JP5804594B2 - プリコーディング装置、プリコーディング用プログラムおよび集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナを備える無線送信装置から無線受信装置へ送信される送信データに予備的処理を行なうプリコーディング技術に関する。

無線通信システムでは、多様なブロードバンド情報サービスの提供のために、伝送速度の向上が常に望まれている。伝送速度の向上は通信帯域幅の拡大により実現可能だが、利用可能な周波数帯域には限りがあるため、周波数利用効率の改善が必須となる。周波数利用効率を大幅に改善できる技術として、複数の送受信アンテナを用いて無線伝送を行なうＭｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ（MIMO）技術が注目を集めており、セルラーシステムや無線ＬＡＮシステムなどで実用化されている。ＭＩＭＯ技術による周波数利用効率改善量は送受信アンテナ数に比例する。しかし、端末装置に配置できる受信アンテナ数には限りがある。そこで、同時接続する複数端末装置を仮想的な大規模アンテナアレーとみなし、基地局装置から各端末装置への送信信号を空間多重させるマルチユーザＭＩＭＯ（MU-MIMO）が周波数利用効率の改善に有効である。

ＭＵ−ＭＩＭＯでは、各端末装置宛の送信信号同士がユーザ間干渉（IUI）として端末装置に受信されてしまうため、ＩＵＩを抑圧する必要がある。例えば、第３．９世代移動無線通信システムの一つとして採用されているＬｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ(LTE)においては、各端末装置より通知される伝搬路情報に基づき算出される線形フィルタを基地局装置にて予め乗算することでＩＵＩを抑圧する線形プリコーディングが採用されている。しかし、空間多重される端末同士の送信信号の直交性が高くない限り、ＩＵＩを効果的に抑圧できないため、線形プリコーディングに基づくＭＵ−ＭＩＭＯでは周波数利用効率の改善には限界がある。

最近、非線形処理を基地局装置側で行なう非線形プリコーディングを用いるＭＵ−ＭＩＭＯ技術が注目を集めている。端末装置において、剰余（Modulo、モジュロ）演算が可能である場合、送信信号に対して、任意のガウス整数に一定の実数が乗算された複素数（摂動項）を要素とする摂動ベクトルの加算が可能となる。そこで、基地局装置と複数端末装置の間の伝搬路状態に応じて、摂動ベクトルを適切に設定してやれば、たとえ空間多重される端末同士の送信信号の直交性が高くなくとも、摂動ベクトルを加算しない線形プリコーディングと比較して、所要送信電力を大幅に削減することが可能となる。非線形プリコーディングとして、最適な伝送特性を実現できる方式として非特許文献１記載のＶｅｃｔｏｒ ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ（VP）がある。しかし、ＶＰは選択可能な全ての摂動ベクトルから最適摂動ベクトルを探査する同時推定技術であり、多重端末数に対して演算量が指数関数的に増加してしまうという問題を有している。

ＶＰの演算量削減技術として、非特許文献１の中ではＳｐｈｅｒｅ ｅｎｃｏｄｉｎｇ（SE）に基づくＳＥ−ＶＰが議論されている。無数にある摂動ベクトルを送信信号に加算するＶＰでは、送信信号候補点が無数に存在することを意味している。ＳＥ−ＶＰでは、多次元信号点空間内に描かれた球内に存在する送信信号候補点のみを考慮して探査を行なうことで摂動ベクトルの探査に要する演算量を削減している。ＳＥ−ＶＰは伝送特性を劣化させることなく演算量を削減できるが、多重端末数に対する演算量の増加は依然として指数関数的である。

非特許文献２では、ＱＲ分解を用いたＭアルゴリズムに基づくＶＰの摂動ベクトル探査技術が議論されている。以下ではこの技術をＱＲＭ−ＶＰと呼ぶこととする。ＱＲＭ−ＶＰは逐次探査技術であり、多重端末数に対する演算量の増加を多項式関数的に抑えることができる。ＱＲＭ−ＶＰでは、最適摂動ベクトルと無関係な送信信号候補点に対する演算を行なわないようにすることで演算量を削減しており、演算量の削減効果はＳＥ−ＶＰよりも大きい。しかし、最適摂動ベクトルに対して当該送信信号候補点が無関係であるかどうかを判断すること自体に演算が要求されるため、伝送特性を維持しつつ演算量を抑圧するのには限界がある。

ところで、基地局装置と単一端末装置間でのＭＩＭＯ伝送であるＳＵ−ＭＩＭＯにおいても、端末装置側における空間分離技術により伝送特性は大幅に変化する。最尤検出（MLD）は最良の伝送特性を実現するものの、ＶＰと同様に膨大な演算量を要する同時探査技術であり、ＶＰと同様にＱＲＭアルゴリズムによる演算量削減技術が検討されているものの、ＱＲＭ−ＶＰと同様に演算量の抑圧には限界があった。そこで、特許文献１では、ＭＬＤを用いるＳＵ−ＭＩＭＯの演算量削減のための適応生き残りシンボルアルゴリズム（ASESS）が提案されている。ＡＳＥＳＳは簡易な信号処理により信号候補点に対してランキングを行なうことで、ＭＬＤにおいて尤度を検出すべき候補信号点の数を少なくすることができる。ＱＲＭ−ＶＰにおいてもＡＳＥＳＳのような適応生き残りアルゴリズムを適用することで、演算量の大幅な抑圧が期待できるが、ＱＲＭ−ＶＰに適した簡易な信号候補点の削減技術については、開示されていないのが実状である。

特許第４６４０７９３号

B. M. Hachwald, et. al., "A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication-Part II:Perturbation," IEEE Trans. Commun., Vol. 53, No. 3, March 2005. M. Mohaisen, et. al., "Fixed-complexity vector perturbation with block diagonalization for MU-MIMO systems," Proc. IEEE Malaysia Inter. Conf. on Commun., 2009.

