ_Ｌのエルミート転置行列をＬ_Ｌとする。すなわち、Ｌ_ＬはＵ行Ｕ列の下三角行列である。

　従来のＭＭＳＥ－ＴＨＰでは、Ｗ＝Ｑ_Ｌ｛ｄｉａｇ（ＨＱ_Ｌ）｝^－１が線形フィルタであるものとしている。つまり、この線形フィルタは拡大伝搬路行列Ｇを下三角行列に変換するフィルタであるが、実際の伝搬路行列であるＨをＭＭＳＥ規範で下三角行列とするフィルタにもなる。ここで、｛ｄｉａｇ（ＨＱ_Ｌ）｝^－１は、各端末装置２のデータ信号に対する受信ＳＩＮＲを一定にするための電力配分制御項であり、プリコーディングの手法によっては乗算しなくても構わない。

　本実施形態においては、線形フィルタ生成部２７－２はデータ信号に対する線形フィルタＷ_ｄとしてＷ_ｄ＝Ｑ_Ｌ｛ｄｉａｇ（Ｌ_Ｌ）｝^－１を算出する。従来方式とは異なり、線形フィルタ生成部２７－２は（ＨＱ_Ｌ）ではなく、Ｌ_Ｌを用いて、電力配分制御項を算出する。なお、Ｌ_ＬはＨ_Ｌに対するＬＱ分解に基づいて求めても良い。

　また、従来方式においては、データ信号に用いる線形フィルタ（これを第１の線形フィルタとも呼ぶ）と、後述するＤＭＲＳに乗算する線形フィルタ（これを第２の線形フィルタとも呼ぶ）は同一であるものとしていた。そして、従来方式においては、ＤＭＲＳにもＷ_ｄが用いられていたが、本実施形態においては、データ信号とＤＭＲＳとで、違う線形フィルタを用いるものとする。

　具体的には、線形フィルタ生成部２７－２はＤＭＲＳに対する線形フィルタＷ_ｐはＷ_ｐ＝Ｑ_Ｌ｛ｄｉａｇ（ＨＷ_ｄ）｝^－１とする。ＨＷ_ｄの対角成分は各端末装置２の受信信号に含まれる所望信号の振幅情報に関連付けられた情報である。以下では、｛ｄｉａｇ（ＨＷ_ｄ）｝^－１を第１の対角行列とも呼ぶ。線形フィルタ生成部２７－２はＷ_ｐを送信ＤＭＲＳ生成部２７－６に向けて出力する一方で、Ｗ_ｄをＴＨＰ部２７－４および送信データ信号生成部２７－５に向けて出力する。

　次いで、ＴＨＰ部２７－４における信号処理について説明する。ＴＨＰ部２７－４では、マッピング部２５より入力される信号のうち、データ信号が入力され、各端末装置２が受信する受信信号に含まれているユーザ間干渉（ＩＵＩ）の一部を抑圧する干渉抑圧が行なわれる。以下では、基地局装置１には図１に示されているように、端末装置２－１～２－４が接続されているものとし、ＴＨＰ部２７－４には各端末装置２宛のデータ信号で構成される送信データベクトルｄ＝［ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４］^Ｔが入力されているものとする。

　ＴＨＰ部２７－４が、入力されたデータ信号ｄに対して、線形フィルタ生成部２７－２より入力される線形フィルタＷ_ｄを乗算して、各端末装置２に向けて送信することを考える。第ｕ端末装置２－ｕの受信信号をｒ_ｕとした場合、システム全体の受信信号ベクトルｒ＝［ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，ｒ_４］^Ｔはｒ＝ＨＷ_ｄｄで与えられる。なお、実際の送信信号ベクトルには後述する電力正規化が行なわれるとともに、受信信号には雑音が印加されるが、ここでは省略している。各端末装置２の受信信号には、自装置宛の所望信号に加えて、ＩＵＩも含まれている。例えば、第２端末装置２－２の受信信号は式（３）で与えられる。

　ここで、Ｗ_ｄ＝［ｗ_ｄ，１，ｗ_ｄ，２，ｗ_ｄ，３，ｗ_ｄ，４］であり、ｗ_ｄ，ｕが第ｕ端末装置２－ｕ宛てのデータ信号に乗算されるＮ_ｔ行１列の固有線形フィルタである。式（３）の右辺の第２項および第３項がＩＵＩとなる。ここで、Ｗ_ｄはＭＭＳＥ規範に基づいて伝搬路行列Ｈを下三角行列に変換するフィルタであることから、第３項のＩＵＩ、すなわち、第３端末装置２－３および第４端末装置２－４宛てのデータ信号に起因するＩＵＩは十分に抑圧されている一方で、第１端末装置２－１宛てのデータ信号に起因するＩＵＩは全く抑圧されていないことになる。

　そこで、ＴＨＰ部２７－４はＷ_ｄによって抑圧されないＩＵＩを予め抑圧する干渉抑圧処理を各端末装置２宛てのデータ信号に対して施す。はじめに従来のＭＭＳＥ－ＴＨＰにおける信号処理について説明する。例えば、第２端末装置２－２宛の干渉抑圧後の信号（送信符号と呼ぶ）をｘ_２としたとき、ｘ_２は式（４）で与えられる。

　式（４）で与えられる送信符号を基地局装置１が第２端末装置２－２に送信すれば、第２端末装置２－２には第１端末装置２－１宛ての送信信号に起因して発生するＩＵＩが受信されないことになる。しかし、伝搬路情報Ｈの状態によっては、ｘ_２の大きさがｄ_２よりも遥かに大きくなってしまい、膨大な送信電力を必要としてしまう可能性がある。そこで、ＴＨＰ部２７－４ではｘ_２に対してｍｏｄｕｌｏ演算と呼ばれる非線形信号処理を行う。なお、ｍｏｄｕｌｏ演算は以下で説明する本実施形態のＴＨＰ部２７－４でも行なわれる。

　ｍｏｄｕｌｏ演算Ｍｏｄ_２δ（ｘ）は、ある入力信号ｘに対して、その出力の実部と虚部がそれぞれ-δ以上かつδ未満に収まるようにするものである。ここでδはｍｏｄｕｌｏ幅と呼ばれ、入力される信号の変調方式等に応じて設定される。例えばＱＰＳＫ変調信号が入力される場合には、２δ＝２×２^１／２と設定される。なお、２δのことを摂動ベクトルの基本単位とも呼ぶこととする。実際に、式（４）で表される信号ｘ_２にｍｏｄｕｌｏ演算を施した場合、その出力は式（５）で与えられる。

　ここで、ｚ_２はガウス整数であり、式（５）の第２式で与えられるｚ_２をもちいることで、第１式の右辺の実部と虚部がそれぞれ-δより大きく、かつδ以下に収まる。このｚ_２、もしくは２δｚ_２のことを本発明においては、摂動項と呼ぶこととする。ｍｏｄｕｌｏ演算を施すことにより、伝搬路情報Ｈの状態に依らず、ｘ_２の大きさを常に一定とすることが出来る。このように算出されたｘ_２（ｍｏｄｕｌｏ演算も含む）が第２端末装置２－２宛の送信符号となる。

　以下、同様にして、ＴＨＰ部２７－４は第３端末装置２－３および第４端末装置２－４宛てのデータ信号に対して、干渉抑圧とｍｏｄｕｌｏ演算を行なっていく。なお、第１端末装置２－１に受信されるＩＵＩについては、全て線形フィルタＷ_ｄによって抑圧されているから、ＴＨＰ部２７－４はｄ_１に対しては特に信号処理は行なわない（すなわち、ｘ_１＝ｄ_１）。上述した逐次的な信号処理により求められる摂動項を纏めたベクトルｚ＝［ｚ_１，ｚ_２，ｚ_３，ｚ_４］^Ｔを、本実施形態において摂動ベクトルと呼ぶこととする。摂動ベクトルｚを用いると、送信符号ベクトルｘ＝［ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４］^Ｔはｘ＝（Ｉ－Ｆ）^－１（ｄ＋２δｚ）で与えられる。ここで、Ｆはフィードバックフィルタである。つまり、ＴＨＰ部２７－４で行なわれる干渉抑圧処理は、データ信号とフィードバックフィルタＦに基づいて行なわれる事になる。Ｆは従来のＭＭＳＥ－ＴＨＰでは、Ｉ―（ｄｉａｇ（ＨＷ_ｄ））^－１ＨＷ_ｄの下三角行列部分で与えられる。