ＶＰの演算量削減技術であるＱＲＭ−ＶＰでは演算量の削減に限界がある。しかし、ＱＲＭ−ＶＰの演算量を更に削減する技術については開示されていないのが実状である。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＶＰが達成可能な伝送特性を維持しつつ、ＱＲＭ−ＶＰよりも演算量の削減を実現するプリコーディング装置、プリコーディング用プログラムおよび集積回路を提供することを目的とする。

（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明のプリコーディング装置は、複数のアンテナを備える無線送信装置から、少なくとも一つの無線受信装置へ送信される送信データに予備的処理を行なうプリコーディング装置であって、前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する線形フィルタ生成部と、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する信号変換部と、前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する摂動ベクトル探査部と、を備え、前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出することを特徴とする。

このように、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開し、複素平面上に展開された摂動項候補および基準信号に基づいて、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査し、送信データベクトルに探査された摂動ベクトルを加算し、線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出するので、伝送特性の劣化を最小限に抑えながら、演算量の大幅な削減を実現できる。また、多重端末装置数が増加しても、演算量の増加は指数関数的な増加ではなく、多項式的な増加に留まるため、多重端末装置数の大幅な増加が実現可能となり、周波数利用効率の改善に寄与できる。

（２）また、本発明のプリコーディング装置において、前記摂動ベクトルは、前記送信データに適用されるデータ変調方式に関連付けられた実数が任意のガウス整数に乗算された複素数である摂動項を要素とすることを特徴とする。

このように、摂動ベクトルは、送信データに適用されるデータ変調方式に関連付けられた実数が任意のガウス整数に乗算された複素数である摂動項を要素とするので、たとえ空間多重される端末同士の送信信号の直交性が高くなくとも、摂動ベクトルを加算しない線形プリコーディングと比較して、所要送信電力を大幅に削減することが可能となる。

（３）また、本発明のプリコーディング装置において、前記基準信号は、他の基準信号に関連付けられた摂動ベクトルの摂動項候補に基づいて算出されることを特徴とする。

このように、基準信号は、他の基準信号に関連付けられた摂動ベクトルの摂動項候補に基づいて算出されるので、別の摂動ベクトルの候補により計算された基準信号点に最も近い摂動ベクトルを探査することができる。

（４）また、本発明のプリコーディング装置において、前記伝搬路情報を示す伝搬路行列を、前記線形フィルタに対するＱＲ分解、ＱＬ分解またはコレスキー分解のいずれか一つの行列演算に適合した行列に変換する伝搬路行列変換部を更に備え、前記信号変換部は、前記変換された伝搬路行列を用いて、前記線形フィルタに対し、前記変換された伝搬路行列に対応する行列演算を実行することを特徴とする。

このように、伝搬路情報を示す伝搬路行列を、前記線形フィルタに対するＱＲ分解、ＱＬ分解またはコレスキー分解のいずれか一つの行列演算に適合した行列に変換するので、伝送特性を低下させることなく、各項の摂動項の候補数であるＭの値を小さくできる。

（５）また、本発明のプリコーディング装置において、前記伝搬路行列変換部は、前記伝搬路行列に対して、格子基底縮小技術またはオーダリング技術に基づいて算出されたユニモジュラー（unimodular）行列を乗算することを特徴とする。

このように、伝搬路行列に対して、格子基底縮小技術またはオーダリング技術に基づいて算出されたユニモジュラー（unimodular）行列を乗算するので、伝送特性を低下させることなく、各項の摂動項の候補数であるＭの値を小さくできる。

（６）また、本発明のプリコーディング装置において、前記伝搬路行列変換部は、無線リソースの間で相関が高い場合、前記ユニモジュラー行列に含まれる情報の一部を共用して前記伝搬路行列の変換を行なうことを特徴とする。

このように、無線リソースの間で相関が高い場合、ユニモジュラー行列に含まれる情報の一部を共用して伝搬路行列の変換を行なうので、伝搬路の状況に応じて、変換行列を計算すべき回数を削減することが可能となる。その結果、さらに演算量を削減することが可能となる。

（７）また、本発明のプリコーディング装置において、前記摂動ベクトル探査部は、前記複素平面を複数個の区画に分割し、前記基準信号が含まれる区画を特定し、前記特定した区画に含まれる摂動項候補を、前記送信データに加算する摂動項の候補として選択し、前記選択した摂動項の候補に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探索することを特徴とする。

このように、複素平面を複数個の区画に分割し、基準信号が含まれる区画を特定し、特定した区画に含まれる摂動項候補を、前記送信データに加算する摂動項の候補として選択し、選択した摂動項の候補に基づいて、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探索するので、実質的に選択可能なガウス整数の数であるＫの値に制限を与えることがなくなるとともに、各項のメトリック計算を各項の摂動項の候補数であるＭ回に限定させることが可能となる。