　従来のＭＭＳＥ－ＴＨＰでは、算出された線形フィルタＷ_ｄに基づいて、フィードバックフィルタＦを算出してＴＨＰ処理を行なう。この場合、線形フィルタＷ_ｄによる干渉抑圧とＴＨＰによる干渉抑圧がともにＭＭＳＥ規範となるため、平均的に良好な伝送特性を実現できる。ところで、受信側でｍｏｄｕｌｏ演算を施す非線形プリコーディングでは、ｍｏｄｕｌｏ損失と呼ばれる伝送特性劣化が発生する。ｍｏｄｕｌｏ損失は、特に低受信信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）環境下において、影響が顕著に表れる。そのため、ｍｏｄｕｌｏ損失の影響を抑圧するためには、ＭＭＳＥ規範では無く、受信ＳＮＲを最大とするＭＲＣ規範に近いプリコーディングを基地局装置１が施した方が有効な場合がある。

　そこで、本実施形態において、ＴＨＰ部２７－４は、ＴＨＰで必要となるフィードバックフィルタとして、拡大伝搬路行列Ｇに対するＱＲ分解に基づいて算出される下三角行列Ｌ_Ｌの対角成分を除いた下三角行列部分を用いるものとする。つまり、本実施形態における線形フィルタ生成部２７－２はＦ＝Ｉ―（ｄｉａｇ（Ｌ_Ｌ））^－１Ｌ_Ｌで与えられるフィードバックフィルタを生成し、ＴＨＰ部２７－４は、このＦに基づいてＴＨＰによる干渉抑圧を行なう。なお、線形フィルタ生成部２７－２はＬ_Ｌの対角成分を含まない下三角行列成分のみに基づいてＦを算出しても構わない。

　本実施形態の方法によれば、ＴＨＰ部２７－４が把握するＩＵＩと実際に各端末装置２で観測されるＩＵＩとの間に誤差が生ずることになる。このことは、受信ＳＩＮＲを劣化させることを意味している。一方で、各端末装置２の受信信号における所望信号の振幅はＬ_Ｌの対角成分で与えられるものとして信号処理を行なうことになるため、従来のＭＭＳＥ－ＴＨＰと比較して、受信信号対雑音電力比（ＳＮＲ）を改善させることが可能となる。よって、低ＳＮＲ環境下においては、本実施形態における方法の方が良好な伝送特性となる。なお、本実施形態のＴＨＰ部２７－４における信号処理はフィードバックフィルタの形状が異なること以外は従来のＴＨＰと同様である。ＴＨＰ部２７－４は算出された送信符号ベクトルｘを送信データ信号生成部２７－５に向けて出力する。

　送信データ信号生成部２７－５はＴＨＰ部２７－４より入力される送信符号ベクトルｘに線形フィルタ生成部２７－２より入力される線形フィルタＷ_ｄを乗算することで送信データ信号ベクトルｓ_ｄを生成する。このとき、送信電力を一定とするための電力正規化も行なわれる。本実施形態においては、送信データ信号生成部２７－５は電力正規化項βを送信データ信号ベクトルｓ_ｄに乗算することで電力正規化を行なう。送信データ信号ベクトルｓ_ｄは式（６）で与えられる。

　ここで、Ｐ_ｘは送信符号ベクトルの共分散行列である。送信データ信号生成部２７－５はｓ_ｄを送信信号生成部２７－７に向けて出力するとともに、算出された電力正規項βを送信ＤＭＲＳ生成部２７－６に向けて出力する。

　次いで、送信ＤＭＲＳ生成部２７－６における信号処理について説明する。送信ＤＭＲＳ生成部２７－６にはマッピング部２５より入力される信号のうち、ＤＭＲＳが入力される。ここで、基地局装置１は各端末装置２宛てのＤＭＲＳを、連続する無線リソースにおいて各端末装置２に順番に送信するものとする。第ｕ端末装置２－ｕ宛のＤＭＲＳをｐ_ｕとしたとき、送信ＤＭＲＳ生成部２７－６が算出する第ｕ端末装置２－ｕ宛の送信ＤＭＲＳであるｓ_ｐ，ｕはｓ_ｐ，ｕ＝μβｗ_ｐ，ｕｐ_ｕで与えられる。なお、ｓ_ｐ＝［ｓ_ｐ，１，ｓ_ｐ，２，ｓ_ｐ，３，ｓ_ｐ，４］^Ｔ、Ｗ_ｐ＝［ｗ_ｐ，１，ｗ_ｐ，２，ｗ_ｐ，３，ｗ_ｐ，４］である。Ｗ_ｐは線形フィルタ生成部２７－２より入力され、電力正規化項βは送信データ信号生成部２７－５より入力される。μは、ＤＭＲＳの電力調整項であり、任意の実数で与えられるが、基本的には基地局装置１と各端末装置２との間で共有されている必要がある。以下では、μ＝１として説明を行なう。送信ＤＭＲＳ生成部２７－６は算出したｓ_ｐを送信信号生成部２７－７に向けて送信する。

　送信信号生成部２７－７は、送信データ信号生成部２７－５および送信ＤＭＲＳ生成部２７－６よりそれぞれ入力された送信信号ベクトルｓ_ｄおよびｓ_ｐに適切な送信電力を与えたのち、アンテナ部２９に向けて出力する。なお、送信電力は、後述するアンテナ部２９の無線送信部２９－３において調整するように制御しても良い。

　図４は本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部２７における信号処理の一例を説明するフローチャートである。初めに、スイッチ部２７－１は、マッピング部から入力される信号をデータ信号とＤＭＲＳに分ける（ステップＳ２０１）。次いで、線形フィルタ生成部２７－２は伝搬路情報取得部３３から入力される伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタＷ_ｄと第２の線形フィルタＷ_ｐとフィードバックフィルタＦを算出する（ステップＳ２０２）。次いで、ＴＨＰ部２７－４はフィードバックフィルタＦに基づいて、データ信号に対して、干渉抑圧とｍｏｄｕｌｏ演算を施し、送信符号ベクトルｘを算出する（ステップＳ２０３）。次いで、送信データ信号生成部２７－５は送信符号ベクトルｘと第１の線形フィルタＷ_ｄに基づき、電力正規化係数βと送信データ信号ベクトルｓ_ｄを算出する（ステップＳ２０４）。次いで、送信ＤＭＲＳ生成部２７－６は、ＤＭＲＳと第２の線形フィルタＷ_ｐと電力正規化係数βと電力調整項に基づいて、送信ＤＭＲＳであるｓ_ｐを算出する（ステップＳ２０５）。最後に、送信信号生成部２７－７がｓ_ｄとｓ_ｐの送信電力を調整し、アンテナ部２９に向けて出力する（ステップＳ２０６）。

　以上の説明では、プリコーディング部２７が施すプリコーディング処理は、サブキャリア毎に行なうことを前提としているが、複数のサブキャリアおよびＯＦＤＭ信号からなるサブバンド毎に、プリコーディング部２７はプリコーディング処理を施しても良い。例えは、線形フィルタ生成部２７－２は、第１および第２の線形フィルタとフィードバックフィルタを、サブバンド毎にそれぞれ一つずつ算出し、サブバンド内の各サブキャリアに対して適用するように制御しても良い。