（８）また、本発明のプリコーディング装置において、前記摂動ベクトル探査部は、前記基準信号点に最も近いガウス整数を検出し、前記検出したガウス整数を、大きさで昇順に並んだガウス整数列に加算し、前記加算後のガウス整数列を、前記送信データに加算する摂動項の候補として選択し、前記選択した摂動項の候補に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探索することを特徴とする。

このように、基準信号点に最も近いガウス整数を検出し、前記検出したガウス整数を、大きさで昇順に並んだガウス整数列に加算し、前記加算後のガウス整数列を、前記送信データに加算する摂動項の候補として選択し、前記選択した摂動項の候補として選択し、前記選択した摂動ベクトルの候補に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探索するので、摂動項の順序付けを行なうことが可能となる。

（９）また、本発明のプリコーディング装置において、前記無線受信装置と前記無線送信装置間の伝搬路の空間相関に関連付けられた情報が、前記無線受信装置より前記無線送信装置に通知され、前記空間相関に関連付けられた情報に基づき、前記送信データに加算される摂動項の候補数を決定することを特徴とする。

このように、無線受信装置と無線送信装置間の伝搬路の空間相関に関連付けられた情報が、無線受信装置より無線送信装置に通知され、空間相関に関連付けられた情報に基づき、送信データに加算される摂動項の候補数を決定するので、空間相関値が時々刻々と大きく変化するような環境の場合でも、摂動項の候補数を最適化することができ、伝送特性を向上させることができる。

（１０）また、本発明のプリコーディング装置において、前記摂動ベクトル探査部は、前記摂動ベクトルの優先度の順位を決定することを特徴とする。

このように、摂動ベクトルの優先度の順位を決定するので、実質的に選択可能なガウス整数の数であるＫの値に制限を与えることがなくなるとともに、各項のメトリック計算を各項の摂動項の候補数であるＭ回に限定させることが可能となる。

（１１）また、本発明のプリコーディング装置において、前記摂動ベクトル探査部は、所要送信電力が最小となる摂動ベクトルを探索することを特徴とする。

このように、所要送信電力が最小となる摂動ベクトルを探索するので、実質的に選択可能なガウス整数の数であるＫの値に制限を与えることがなくなるとともに、各項のメトリック計算を各項の摂動項の候補数であるＭ回に限定させることが可能となる。

（１２）また、本発明のプリコーディング装置において、前記所要送信電力は、他の基準信号に関連付けられた摂動ベクトルについて算出された送信電力に基づいて算出されることを特徴とする。

このように、所要送信電力は、他の基準信号に関連付けられた摂動ベクトルについて算出された送信電力に基づいて算出されるので、実質的に選択可能なガウス整数の数であるＫの値に制限を与えることがなくなるとともに、各項のメトリック計算を各項の摂動項の候補数であるＭ回に限定させることが可能となる。

（１３）また、本発明のプリコーディング用プログラムは、複数のアンテナを備える無線送信装置から、少なくとも一つの無線受信装置へ送信される送信データに予備的処理を行なうプリコーディング用プログラムであって、前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する処理と、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する処理と、前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する処理と、前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出する処理と、の一連の処理を、コンピュータに実行させることを特徴とする。

このように、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開し、複素平面上に展開された摂動項候補および基準信号に基づいて、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査し、送信データベクトルに探査された摂動ベクトルを加算し、線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出するので、伝送特性の劣化を最小限に抑えながら、演算量の大幅な削減を実現できる。また、多重端末装置数が増加しても、演算量の増加は指数関数的な増加ではなく、多項式的な増加に留まるため、多重端末装置数の大幅な増加が実現可能となり、周波数利用効率の改善に寄与できる。

（１４）また、本発明の集積回路は、複数のアンテナを備える無線送信装置に実装されることによって、前記無線送信装置に対し、少なくとも一つの無線受信装置へ送信する送信データに予備的処理を行なうプリコーディング機能を発揮させる集積回路であって、前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する機能と、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する機能と、前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する機能と、前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出する機能と、の一連の機能を、前記無線送信装置に発揮させることを特徴とする。

このように、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開し、複素平面上に展開された摂動項候補および基準信号に基づいて、送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査し、送信データベクトルに探査された摂動ベクトルを加算し、線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出するので、伝送特性の劣化を最小限に抑えながら、演算量の大幅な削減を実現できる。また、多重端末装置数が増加しても、演算量の増加は指数関数的な増加ではなく、多項式的な増加に留まるため、多重端末装置数の大幅な増加が実現可能となり、周波数利用効率の改善に寄与できる。

本発明によれば、ＶＰと同等の伝送特性を維持しつつ、大幅に演算量が削減された非線形プリコーディングが実現できる。多重端末数に比例して周波数利用効率が改善する下りリンクＭＵ−ＭＩＭＯに本発明の非線形プリコーディングを用いることで、多重端末数の増加に伴う演算量の増加を気にすることなく、周波数利用効率の大幅な改善を実現できる。

本発明の第１の実施形態に係る基地局装置構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナ部１１１の装置構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部１０９の装置構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−２δｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−２δｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である（左上より順序付けを行なっている様子を示す）。 本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−２δｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である（各象限を分割する直線を引いた様子を示す）。 本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−２δｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である（上述の象限分割を繰り返し行なった様子を示す）。 本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係の一例を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る式（１１）におけるＳ_ｕ，ｋとＳ＾_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る式（１２）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，１）の関係を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る、Ｓ_ｕ，ｋと｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，５｝の関係を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る、Ｓ_ｕ，ｋと｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，９｝の関係を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る、Ｓ_ｕ，ｋと｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，１３｝の関係を複素平面上に表した図である。 本発明の第１の実施形態に係る第ｕステージの摂動項候補探査方法について説明するフローチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る端末装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係るプリコーディング部５０１の装置構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るプリコーディング部６０１の装置構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して本発明の無線通信システムを適用した場合における実施形態について説明する。なお、本実施形態において説明した事項は、発明を理解するための一態様であり、実施形態に限定して発明の内容が解釈されるものではない。

［１．第１の実施形態］
第１の実施形態においては、Ｎ_ｔ本の送信アンテナを有し、非線形プリコーディングが可能な基地局装置（無線送信装置とも呼ぶ）に対して、１本の受信アンテナを有する端末装置（無線受信装置とも呼ぶ）がＵ個接続しているＭＵ−ＭＩＭＯ伝送を対象とし、Ｎ_ｔ＝Ｕであるものとする。基地局装置は各端末装置より通知される制御情報により各端末装置までの伝搬路情報を取得し、その伝搬路情報に基づき、送信データに対してサブキャリア毎にプリコーディングを行なうものとする。なお、端末装置の受信アンテナ数は１に限定されるものではない。また、本実施形態においては、各端末装置に送信されるデータストリーム数（ランク数とも呼ぶ）は１としているが、ランク数が２より大きい場合も本実施形態には含まれる。

はじめに基地局装置と端末装置間の伝搬路情報について定義する。本実施形態においては、準静的周波数選択性フェージングチャネルを仮定する。第ｎ送信アンテナ（ｎ＝１〜Ｎ_ｔ）と第ｕ端末装置間（ｕ＝１〜Ｕ）の第ｋサブキャリアの複素チャネル利得をｈ_ｕ，ｎ（ｋ）としたとき、伝搬路行列Ｈ（ｋ）を

と定義する。

［１．１ 基地局装置］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る基地局装置構成を示すブロック図である。図１に示すように、基地局装置は、チャネル符号化部１０１と、データ変調部１０３と、参照信号多重部１０５と、Ｓ／Ｐ変換部１０７とプリコーディング部１０９と、アンテナ部１１１と、制御情報取得部１１３と、ＣＳＩ取得部１１５とを含んで構成されている。プリコーディング部１０９はサブキャリア数Ｎ_ｃ、アンテナ部１１１は送信アンテナ数Ｎ_ｔだけそれぞれ存在する。各端末装置宛の送信データ系列はチャネル符号化部１０１において、チャネル符号化が行なわれたのち、データ変調部１０３において、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等にデータ変調される。データ変調部１０３からの出力は参照信号多重部１０５に入力され、各端末装置において伝搬路推定を行なうための既知参照信号系列が参照信号多重部１０５において多重される。

各端末装置宛の参照信号については、受信した端末装置において分離可能なように、それぞれが直交するように多重されるものとする。また、参照信号には、伝搬路推定用の参照信号であるＣＲＳと復調用の参照信号であるＤＭ−ＲＳの二つの参照信号が多重される。ＣＲＳは、式（１）で表されている伝搬路行列を推定するためのものであり、ＤＭ−ＲＳは後述するプリコーディングに関する情報を推定するためのものである。ＣＲＳとＤＭ−ＲＳの多重方法については、特に限定されない。しかし、ＣＲＳは各送信アンテナ間で直交するように配置され、ＤＭ−ＲＳは接続している端末装置間で直交するように配置される。直交させる方法としては、時間直交、周波数直交、空間直交、符号直交、および疑似符号直交のいずれか、もしくは複数の直交技術の組み合わせが考えられる。以下、本実施形態においては、データ信号と参照信号とは周波数直交されるものとし、端末装置ではそれぞれ所望の情報が理想的に推定可能なものとして説明を行なう。

参照信号多重部１０５の出力は、Ｓ／Ｐ変換部１０７に入力され、Ｎ_ｃサンプル毎に、Ｎ_ｃ個の並列信号系列に直列並列変換される。Ｓ／Ｐ変換部１０７出力は、サブキャリア数であるＮ_ｃ個だけ出力され、それぞれ対応するサブキャリアのプリコーディング部１０９に入力される。プリコーディング部１０９における信号処理の説明は後述するものとし、以下では、プリコーディング部１０９出力に対する信号処理について先に説明する。各サブキャリアのプリコーディング部１０９出力は、それぞれ対応する送信アンテナのアンテナ部１１１に入力される。