　また、送信データ信号生成部２７－５は、サブバンド毎に送信電力が一定となるように、電力正規化係数βを求めるように制御しても良い。

　また、プリコーディング部２７は、伝搬路情報取得部３３より入力される伝搬路情報（伝搬路行列）に対して、予め予備処理を施してから、一連の信号処理を行なうようにしても良い。予備処理として、例えば、伝搬路行列に対するオーダリング（順序入れ替え）技術や格子基底縮小技術が考えられる。伝搬路行列に対して予備処理が行なわれる場合、プリコーディング部２７は、それに準じた処理をマッピング部より入力されるデータ信号と復調用参照信号にも施すことになる。例えば、オーダリングが伝搬路行列に施される場合、同じオーダリング処理が、データ信号および復調用参照信号（復調用参照信号については行なわなくても構わない）にも行なわれることになる。

　図５は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ部２９の装置構成の一例を示すブロック図である。図５に示すように、アンテナ部２９は、ＩＦＦＴ部２９－１と、ＧＩ挿入部２９－２と、無線送信部２９－３と、無線受信部２９－４と、アンテナ２９－５とを含んで構成されている。各アンテナ部２９では、初めに、ＩＦＦＴ部２９－１が、対応するプリコーディング部２７より出力される信号に対して、Ｎ_ｃポイントの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）、もしくは逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用し、Ｎ_ｃサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号を生成し、ＧＩ挿入部２９－２に入力する。ここでは、サブキャリア数とＩＦＦＴのポイント数は同じものとして説明しているが、周波数領域にガードバンドを設定する場合、ポイント数はサブキャリア数よりも大きくなる。ＧＩ挿入部２９－２は入力されたＯＦＤＭ信号にガードインターバルを付与したのち、無線送信部２９－３に入力する。無線送信部２９－３は、入力されたベースバンド帯の送信信号を無線周波数（ＲＦ）帯の送信信号に変換し、アンテナ２９－５に入力する。アンテナ２９－５は入力されたＲＦ帯の送信信号を送信する。

　一方、無線受信部２９－４には、各端末装置２から基地局装置１に送信された信号が入力されることになる。無線受信部２９－４では、受信された信号から、各端末装置２からの送信信号を復調する処理が行なわれ、そのうち、制御情報に関連する信号が、制御情報取得部３１に向けて出力されることになる。

　［１．２．端末装置２］
　図６は、本発明の第１の実施形態に係る端末装置２の一構成例を示すブロック図である。図６に示すように、端末装置２は端末アンテナ部５１と、伝搬路推定部５３と、フィードバック情報生成部５５と、チャネル等化部５７と、デマッピング部５９とデータ復調部６１と、チャネル復号部６３と、を含んで構成されている。そのうち、端末アンテナ部５１は受信アンテナ数Ｎ_ｒだけ存在する。ただし、以下の説明では、受信アンテナ数はＮ_ｒ＝１であるものとする。

　図７は、本発明の第１の実施形態に係る端末アンテナ部５１の一構成例を示すブロック図である。図７に示すように、端末アンテナ部５１は、無線受信部５１－１と、無線送信部５１－２と、ＧＩ除去部５１－３と、ＦＦＴ部５１－４と、参照信号分離部５１－５と、アンテナ５１－６と、を含んで構成されている。基地局装置１より送信された送信信号は、はじめに端末アンテナ部５１のアンテナ５１－６で受信されたのち、無線受信部５１－１に入力される。無線受信部５１－１は、入力された信号をベースバンド帯の信号に変換し、ＧＩ除去部５１－３に入力する。ＧＩ除去部５１－３は、入力された信号からガードインターバルを取り除き、ＦＦＴ部５１－４に入力する。ＦＦＴ部５１－４は、入力された信号に対してＮ_ｃポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）もしくは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を適用し、Ｎ_ｃ個のサブキャリア成分に変換したのち、参照信号分離部５１－５に入力する。参照信号分離部５１－５は、入力された信号を、データ信号成分とＣＳＩ－ＲＳ成分と、ＤＭＲＳ成分とに分離する。参照信号分離部５１－５は、データ信号成分については、チャネル等化部５７に入力し、ＣＳＩ－ＲＳとＤＭＲＳについては、伝搬路推定部５３に入力する。以下で説明する信号処理は基本的にはサブキャリア毎に行なわれることになる。

　伝搬路推定部５３は、入力された既知参照信号であるＣＳＩ－ＲＳおよびＤＭＲＳに基づいて伝搬路推定を行なう。はじめにＣＳＩ－ＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。

　ＣＳＩ－ＲＳは、プリコーディングを適用されずに送信されているため、式（１）で表されている伝搬路行列Ｈ（ｋ，ｔ_１）のうち、第ｕ端末装置２－ｕに対応する行列ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）を推定することが可能である。通常、ＣＳＩ－ＲＳは無線リソースに対して周期的に多重されるため、全てのサブキャリアの伝搬路情報を直接推定することはできない。しかし、標本化定理を満たすような時間間隔、および周波数間隔でＣＳＩ－ＲＳが送信されれば、端末装置２は、適切な補間により全サブキャリアの伝搬路情報を推定することができる。具体的な伝搬路推定方法については、特に限定しないが、例えば二次元ＭＭＳＥ伝搬路推定を用いれば良い。

　第ｕ端末装置２－ｕの伝搬路推定部５３はＣＳＩ－ＲＳに基づいて推定した伝搬路情報ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）をフィードバック情報生成部５５に入力する。フィードバック情報生成部５５は、入力された伝搬路情報と各端末装置２がフィードバックする伝搬路情報形式に応じて、基地局装置１にフィードバックする情報、すなわち、ｈ_ＦＢ，ｕ（ｋ，ｔ_１）を生成する。本発明においては、伝搬路情報形式については何かに限定されるものではない。例えば、推定された伝搬路情報ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）の各要素に対して、有限ビット数にて量子化を行ない、その量子化情報をフィードバックする方法が考えられる。また、基地局装置１との間で予め取り決めておいたコードブックに基づいてフィードバックを行なっても良い。

　また、ｈ_ｕ（ｋ，ｔ_１）を直接量子化するのではなく、何らかの信号変換を施したのちに、量子化を行なっても良い。信号変換として、例えば、特異値分解を施す方法が考えられる。この場合、フィードバック情報生成部５５は、特異値分解によって得られた固有ベクトル、もしくは固有ベクトルと特異値の両方を量子化することで、基地局装置１に通知する情報を生成する。

　次いで、伝搬路推定部５３は、ＤＭＲＳに基づいて伝搬路推定を行なうが、このことについては後述するものとし、先にチャネル等化部５７における信号処理について説明する。チャネル等化部５７に入力される第ｕ端末装置２－ｕで受信される受信信号ｒ_ｕは式（７）で与えられる。

　ここで、Ｐ_ｒはパスロス等の長区間変動成分も加味した平均受信電力であり、η_ｕは第ｕ端末装置２－ｕに印加される雑音である。式（７）の第２式は、基地局装置１における非線形プリコーディングによりＩＵＩが理想的に抑圧されていることを仮定している。基地局装置１が非線形プリコーディングを施している場合、受信側においてｍｏｄｕｌｏ演算が必要であることは既に述べた。本実施形態において伝搬路推定部５３が推定すべきｍｏｄｕｌｏ幅は（２Ｐ_ｒ）^１／２β２δであり、ｈ_ｕｗ_ｄ，ｕは含まれない。このｍｏｄｕｌｏ幅は、伝搬路推定部５３におけるＤＭＲＳに基づいた伝搬路推定によって推定することができる。