図２は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ部１１１の装置構成を示すブロック図である。図２に示すように、アンテナ部１１１は、ＩＦＦＴ部２０１と、ＧＩ挿入部２０３と、無線送信部２０５と、無線受信部２０７と、アンテナ２０９とを含んで構成されている。各アンテナ部１１１では、対応するプリコーディング部１０９出力がＩＦＦＴ部２０１に入力され、Ｎ_ｃポイントの逆高速フーリエ変換（IFFT）、もしくは逆離散フーリエ変換（IDFT）が適用されて、Ｎ_ｃサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号が生成され、ＩＦＦＴ部２０１より出力される．ここでは、サブキャリア数と逆離散フーリエ変換のポイント数は同じものとして説明しているが、周波数領域にガードバンドを設定する場合、ポイント数はサブキャリア数よりも大きくなる。ＩＦＦＴ部２０１出力はＧＩ挿入部２０３に入力され、ガードインターバルが付与されたのち、無線送信部２０５に入力される。無線送信部２０５において、ベースバンド帯の送信信号が無線周波数（RF）帯の送信信号に変換される。無線送信部２０５の出力信号は、アンテナ２０９よりそれぞれ送信される。なお、無線受信部２０７には、端末装置にて推定される伝搬路情報に関連付けられた情報が受信され、制御情報取得部１１３に向けて出力される事になる。

［１．２ プリコーディング装置］
プリコーディング部１０９において行なわれる信号処理について説明する。以下では、第ｋサブキャリアのプリコーディング部１０９について説明するものとし、はじめに参照信号多重部１０５出力のうち、データ信号成分が入力された場合について説明する。

図３は、本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部１０９の装置構成を示すブロック図である。図３に示すように、プリコーディング部１０９は、線形フィルタ生成部３０１と、信号変換部３０３と、摂動ベクトル探査部３０５と、送信信号生成部３０７とを含んで構成されている。プリコーディング部１０９には、各端末装置宛の送信データに関するＳ／Ｐ変換部１０７出力の第ｋサブキャリア成分｛ｄ_ｕ（ｋ）；ｕ＝１〜Ｕ｝と、ＣＳＩ取得部１１５出力の第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）が入力される。Ｈ（ｋ）は上述したＣＲＳに基づき、端末装置にて推定され、基地局装置に通知される。以下の説明では、Ｈ（ｋ）は理想的にＣＳＩ取得部１１５にて取得されるものとし、簡単のため、インデックスｋは省略して記述する。

はじめに線形フィルタ生成部３０１において、線形フィルタＷが生成される。線形フィルタとして、ＺＦ規範に基づくもの（Ｗ＝Ｈ^−１）やＭＭＳＥ規範に基づくもの（Ｗ＝Ｈ^Ｈ（ＨＨ^Ｈ＋αＩ）^−１）が生成される。なおＡ^−１は行列Ａの逆行列、Ａ^Ｈは行列Ａの随伴行列（エルミート転置行列）をそれぞれ表す。αは干渉項であり、送信電力等に応じて決定されるが、例えば１端末装置当たりの送信電力対受信雑音電力比の逆数に設定すれば良い。以下では、ＺＦ規範に基づく線形フィルタが生成された場合を中心に説明を行なっていく。生成された線形フィルタＷは信号変換部３０３に入力される。信号変換部３０３には、送信データベクトルｄ＝［ｄ_１，・・・，ｄ_Ｕ］^Ｔ（Ａ^Ｔは行列Ａの転置行列を表す）と線形フィルタＷが入力され、摂動ベクトル探査のための信号変換処理が施される。以下では、信号変換について説明する。ＶＰを適用した場合の、プリコーディング後の送信信号ベクトルｓ＝［ｓ_１，・・・，ｓ_Ｎｔ］^Ｔは式（２）で与えられる。

ここで、２δＺ＝２δ［ｚ_１，・・・，ｚ_Ｕ］^Ｔは摂動ベクトルである。｛ｚ_ｕ；ｕ＝１〜Ｕ｝は第ｕ端末装置宛の送信データ｛ｄ_ｕ｝に加算される摂動項を表し、任意のガウス整数で与えられる。ここでガウス整数とは、実部と虚部がそれぞれ整数となる複素数を意味する。定数δはデータ変調部１０３で適用されるデータ変調方式に依存して決定され、例えばＱＰＳＫであれば、２δ＝２×２^１／２、１６ＱＡＭであれば、２δ＝８／１０^１／２である。βは送信電力を一定とする電力正規化項であり、ベクトルＷ（ｄ＋２δＺ）のノルムの逆数で与えられる。なお、電力の正規化はシンボル単位では無く、所定数の無線リソース単位で行なう方法もある。例えば、１２サブキャリアで送信電力を一定とするように制御しても良い。Ｚの構成要素である摂動項にはあらゆるガウス整数が設定可能である。ＶＰでは所要送信電力が最小となるＺを探査する。すなわち、Ｚは

という最小化問題を解くことにより算出される。ここで、Ｚ_Ｇはガウス整数ベクトル全体の集合を表すものとする。なお、ＭＭＳＥ規範に基づく線形フィルタが用いられた場合の最小化問題は、式（３）中の||Ｗ（ｄ＋２δＺ）||^２を（ｄ＋２δＺ）^Ｈ（ＨＨ^Ｈ＋αＩ）^−１（ｄ＋２δＺ）に置き換えることで与えられる。しかし、この最小化問題は２Ｕ次元の整数格子最小二乗問題であり、次元数すなわち空間多重数Ｕに対して演算量が指数関数的に増加してしまうという問題を有している。そこで、本実施形態においては、ＱＲ分解を用いたＭアルゴリズムに基づく演算量削減技術を基にした簡易な摂動ベクトル探索アルゴリズムを開示する。