　伝搬路推定部５３におけるＤＭＲＳに基づいた伝搬路推定について説明する。今第ｕ端末装置２－ｕに受信されているＤＭＲＳｒ_ｐ，ｕは式（８）で与えられる。

　伝搬路推定部５３はｒ_ｐ，ｕに対して、既知の参照信号であるｐ_ｕによる逆変調を行なう。雑音の影響が無視できる場合、逆変調出力はｒ_ｐ，ｕ／ｐ_ｕ＝（２Ｐ_ｒ）^１／２βとなり、２δは基地局装置１と端末装置２との間で共有されている値であるから、端末装置２は所望のｍｏｄｕｌｏ幅を得ることが出来る。

　一方、従来技術のように基地局装置１がＤＭＲＳに対してデータ信号と同じ線形フィルタＷ_ｄを乗算した場合を考えてみる。このとき、受信信号ｒ_ｐ，ｕは式（９）で与えられる。

　このｒ_ｐ，ｕに対して、伝搬路推定部５３がｐ_ｕに基づく逆変調を施した場合、その出力は、（２Ｐ_ｒ）^１／２βｈ_ｕｗ_ｄ，ｕとなる。このことは、端末装置２は、ｍｏｄｕｌｏ幅を（２Ｐ_ｒ）^１／２βｈ_ｕｗ_ｄ，ｕ２δと推定することを意味しており、その推定値は所望のｍｏｄｕｌｏ幅と一致していないことが分かる。もし、端末装置２が所望の値とは異なるｍｏｄｕｌｏ幅を推定した場合、ｍｏｄｕｌｏ演算結果には大きな誤差が生じてしまい、伝送特性も大幅に劣化してしまう。本実施形態が対象としたように、ＤＭＲＳとデータ信号とで異なる線形フィルタを用いることで、そのような伝送特性の劣化を回避することが可能となる。

　伝搬路推定部５３は上述した方法に基づき求めた逆変調出力を伝搬路推定値としてチャネル等化部５７に向けて出力する。なお、以上の説明では、伝搬路推定方法は単純な逆変調に基づくものとしているが、本実施形態において伝搬路推定部５３がＤＭＲＳに対して施す伝搬路推定方法は何かに限定されるものではなく、ＣＳＩ－ＲＳに対する伝搬路推定方法と同様に、他の伝搬路推定方法に基づいて伝搬路推定値を求めても構わない。

　チャネル等化部５７は受信信号ｒ_ｕに対して、伝搬路推定部５３より入力される伝搬路推定値に基づいてチャネル等化を施す。例えば、端末アンテナ部より入力された受信信号ｒ_ｕを、伝搬路推定部５３より入力された伝搬路推定値で除算すれば良い。チャネル等化部５７はチャネル等化後の受信信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ幅２δのｍｏｄｕｌｏ演算を施したのち、デマッピング部５９に向けて出力する。

　デマッピング部５９においては、端末装置２は、自装置宛ての送信データの送信に使われている無線リソースより、自装置宛ての送信データを抽出する。なお、参照信号分離部５１－５の出力を、先にデマッピング部５９に入力し、自装置に該当する無線リソース成分のみをチャネル等化部５７に入力するような構成としても良い。デマッピング部５９の出力は、その後、データ復調部６１に入力されてデータ復調が行なわれ、データ復調結果は、チャネル復号部６３に入力されてチャネル復号が行なわれる。

　なお、チャネル復号部６３が行なうチャネル復号の方法によっては、摂動項が加算された信号を用いて直接復号することも可能である。この場合、チャネル等化部５７ではｍｏｄｕｌｏ演算を行なわなくても構わない。

　本実施形態においては、ＯＦＤＭ信号伝送を仮定し、プリコーディングはサブキャリア毎に行なうことを仮定したが、伝送方式（もしくはアクセス方式）やプリコーディングの適用単位に制限は無い。例えば、複数サブキャリアを一纏めとしたリソースブロック毎にプリコーディングが行なわれた場合も本実施形態は適用可能であり、同様に、シングルキャリアベースのアクセス方式（例えばシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ－ＦＤＭＡ）方式など）にも適用することが可能である。

　本実施形態においては、各端末装置２が備える受信アンテナ数Ｎ_ｒは１、送信ランク数Ｌは１としていたが、受信アンテナ数および送信ランク数Ｌが複数であった場合も本実施形態には含まれる。この場合、各端末装置２は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、見掛け上のＭＩＭＯチャネルを推定し、得られたＭＩＭＯチャネル推定値に基づいて、受信信号に対して、空間分離処理を施せば良い。このとき、各端末装置２は自装置宛の復調用参照信号のみを用いる場合と、他装置宛の復調用参照信号も用いる場合が考えられるが、本実施形態にはいずれの場合も含まれる。

　以上、説明してきた方法により、端末装置２は復調用参照信号に基づいて高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できるとともに、低ＳＮＲ環境下において、従来のＭＭＳＥ－ＴＨＰと比較して良好な伝送特性を実現できる非線形ＭＵ－ＭＩＭＯ伝送を実現することが出来る。

　［２．第２の実施形態］
　第１の実施形態においては、基地局装置１が行なう非線形プリコーディングはＭＭＳＥ－ＴＨＰであるものとした。第２の実施形態においては、非線形プリコーディングとしてＭＭＳＥ－ＶＰを基地局装置１が行なう場合を対象とする。

　［２．１．基地局装置１］
　本発明の第２の実施形態に係る基地局装置１の一構成例は図２と同様である。ただし、プリコーディング部２７は、プリコーディング部３５に置き換わる構成となる。置き換わるプリコーディング部３５以外の各構成装置における信号処理は第１の実施形態と同様であるから説明は省略し、以下では、プリコーディング部３５における信号処理について説明を行なう。

　図８は、本発明の第２の実施形態に係るプリコーディング部３５の装置構成の一例を示すブロック図である。図８に示すように、プリコーディング部３５は、スイッチ部３５－１と線形フィルタ生成部３５－２と、摂動ベクトル探索部３５－３と送信データ信号生成部３５－５と送信ＤＭＲＳ生成部３５－６と送信信号生成部３５－７とを含んで構成されている。なお、スイッチ部３５－１と送信ＤＭＲＳ生成部３５－６と送信信号生成部３５－７の信号処理は、それぞれ、第１の実施形態における図３のプリコーディング部２７のスイッチ部２７－１と送信ＤＭＲＳ生成部２７－６と送信信号生成部２７－７と同様であるから、説明は省略する。

　線形フィルタ生成部３５－２では線形フィルタを算出する。第１の実施形態においては、線形フィルタ生成部２７－２が生成した線形フィルタＷ_ｄおよびＷ_ｐはいずれも伝搬路行列ＨをＭＭＳＥ規範に基づいて下三角行列に変換するフィルタであり、各端末装置２が受信するＩＵＩのうちの一部を抑圧できるものであった。本実施形態において線形フィルタ生成部３５－２が算出する線形フィルタは、各端末装置２が受信するＩＵＩを全て抑圧するものとなる。本実施形態においては、ＭＭＳＥ規範に基づいた線形フィルタを用いるものとする。線形フィルタ生成部３５－２が生成するデータ信号に乗算する線形フィルタＷ_ｄは式（１０）で与えられる。

　従来のＭＭＳＥ－ＶＰでは、ＤＭＲＳに乗算する線形フィルタＷ_ｐもＷ_ｄと同じものを用いるものとしている。本実施形態においては、第１の実施形態と同様に、データ信号に乗算する線形フィルタとＤＭＲＳに乗算する線形フィルタを異なるものとする。本実施形態において線形フィルタ生成部３５－２が生成する、ＤＭＲＳに乗算する線形フィルタＷ_ｐは式（１１）で与えられる。

　線形フィルタ生成部３５－２はＷ_ｄを摂動ベクトル探索部３５－３と送信データ信号生成部３５－５に入力し、Ｗ_ｐを送信ＤＭＲＳ生成部３５－６に入力する。

　摂動ベクトル探索部３５－３では、データ信号ｄに加算する摂動ベクトルｚを探索する。第１の実施形態が対象としたＭＭＳＥ－ＴＨＰでは、摂動ベクトルｚはｍｏｄｕｌｏ演算を用いて求めていた。本実施形態が対象とするＭＭＳＥ－ＶＰでは、摂動ベクトルはｍｏｄｕｌｏ演算ではなく、式（１２）で与えられる最小化問題を解くことで探索する。

　式（１２）は、所望の摂動ベクトルは、線形フィルタ乗算後の送信信号の送信電力を最小化するものであることを示唆している。しかし、摂動ベクトルを構成する摂動項は任意のガウス整数で与えられるから、全ての組み合わせを調べるのは現実的では無い。そこで従来のＭＭＳＥ－ＶＰに関する検討でも、Ｓｐｈｅｒｅ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ等の演算量削減技術を用いることを前提としている。

　本実施形態の方法は、摂動ベクトルの探索方法には影響を受けないため、本実施形態において、摂動ベクトルの探索方法は何かに限定されるものではない。また、送信電力を最小とする規範でなくても構わない。例えば、摂動ベクトル探索部３５－３は送信電力最小規範ではなく、平均二乗誤差最小規範や与干渉電力最小規範、もしくは送信対与干渉＋雑音電力比（ＳＬＮＲ）最大規範に基づいて摂動ベクトルの探索を行なっても良いし、格子基底縮小技術に基づいて摂動ベクトルを探索してもよい。また、極端なことをいえば、摂動ベクトル探索部３５－３がランダムに摂動ベクトルを選択した場合も、本実施形態には含まれる。以下では、何かしらの規範と探索方法に基づき摂動ベクトル探索部３５－３は摂動ベクトルｚを探索し、送信データ信号生成部３５－５に向けて出力したものとする。

　送信データ信号生成部３５－５では、スイッチ部３５－１から入力されるデータ信号ベクトルｄと、線形フィルタ生成部３５－２から入力される線形フィルタＷ_ｄと、摂動ベクトル探索部３５－３から入力される摂動ベクトルｚに基づいて、送信データ信号ベクトルｓ_ｄを生成する。ｓ_ｄは式（１３）で与えられる。

　送信データ信号生成部３５－５は、算出した送信データ信号ベクトルｓ_ｄを送信信号生成部３５－７に向けて出力する一方で、電力正規化項βを送信ＤＭＲＳ生成部３５－６に向けて出力する。

　図９は本発明の第２の実施形態に係るプリコーディング部３５における信号処理の一例を説明するフローチャートである。初めに、スイッチ部３５－１は、マッピング部２５から入力される信号を、データ信号とＤＭＲＳに分ける（ステップＳ３０１）。次いで、線形フィルタ生成部３５－２は伝搬路情報取得部３３から入力される伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタＷ_ｄと第２の線形フィルタＷ_ｐを算出する（ステップＳ３０２）。次いで、摂動ベクトル探索部３５－３は、データ信号と、第１の線形フィルタに基づいて、摂動ベクトルｚを探索する（ステップＳ３０３）。次いで、送信データ信号生成部３５－５はデータ信号と、第１の線形フィルタと、摂動ベクトルに基づき、電力正規化係数βと送信データ信号ベクトルｓ_ｄを算出する（ステップＳ３０４）。次いで、送信ＤＭＲＳ生成部３５－６は、ＤＭＲＳと第２の線形フィルタＷ_ｐと電力正規化係数βと電力調整項に基づいて、送信ＤＭＲＳであるｓ_ｐを算出する（ステップＳ３０５）。最後に、送信信号生成部３５－７がｓ_ｄとｓ_ｐの送信電力を調整し、アンテナ部２９に向けて出力する（ステップＳ３０６）。

　以上が本実施形態に係るプリコーディング部３５における信号処理の説明となる。基地局装置１の他の構成装置における信号処理は第１の実施形態と同様であるから説明は省略する。

　［２．２．端末装置２］
　本実施形態における端末装置２の装置構成は第１の実施形態と同様である。他の構成装置における信号処理も同様であるから説明は省略する。

　以上、本実施形態では、基地局装置１がプリコーディング方式として、ＭＭＳＥ－ＶＰを用いる場合を対象とした。第１の実施形態では、低ＳＮＲ環境下において本発明の方法が有効であったのに対して、本実施形態が対象としたＭＭＳＥ－ＶＰでは、ＳＮＲの値に依らず、従来方式よりも良好な伝送特性を実現することが可能であり、無線通信システムの周波数利用効率の改善に寄与できる。

　［３．第３の実施形態］
　第１および第２の実施形態では、基地局装置１に接続される端末装置２は全てｍｏｄｕｌｏ演算が可能であることを前提としていた。しかし、実際の無線通信システムにおいては、ｍｏｄｕｌｏ演算を行なわない端末装置３が混在する場合が考えられる。また、ｍｏｄｕｌｏ演算を前提とする非線形プリコーディング伝送では、ｍｏｄｕｌｏ損失と呼ばれる特有の伝送特性劣化要因が存在する。よって、伝搬路環境によっては、端末装置がｍｏｄｕｌｏ演算を必要としない送信信号を基地局装置が生成した方が、周波数利用効率が向上する場合がある。第３の実施形態では、ｍｏｄｕｌｏ演算を行なう端末装置２とｍｏｄｕｌｏ演算を行なわない端末装置３とが混在する場合を対象とする。

　図１０は、本発明の第３の実施形態に係る無線通信システムの概略の一例を示す図である。第３の実施形態においては、Ｎ_ｔ本の送信アンテナを有した基地局装置１ｂに対して、Ｎ_ｒ本の受信アンテナを有する端末装置２（図１０では端末装置２－１～２－２の２個）と、Ｎ_ｒ本の受信アンテナを有する端末装置３（図１０では端末装置３－１～３－２の２個）が複数接続する無線通信システムを対象とする。なお、送信ランク数等の無線パラメータについては、特別に断らない限り、第１の実施形態と同様であるものとする。端末装置２は第１および第２の実施形態で対象とした受信信号にｍｏｄｕｌｏ演算を行なう端末装置（非線形端末装置とも呼ぶ）であり、端末装置３が受信信号にｍｏｄｕｌｏ演算を行なわない端末装置（線形端末装置とも呼ぶ）となる。

　なお、第２の実施形態と同様に、基地局装置１ｂに接続している端末装置が全て、受信信号に対してｍｏｄｕｌｏ演算を行なえる端末装置であったとしても、一部の端末装置は受信信号に対してｍｏｄｕｌｏ演算を行なわないように、基地局装置１ｂが制御することが可能である。本実施形態は、このような場合も含む。
［３．１．基地局装置１ｂ］
　本発明の第３の実施形態に係る基地局装置１ｂの構成は図２と同様である。ただし、プリコーディング部２７は、プリコーディング部３７に置き換わる構成となる。置き換わるプリコーディング部３７以外の各構成装置における信号処理は第１の実施形態と同様であるから説明は省略し、以下では、プリコーディング部３７における信号処理について説明を行なう。

　図１１は、本発明の第３の実施形態に係るプリコーディング部３７の装置構成の一例を示すブロック図である。図１１に示すように、プリコーディング部３７は、スイッチ部３７－１と線形フィルタ生成部３７－２と、摂動ベクトル探索部３７－３と送信データ信号生成部３７－５と送信ＤＭＲＳ生成部３７－６と送信信号生成部３７－７とを含んで構成されている。なお、線形フィルタ生成部３７－２と摂動ベクトル探索部３７－３を除く各構成装置における信号処理は、第２の実施形態に係るプリコーディング部３５において、対応する構成装置（例えば、スイッチ部３７－１に対してはスイッチ部３５－１）における信号処理と同じであるため、説明は省略する。以下では、線形フィルタ生成部３７－２と摂動ベクトル探索部３７－３における信号処理について説明する。