式（３）で表される最小化問題は式（４）のように書き直すことが可能である。

ここで、Ｌ^ＨＬ＝Ｗ^ＨＷであり、Ｌは下三角行列を表す。このような下三角行列Ｌはコレスキー分解により求めることが可能である。下三角行列はＱＬ分解に基づいて生成しても良い。また、ＱＲ分解に基づいて、上三角行列Ｒを用いて式（４）と同様の最小化問題に帰着させても良い。なお、ＭＭＳＥ規範に基づく線形フィルタが用いられた場合も、（ＨＨ^Ｈ＋αＩ）^−１＝Ｌ^ＨＬを満たす下三角行列を求めることで最小化問題の式を式（４）のように表現することが可能となる。式（４）の数式部分を展開すると式（５）を得る。

ここで、Ｌ_ｍ，ｎは行列Ｌの第ｍ行ｎ列成分を表す。｛Ｌ_ｍ，ｎ｝および｛ｄ_ｕ｝は既に与えられているから、式（５）の右辺の第１項は摂動項ｚ_１のみに依存する。よって、第１項を最小化するｚ_１は容易に求められる。ここで、第１項を最小化するｚ_１をｚ_１，１とする。ｚ_１が求められると、式（５）の右辺の第２項はｚ_２のみに依存することになる。このようにして第１項から順に摂動項を検出していくことで、摂動ベクトルＺを容易に検出することが可能となる。つまり式（５）のように変形することで、同時推定問題を逐次推定問題に変換することができる。しかしながら、第１項を最小化するｚ_１，１は必ずしも第２項以降を最小化するｚ_１の候補ではないため、このように検出された摂動ベクトルＺは最適なものではない。そこで、Ｍアルゴリズムに基づく方法では各項の摂動項の候補をＭ個生き残らせることを考える。以降では、説明のため、「項」を「ステージ」とも呼ぶこととする。また、各ステージの値、すなわち、

を第ｕステージのステージメトリックと呼ぶこととする。基本的に、第ｕステージのステージメトリック算出時には第（ｕ−１）ステージまでの摂動項候補は決定済みであり、ステージメトリックは第ｕステージの第ｋ摂動項候補ｚ_ｕ，ｋのみに依存する状態となる。また、簡単のため、生き残り数Ｍについては、全ステージにおいて同一であるものとして説明をしていくが、ステージ毎に異なる生き残り数を用いても良い。

第１項に関する摂動項ｚ_１の候補として｛ｚ_１，１〜ｚ_１，Ｋ｝を抽出し、それぞれのステージメトリック｛Ｐ_１，１〜Ｐ_１，Ｋ｝を計算する。摂動項ｚ_１には任意のガウス整数が適用可能であるが、ここでは、選択可能なガウス整数はＫ個に制限されているものとする。その後、ステージメトリックの小さい順にＭ個の摂動項候補｛ｚ_１，１〜ｚ_１，Ｍ｝を生き残らせる。次いで、第２ステージでは摂動項ｚ_２の候補｛ｚ_２，１〜ｚ_２，Ｋ｝について、第２ステージのステージメトリックを計算する。このとき、摂動項ｚ_１の候補がＭ個あるから、全部で（Ｋ×Ｍ）個のステージメトリックを計算することになる。そして、算出されたステージメトリックを用いて、パスメトリック（各ステージのステージメトリックの合計を表す）を算出する。ここで、例えば、ｚ_１の候補としてｚ_１，ｊが選択され、ｚ_２の候補としてｚ_２，ｉが選択された場合の、第２ステージのパスメトリックＶ_{２，（ｉ，ｊ）}は式（７）で与えられることになる。

つまり、これまでに選択されてきた摂動項に基づき算出されたパスメトリック（第１ステージについてはパスメトリック＝ステージメトリックである）に、今考慮しているステージメトリックを加算することで、トータルのパスメトリックは算出される。そして、合計で（Ｋ×Ｍ）個算出されたパスメトリックの中から、小さい順にＭ個生き残らせる。つまり、第２ステージのパスメトリックは（Ｖ_２，１〜Ｖ_２，Ｍ）だけ抽出され、それぞれのパスメトリックを与える摂動項候補を要素とする摂動ベクトル候補Ｚ_２，１〜Ｚ_２，Ｍもまた生き残らせることになる。例えば、Ｖ_２，ｍを与える摂動項候補がｚ_１，ｊとｚ_２，ｉであるとき、Ｚ_２，ｍ＝［ｚ_１，ｊ，ｚ_２，ｉ］^Ｔとなる。以降、第Ｕ項まで同様の計算を行なっていき、最終的に最もパスメトリックの小さい摂動項の候補から構成される摂動ベクトルが最適な摂動ベクトルとなる。

以上がＭアルゴリズムに基づく摂動ベクトル探査方法である。上記の方法では、各ステージにおけるメトリックの計算量が（Ｍ×Ｋ）個に限定されるため、式（３）を直接解く場合と比較して演算量を大幅に抑圧することが可能となる。しかし、ＶＰの摂動ベクトル探査にＭアルゴリズムを用いることにはいくつかの問題がある。ひとつは各項における摂動項の候補数Ｋである。摂動項は本来任意のガウス整数であるから摂動項の候補は無数に存在するが、現実的には一定数Ｋ個の候補の中から選択することになる。しかし、Ｋの値は、伝搬路環境等により最適な値が異なる。あらゆる環境下で最適な伝送を実現するためには、大きなＫを設定する必要があるが、演算量はＫの値に比例して増加してしまう。