　線形フィルタ生成部３７－２では伝搬路情報取得部３３より入力される伝搬路情報Ｈに基づき、データ信号に乗算する線形フィルタＷ_ｄとＤＭＲＳに乗算する線形フィルタＷ_ｐを算出する。以下では、第２の実施形態と同様に、プリコーディング部３７はＭＭＳＥ－ＶＰを各データ信号に施すことを考えるが、第１の実施形態が対象としたＭＭＳＥ－ＴＨＰ等の他の非線形プリコーディングも本実施形態には含まれる。ＭＭＳＥ－ＶＰにおける線形フィルタＷ_ｄは式（１０）で既に与えられている。

　次いで、Ｗ_ｐについて説明する。第２の実施形態においては、各端末装置２がＤＭＲＳに基づいて推定するｍｏｄｕｌｏ幅と、所望のｍｏｄｕｌｏ幅との誤差が小さくなるように、線形フィルタ生成部３５－２はＷ_ｄに対して補正を行なうことで、Ｗ_ｐを算出していた。しかし、本実施形態においては、基地局装置１ｂに接続している複数の端末装置の中に線形端末装置が含まれている。線形端末装置は、受信信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を施さないから、ｍｏｄｕｌｏ幅を推定する必要がない。そのため、本実施形態における線形フィルタ生成部３７－２は、線形端末装置宛のＤＭＲＳに乗算する線形フィルタについては、従来方式と同様に、データ信号に乗算する線形フィルタと同じものを用いることが出来る。

　基地局装置１ｂに接続している端末装置が４つであるものとし、そのうち、第１および第２端末装置が、線形端末装置である端末装置３－１および端末装置３－２であるものとし、第３および第４端末装置が、非線形端末装置である端末装置２－１および端末装置２－２であるものとする。データ信号に乗算する線形フィルタＷ_ｄはＮ_ｔ行４列の行列で表すことが可能であるから、Ｗ_ｄ＝［ｗ_ｄ，１，ｗ_ｄ，２，ｗ_ｄ，３，ｗ_ｄ，４］のように、Ｎ_ｔ行１列の４つの行列で表される。ここで、Ｗ_ｄ，ｕが第ｕ端末装置宛のデータ信号に乗算される線形フィルタとなる。

　同様にして、ＤＭＲＳに乗算する線形フィルタＷ_ｐもＷ_ｐ＝［ｗ_ｐ，１，ｗ_ｐ，２，ｗ_ｐ，３，ｗ_ｐ，４］と表すことができる。線形フィルタ生成部３７－２が算出するＷ_ｐは式（１４）で与えられることになる。

　つまり、線形端末装置宛のＤＭＲＳに乗算される線形フィルタについては、データ信号に乗算される線形フィルタと同じものを用いる一方で、非線形端末装置宛のＤＭＲＳに乗算される線形フィルタについては、第１および第２の実施形態と同様に、データ信号に乗算される線形フィルタとは異なるものを用いることになる。線形フィルタ生成部３７－２は算出した線形フィルタＷ_ｄを摂動ベクトル探索部３７－３と送信データ信号生成部３７－５に向けて出力し、線形フィルタＷ_ｐを送信ＤＭＲＳ生成部３７－６に向けて出力する。

　摂動ベクトル探索部３７－３では、線形フィルタ生成部３７－２より入力される線形フィルタＷ_ｄとスイッチ部３７－１より入力される送信データベクトルｄに基づいて摂動ベクトルｚを算出する。摂動ベクトル探索部３７－３が探索する摂動ベクトルは、第２の実施形態における摂動ベクトル探索部３５－３と同様に、送信電力を最小とするものを探索する（式（１２）参照）。しかし、本実施形態では、第１端末装置３－１と第２端末装置３－２は、受信信号に対してｍｏｄｕｌｏ演算を行なわない。そのため、ｄ_１およびｄ_２に摂動項が加算された場合、第１端末装置３－１および第２端末装置３－２は、受信信号に含まれている摂動項を取り除くことができず、伝送特性は大幅に劣化してしまう。

　そのため、本実施形態における摂動ベクトル探索部３７－３では、第１端末装置３－１および第２端末装置３－２宛てのデータ信号に加算される摂動項については、常に０となるように、摂動ベクトルを探索する。すなわち、式（１５）で与えられる最小化問題を解くことによって、摂動ベクトル探索部３７－３は、摂動ベクトルを探索する。

　摂動ベクトル探索部３７－３は、式（１５）に基づいて探索した摂動ベクトルを送信データ信号生成部３７－５に向けて出力する。なお、摂動ベクトル探索部３７－３は、第２の実施形態と同様に、基地局装置１に接続している端末装置が、全て非線形端末装置であると見なして、摂動ベクトルを探索し、最終的に得られた摂動ベクトルｚのうち、線形端末装置宛のデータ信号に加算される事になる摂動項のみを０と置き換えるように制御しても良い。

　なお、以上の説明では、線形端末装置宛のデータ信号に加算される摂動項を全て０としている。しかし、線形端末装置の受信信号に対する復調処理に影響を与えないのであれば、０以外の摂動項を加算しても構わない。例えば、変調方式がＱＰＳＫ変調であり、線形端末装置宛のデータ信号として第１象限の変調シンボルが送信される場合を考える。このとき、基地局装置１ｂが摂動項として第１象限のガウス整数（例えば（１＋ｊ））で与えられる摂動項をデータ信号に加算することを考える。このとき、たとえ線形端末装置がｍｏｄｕｌｏ演算を行なうことが出来なくても伝送特性は劣化せず、逆に良好な伝送特性を実現できる場合がある。つまり、ＱＰＳＫ変調の場合、同一象限に存在する摂動項に限って言えば、基地局装置１ｂは線形端末装置宛のデータ信号に摂動項を加算しても構わない。

　なお、多値直交振幅変調において、四方が信号判定面に囲まれていない変調シンボルを基地局装置１ｂが線形端末装置に送信する場合も、一部の摂動項を加算することが可能である。例えば、１６ＱＡＭにおいて、３／１０^１／２＋ｊ×３／１０^１／２）で与えられる変調シンボルであれば、第１象限に存在する摂動項を加算可能である。また、３／１０^１／２＋ｊ×１／１０^１／２で与えられる変調シンボルであれば、正の実数で与えられる摂動項（例えば２δ、４δなど）が加算可能である。これは、各変調シンボルにおいて、信号判定面に囲まれていない方向に信号点を遷移させても、誤り率は劣化しないという性質に基づいている。
［３．２．端末装置３］
　非線形端末装置である端末装置２の装置構成、および信号処理については、第１および第２の実施形態と同様であるから、説明は省略する。以下では、線形端末装置である端末装置３について説明する。

　図１２は、本発明の第３の実施形態に係る端末装置３の一構成例を示すブロック図である。図１２に示すように、端末装置３の構成は、図６に示す端末装置２の構成とほぼ同じであり、異なるのは、チャネル等化部５７がチャネル等化部６７に置き換わる点にある。

　チャネル等化部５７とチャネル等化部６７の違いについて説明する。チャネル等化部５７では、受信されたデータ信号に対して、伝搬路推定部５３でＤＭＲＳに基づいて推定された伝搬路推定値に基づいたチャネル等化を行なう。そして、チャネル等化部５７は、チャネル等化後の信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を行なったのち、デマッピング部５９に向けて出力している。一方、チャネル等化部６７では、チャネル等化出力に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を施すことなく、デマッピング部５９に向けて出力することになる。

　なお、端末装置２は、チャネル等化部５７においては、ｍｏｄｕｌｏ演算を行なわずに、チャネル復号部において、摂動項を加味した復調を行なうことで、摂動項の影響を取り除くことが可能であることは第１の実施形態にて既に述べた。この場合、端末装置２と端末装置３の違いは、チャネル復号部６３における信号処理となり、端末装置２では、摂動項を加味したチャネル復号を行なうのに対して、端末装置３では、摂動項を加味しないチャネル復号を行なうことになる。

　チャネル等化部６７を除く、他の構成装置における信号処理は、端末装置２と同様であるから説明は省略する。なお、他の構成装置における信号処理が、端末装置２と端末装置３とで異なっていても構わない。例えば、フィードバック情報生成部５５で生成される伝搬路情報に関連付けられた制御情報の生成方法について、端末装置２と端末装置３とで異なっている場合も、本実施形態には含まれる。

　本実施形態においては、基地局装置１に接続している端末装置として、受信信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を行なう非線形端末装置と、受信信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を行なわない線形端末装置とが混在する場合を対象とした。本実施形態の方法によれば、受信信号に対して行なうことが出来る信号処理に違いがある端末同士を高効率に多重することが可能となるから、ユーザスケジューリング等の負担を軽減しつつ、通信システムの周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　［４．全実施形態共通］
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

　なお、本発明は上述の実施形態に限定されるものではない。本発明の端末装置２および端末装置３は、セルラーシステム等の端末装置への適用に限定されるものではなく、屋内外に設置される据え置き型、または非可動型の電子機器、たとえば、ＡＶ機器、キッチン機器、掃除・洗濯機器、空調機器、オフィス機器、自動販売機、その他生活機器などに適用できることは言うまでもない。

　本発明に関わる端末装置２、端末装置３、基地局装置１および基地局装置１ｂで動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。

　また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における端末装置２、端末装置３、基地局装置１および基地局装置１ｂの一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。端末装置２、端末装置３、基地局装置１および基地局装置１ｂの各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

　〔まとめ〕
　（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の基地局装置は複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置であって、前記端末装置との間の伝搬路情報を取得する伝搬路情報取得部と、前記複数の端末装置宛のデータ信号と復調用参照信号を多重するマッピング部と、前記伝搬路情報に基づいて前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施すプリコーディング部と、を備え、前記プリコーディング部は、前記伝搬路情報に基づいて、前記データ信号に乗算する第１の線形フィルタと、前記復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとの、互いに異なる線形フィルタを生成する線形フィルタ生成部を備えることを特徴とする。

　このような基地局装置は、端末装置宛の復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとして、端末装置宛のデータ信号に乗算する第１の線形フィルタとは異なる線形フィルタを用いることができる。よって、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（２）また、本発明の基地局装置は、前記第１の線形フィルタは、前記複数の端末装置がそれぞれ受信する受信信号と、前記複数の端末装置宛の前記データ信号との間の平均二乗誤差を最小とする規範に基づいて算出されることを特徴とする。

　このような基地局装置は、前記複数の端末装置がそれぞれ受信する受信信号と、前記複数の端末装置宛の前記データ信号との間の平均二乗誤差を最小とする規範に基づいて前記第１の線形フィルタを生成することができる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信されるデータ信号を、高精度に復調することが可能となる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（３）また、本発明の基地局装置は、前記線形フィルタ生成部は、前記第１の線形フィルタと、前記伝搬路情報とに基づいて第１の対角行列を算出し、前記第１の対角行列と、前記第１の線形フィルタに基づいて、前記第２の線形フィルタを生成することを特徴とする。

　このような基地局装置は、前記第１の線形フィルタと、前記伝搬路情報とに基づいて第１の対角行列を算出し、前記第１の対角行列と、前記第１の線形フィルタに基づいて、前記第２の線形フィルタを生成することが可能となる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（４）また、本発明の基地局装置は、前記第１の対角行列は、前記第１の線形フィルタと前記伝搬路行列との積で表される行列の対角成分の逆数から構成される対角行列であることを特徴とする。

　このような基地局装置は、前記第１の線形フィルタと前記伝搬路行列との積で表される行列の対角成分の逆数から構成される対角行列を前記第１の対角行列とすることができ、前記第１の対角行列に基づいて、前記第２の線形フィルタを生成することが可能となる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（５）また、本発明の基地局装置は、前記線形フィルタ生成部は、前記伝搬路情報に基づいて算出される拡大伝搬路行列に対するＬＱ分解もしくはＱＲ分解に基づいてフィードバックフィルタと前記第１の線形フィルタを生成し、前記プリコーディング部は、前記フィードバックフィルタに基づいて、前記データ信号に干渉抑圧とモジュロ演算を施すＴＨＰ部を更に備えることを特徴とする。

　このような基地局装置は、前記伝搬路情報に基づいて算出される拡大伝搬路行列に対するＬＱ分解もしくはＱＲ分解に基づいてフィードバックフィルタと前記第１の線形フィルタを生成し、前記フィードバックフィルタに基づいて、前記データ信号に干渉抑圧とモジュロ演算を施すことができる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信されるデータ信号を、高精度に復調することが可能となる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（６）また、本発明の基地局装置は、前記プリコーディング部は、前記第１の線形フィルタと、前記データ信号に基づいて、摂動ベクトルを探索する摂動ベクトル探索部を更に備える、上記（４）に記載の基地局装置であることを特徴とする。

　このような基地局装置は、前記第１の線形フィルタと、前記データ信号に基づいて、摂動ベクトルを探索することができる。そのため、基地局装置の所要送信電力を小さくすることが可能となる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（７）また、本発明の基地局装置は、前記プリコーディング部は、空間多重する前記複数の端末装置のうち、受信信号から摂動ベクトルを除去可能な非線形端末装置に対しては摂動ベクトルを加算したデータ信号を生成し、受信信号から摂動ベクトルを除去不可能な線形端末装置に対しては摂動ベクトルを加算しないデータ信号を生成する、上記（４）に記載の基地局装置であることを特徴とする。

　このような基地局装置は、空間多重する複数の端末装置のうち、受信信号から摂動ベクトルを除去可能な非線形端末装置に対しては摂動ベクトルを加算したデータ信号を生成し、受信信号から摂動ベクトルを除去不可能な線形端末装置に対しては摂動ベクトルを加算しないデータ信号を生成することができる。そのため、基地局装置はデータ信号および復調用参照信号を送信する複数の端末装置の組み合わせを柔軟に決定できる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（８）また、本発明の基地局装置は、前記プリコーディング部は、前記線形端末装置宛のデータ信号の一部に摂動ベクトルを加算する、上記（７）に記載の基地局装置であることを特徴とする。

　このような基地局装置は、線形端末装置宛のデータ信号の一部に摂動ベクトルを加算することができる。そのため、基地局装置の所要送信電力を小さくすることができる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（９）また、本発明のプリコーディング方法は、複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうプリコーディング方法であって、前記伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタ、第２の線形フィルタ及びフィードバックフィルタを算出する過程と、前記フィードバックフィルタに基づいて、前記データ信号に対して、干渉抑圧とモジュロ演算を施し、送信符号を算出する過程と、前記送信符号と前記第１の線形フィルタに基づいて、送信データ信号と電力正規化係数を算出する過程と、前記復調用参照信号、前記第２の線形フィルタ、及び前記電力正規化係数に基づいて、送信復調用参照信号を算出する過程と、前記送信データ信号と前記送信復調用参照信号の送信電力を調整する過程と、を有することを特徴とする。

　このようなプリコーディング方法は、複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうことができる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。また、端末装置は、基地局装置より送信されるデータ信号を、高精度に復調することが可能となる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（１０）また、本発明のプリコーディング方法は、複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうプリコーディング方法であって、前記伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタと、第２の線形フィルタを算出する過程と、前記データ信号と、前記第１の線形フィルタに基づいて、摂動ベクトルを探索する過程と、前記データ信号、前記第１の線形フィルタ及び前記摂動ベクトルに基づいて、送信データ信号と電力正規化係数を算出する過程と、前記復調用参照信号、前記第２の線形フィルタ、及び前記電力正規化係数に基づいて、送信復調用参照信号を算出する過程と、前記送信データ信号と前記送信復調用参照信号の送信電力を調整する過程と、を有することを特徴とする。