ふたつめに各ステージにおけるパスメトリックの計算回数（Ｍ×Ｋ）が挙げられる。（Ｍ×Ｋ）個のパスメトリックを計算した後にＭ個の候補を生き残らせるＭアルゴリズムであるから（Ｍ×（Ｋ−１））回のステージメトリック計算は無駄な計算ということになる。各ステージの計算で許容される演算量がある一定値に制限されている場合を考えると、前述したようにＫの値は大きくなりがちであるから、生き残り数Ｍを小さくする必要が出てくる。しかし、生き残り数Ｍを小さくすることは伝送特性の低下を招いてしまう。

そこで、本実施形態において、Ｍアルゴリズムに基づくＱＲ分解による摂動ベクトル探査方法が有する上記２つの問題を解決する方法を開示する。本実施形態の方法によれば、実質的にＫの値に制限を与えることがなくなるとともに、各項のメトリック計算をＭ回に限定させることが可能となる。

本発明の方法の基本はメトリック計算を行なう前に、メトリック計算を行なうべき摂動項の候補を限定させることにある。以下では、象限探査を応用した方法を用いる場合について説明する。第ｕステージの摂動項候補｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，Ｋ｝に関するステージメトリックＰ_ｕ，ｋは式（８）で計算される。ここで第（ｕ−１）ステージまでの摂動項候補｛ｚ_１〜ｚ_ｕ−１｝はＭ個の候補のパスメトリックのうちの一つに対応するものとする。

信号変換部３０３では、式（８）を式（９）のように変形する信号処理が行なわれることになる。

摂動項候補ｚ_ｕ，ｋは式（９）を最小化するものである。つまり、式（１０）で与えられる基準信号

に最も近い信号（−ｚ_ｕ，ｋ）を探査することに他ならない。

図４Ａは、本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である。通常、複素平面は無限に広がっているが、ここでは便宜上、ある一定の幅で打ち切るものとしている。図４Ａ中の黒丸がＳ_ｕ，ｋを表し、白丸が（−ｚ_ｕ，ｋ）の候補を示す。第ｕステージで行なう計算は、黒丸に近い白丸をＭ個検出することであり、Ｍアルゴリズムに基づく方法では、黒丸と全ての白丸との２乗ユークリッド距離をそれぞれ計算し、その計算結果に基づき白丸をＭ個検出している。しかし、図４Ａの様子に着目すれば、２乗ユークリッド距離を計算せずともある程度の精度で黒丸と白丸との距離を測ることができる。

まず、今黒丸は複素平面上の第１象限に存在するから、第１象限に存在する白丸が第２および第４象限に存在する白丸よりも黒丸に近く、第３象限に存在する白丸は黒丸に最も遠いことになる。そこで、第１象限、第２象限、第４象限、第３象限の順番で白丸に対して順番に重みづけを行なっていく。同一象限に存在する白丸の間の順序付けは適当に行なえば良い。

図４Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である（左上より順序付けを行なっている様子を示す）。

図４Ｃは、本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である（各象限を分割する直線を引いた様子を示す）。そして、黒丸が存在する象限に対して、近い象限に存在する白丸に対して順番に重みを割り振っていく。

図４Ｄは、本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である（上述の象限分割を繰り返し行なった様子を示す）。十分な回数を繰り返すことで、（−ｚ_ｕ，ｋ）の候補白丸に対して、１からＭまでの順序付け（ランキング）を行なうことができる。このようにすれば、２乗ユークリッド距離を計算せずとも、黒丸に近い白丸をＭ個検出することが可能となる。

象限探査においては、複素乗算などの複雑な演算は一切必要ない。以上の説明では便宜上摂動項の候補は４９個に限定したが、摂動項の候補を４９個より増加させたとしても演算量の増加は殆どない。よって、ＱＲＭ−ＶＰと異なり、摂動項の候補に対して、特別な制限を加える必要はないが、現実的には、これまでの説明で例にとった方法のように、ある一定の制限を与えることになる。しかし、空間相関が極端に強い場合等においては、基準信号をしめす黒丸が摂動項の候補点に対して、極端に異なる値をとる可能性がある。

図４Ｅは、本発明の第１の実施形態に係る式（１０）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係の一例を複素平面上に表した図である。このような場合、たとえ象限探査を用いても、正しい順序付けが行なえない可能性がある。そこで、前述してきた順序付けの処理の前に、Ｓ_ｕ，ｋに対して、ｍｏｄｕｌｏ幅２Δのｍｏｄｕｌｏ演算を施すことを考える。すなわち、

を満たす、新たな基準信号Ｓ＾_ｕ，ｋを算出する。ここで、ｆｌｏｏｒ（ｃ）は実部と虚部それぞれが、複素数ｃの実部と虚部を超えない最大の整数となる複素数を返す関数であり、床関数とも呼ばれる。また２Δの値は摂動項候補に与えた制限によって決まり、摂動項候補の実部と虚部それぞれに対して、２Δの整数倍を加算していくことで、摂動項候補点が複素平面上に等間隔に並ぶように設定される。例えば図４Ｅのように制限を与えていた場合、２Δ＝７となる。