　このようなプリコーディング方法は、複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうことができる。そのため、基地局装置は所要送信電力を小さくできる。また、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（１１）また、本発明の集積回路は、複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置に実装され、前記基地局装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、前記端末装置との間の伝搬路情報を取得する機能と、前記複数の端末装置宛のデータ信号と復調用参照信号を多重する機能と、前記伝搬路情報に基づいて前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施す機能と、の一連の機能を発揮させ、前記プリコーディングを施す機能は、前記伝搬路情報に基づいて、前記データ信号に乗算する第１の線形フィルタと、前記復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとの、互いに異なる線形フィルタを生成することを特徴とする。

　このような集積回路は、複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置に実装され、前記基地局装置に複数の機能を発揮させることができる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。また、端末装置は、基地局装置より送信されるデータ信号を、高精度に復調することが可能となる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　（１２）また、本発明の無線通信システムは上記（１）に記載の基地局装置と、前記基地局装置から送信される信号をそれぞれ受信する複数の端末装置とを備えることを特徴とする。

　このような無線通信システムは、上記（１）に記載の基地局装置と、前記基地局装置から送信される信号をそれぞれ受信する複数の端末装置とを備えることができる。そのため、端末装置は、基地局装置より送信される復調用参照信号に基づいて、高精度にｍｏｄｕｌｏ幅を推定できる。また、端末装置は、基地局装置より送信されるデータ信号を、高精度に復調することが可能となる。その結果、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

　本発明は、基地局装置やプリコーディング方法や、集積回路や、無線通信システムに用いて好適である。

１、１ｂ　基地局装置
２、２－１、２－２、２－３、２－４、２－ｕ、３、３－１、３－２　端末装置
２１　チャネル符号化部
２３　データ変調部
２５　マッピング部
２７、３５、３７　プリコーディング部
２７－１、３５－１、３７－１　スイッチ部
２７－２、３５－２、３７－２　線形フィルタ生成部
２７－４　ＴＨＰ部
２７－５、３５－５、３７－５　送信データ信号生成部
２７－６、３５－６、３７－６　送信ＤＭＲＳ生成部
２７－７、３５－７、３７－７　送信信号生成部
２９　アンテナ部
２９－１　ＩＦＦＴ部
２９－２　ＧＩ挿入部
２９－３　無線送信部
２９－４　無線受信部
２９－５　アンテナ
３１　制御情報取得部
３３　伝搬路情報取得部
３５－３、３７－３　摂動ベクトル探索部
５１　端末アンテナ部
５１－１　無線受信部
５１－２　無線送信部
５１－３　ＧＩ除去部
５１－４　ＦＦＴ部
５１－５　参照信号分離部
５１－６　アンテナ
５３、７１　伝搬路推定部
５５　フィードバック情報生成部
５７、６７　チャネル等化部
５９　デマッピング部
６１　データ復調部
６３　チャネル復号部

Claims (12)

1. 　複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置であって、
   　前記端末装置との間の伝搬路情報を取得する伝搬路情報取得部と、
   　前記複数の端末装置宛のデータ信号と復調用参照信号を多重するマッピング部と、
   　前記伝搬路情報に基づいて前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施すプリコーディング部と、を備え、
   　前記プリコーディング部は、前記伝搬路情報に基づいて、前記データ信号に乗算する第１の線形フィルタと、前記復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとの、互いに異なる線形フィルタを生成する線形フィルタ生成部を備えることを特徴とする基地局装置。
2. 　前記第１の線形フィルタは、前記複数の端末装置がそれぞれ受信する受信信号と、前記複数の端末装置宛の前記データ信号との間の平均二乗誤差を最小とする規範に基づいて算出されることを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。
3. 　前記線形フィルタ生成部は、前記第１の線形フィルタと、前記伝搬路情報とに基づいて第１の対角行列を算出し、
   　前記第１の対角行列と、前記第１の線形フィルタに基づいて、前記第２の線形フィルタを生成することを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。
4. 　前記第１の対角行列は、前記第１の線形フィルタと伝搬路行列との積で表される行列の対角成分の逆数から構成される対角行列であることを特徴とする請求項３に記載の基地局装置。
5. 　前記線形フィルタ生成部は、前記伝搬路情報に基づいて算出される拡大伝搬路行列に対するＬＱ分解もしくはＱＲ分解に基づいてフィードバックフィルタと前記第１の線形フィルタを生成し、
   　前記プリコーディング部は、前記フィードバックフィルタに基づいて、前記データ信号に干渉抑圧とモジュロ演算を施すＴＨＰ部を更に備えることを特徴とする請求項４に記載の基地局装置。
6. 　前記プリコーディング部は、前記第１の線形フィルタと、前記データ信号に基づいて、摂動ベクトルを探索する摂動ベクトル探索部を更に備えることを特徴とする請求項４に記載の基地局装置。
7. 　前記プリコーディング部は、
   　空間多重する前記複数の端末装置のうち、
   　受信信号から摂動ベクトルを除去可能な非線形端末装置に対しては摂動ベクトルを加算したデータ信号を生成し、
   　受信信号から摂動ベクトルを除去不可能な線形端末装置に対しては摂動ベクトルを加算しないデータ信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の基地局装置。
8. 　前記プリコーディング部は、
   　前記線形端末装置宛のデータ信号の一部に摂動ベクトルを加算することを特徴とする請求項７に記載の基地局装置。
9. 　複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうプリコーディング方法であって、
   　前記伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタ、第２の線形フィルタ及びフィードバックフィルタを算出する過程と、
   　前記フィードバックフィルタに基づいて、前記データ信号に対して、干渉抑圧とモジュロ演算を施し、送信符号を算出する過程と、
   　前記送信符号と前記第１の線形フィルタに基づいて、送信データ信号と電力正規化係数を算出する過程と、
   　前記復調用参照信号、前記第２の線形フィルタ、及び前記電力正規化係数に基づいて、送信復調用参照信号を算出する過程と、
   　前記送信データ信号と前記送信復調用参照信号の送信電力を調整する過程と、を有することを特徴とするプリコーディング方法。
10. 　複数のアンテナを備える基地局装置から、複数の端末装置へ送信されるデータ信号と復調用参照信号に、前記複数の端末装置との間の伝搬路情報に基づいて、予備的処理を行なうプリコーディング方法であって、
    　前記伝搬路情報に基づいて、第１の線形フィルタと、第２の線形フィルタを算出する過程と、
    　前記データ信号と、前記第１の線形フィルタに基づいて、摂動ベクトルを探索する過程と、
    　前記データ信号、前記第１の線形フィルタ及び前記摂動ベクトルに基づいて、送信データ信号と電力正規化係数を算出する過程と、
    　前記復調用参照信号、前記第２の線形フィルタ、及び前記電力正規化係数に基づいて、送信復調用参照信号を算出する過程と、
    　前記送信データ信号と前記送信復調用参照信号の送信電力を調整する過程と、を有することを特徴とするプリコーディング方法。
11. 　複数のアンテナを備え、複数の端末装置宛の信号に非線形プリコーディングを施し空間多重して無線送信を行なう基地局装置に実装され、前記基地局装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、
    　前記端末装置との間の伝搬路情報を取得する機能と、
    　前記複数の端末装置宛のデータ信号と復調用参照信号を多重する機能と、
    　前記伝搬路情報に基づいて前記データ信号と前記復調用参照信号にプリコーディングを施す機能と、の一連の機能を発揮させ、
    　前記プリコーディングを施す機能は、前記伝搬路情報に基づいて、前記データ信号に乗算する第１の線形フィルタと、前記復調用参照信号に乗算する第２の線形フィルタとの、互いに異なる線形フィルタを生成することを特徴とする集積回路。
12. 　請求項１に記載の基地局装置と、前記基地局装置から送信される信号をそれぞれ受信する複数の端末装置とを備えることを特徴とする無線通信システム。

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