図４Ｆは、本発明の第１の実施形態に係る式（１１）におけるＳ_ｕ，ｋとＳ＾_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，ｋ）の関係を複素平面上に表した図である。Ｓ＾_ｕ，ｋを算出したのち、Ｓ＾_ｕ，ｋを基準信号と見なして、前述してきた順序付けを行なっていく。そして、順序付けされた摂動項候補それぞれに対して、Ｂ_ｕ，ｋを加算することで、基準信号を示す黒丸が摂動項の候補点に対して、極端に異なる値を取った場合における順序付けの精度を向上させることができる。

なお、ここでは白丸の順序付けに対して象限探査を用いたが、簡易な計算で順序付けが可能であれば、別の方法により順序付けを行なっても良い。以下では、象限探査ではない順序付けの方法について説明する。第ｕステージの摂動項候補に関するランキング方法について説明する。再び図４Ａを用いて説明すると、摂動項候補ｚ_ｕ，ｋに対するランキングは黒丸で表される基準信号Ｓ_ｕ，ｋに最も近い候補点である白丸から順番にランキングがされていく。ここで、Ｓ_ｕ，ｋに最も近い候補点ｚ_ｕ，１は式（１２）で与えられるものとする。

ここで、ｒｏｕｎｄ（ｃ）はｃの実部と虚部のそれぞれに最も近い整数を実部と虚部にもつ複素数を返す関数である。

図４Ｇは、本発明の第１の実施形態に係る式（１２）におけるＳ_ｕ，ｋと（−ｚ_ｕ，１）の関係を複素平面上に表した図である。ここでは、（−ｚ_ｕ，１）を“１”と記述している。次いで、既に選択されたｚ_ｕ，１に大きさ１（＝（１^２＋０^２）^１／２）のガウス整数を加算することを考える。大きさ１のガウス整数は｛１，−１，ｊ，−ｊ｝の４つ存在する。｛１，−１，ｊ，−ｊ｝をそれぞれｚ_ｕ，１に加算することで得られる４つのガウス整数をそれぞれ｛ｚ_ｕ，２〜ｚ_ｕ，５｝とする。

図４Ｈは、本発明の第１の実施形態に係る、Ｓ_ｕ，ｋと｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，５｝の関係を複素平面上に表した図である。次いで、大きさ２^１／２（＝（１^２＋１^２）^１／２）のガウス整数をｚ_ｕ，１に加算することを考える。大きさが２^１／２のガウス整数は｛１＋ｊ，１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊ｝の４つ存在するから、先ほどと同様にそれぞれをｚ_ｕ，１に加算することで得られる４つのガウス整数をそれぞれ｛ｚ_ｕ，６〜ｚ_ｕ，９｝とする。

図４Ｉは、本発明の第１の実施形態に係る、Ｓ_ｕ，ｋと｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，９｝の関係を複素平面上に表した図である。次いで、大きさが２（＝（２^２＋０^２）^１／２）のガウス整数である｛２，−２，２ｊ，−２ｊ｝をｚ_ｕ，１に加算することで得られる４つのガウス整数を｛ｚ_ｕ，１０〜ｚ_ｕ，１３｝とする。

図４Ｊは、本発明の第１の実施形態に係る、Ｓ_ｕ，ｋと｛ｚ_ｕ，１〜ｚ_ｕ，１３｝の関係を複素平面上に表した図である。以降、大きさが小さいガウス整数から順番にｚ_ｕ，１に加算していくことで、２乗ユークリッド距離を計算せずとも、候補点に対するランキングを行なうことができる。なお、予め、ガウス整数を小さい順から並べたリストを準備しておき、そのリスト記載のガウス整数全てに、ｚ_ｕ，１を加算することで、順序付けを行なうようにしても良い。

前述してきたランキングは基本的に各ステージで計算される基準信号に基づいて順序付けが行なわれる。各ステージで上記の演算を行なっても良いが、いくつかの基準信号の値に対して、摂動ベクトルの候補に対して順序付けが行なわれたものをテーブル化しておき、そのテーブルと基準信号の値を参照することで、順序付けを行なうように制御しても良い。信号変換部３０３からは各項における摂動項の順序付けに関連付けられた情報が出力され、摂動ベクトル探査部３０５に入力される事になる。

図５は、本発明の第１の実施形態に係る第ｕステージの摂動項候補探査方法について説明するフローチャートである。図５では、上述した順序付けを行なうものとして、摂動ベクトル探査部３０５において行なわれる、本実施形態における第ｕステージの摂動項候補探査方法について示す。以下の説明では、第（ｕ−１）ステージまでの計算が終了しており、第（ｕ−１）ステージ時点におけるＭ個のパスメトリック（Ｖ_{ｕ−１，１}〜Ｖ_{ｕ−１，Ｍ}）および、それぞれのパスメトリックを与えるＭ個の摂動ベクトル候補（Ｚ_{ｕ−１，１}〜Ｚ_{ｕ−１，Ｍ}）が算出されているものとする。まず、信号変換部３０３は、第ｍ摂動ベクトル候補Ｚ_{ｕ−１，ｍ}の選択規範値として｛Ｑ_ｍ；ｍ＝１〜Ｍ｝を定義し、Ｑ_ｍ＝Ｖ_{ｕ−１，ｍ}とする（ステップＳ１０１）。なお、第１ステージにおいては、検出済みの摂動ベクトル候補は存在しないため、Ｑ_１＝０とする。

次に、信号変換部３０３は、各選択規範値｛Ｑ_ｍ；ｍ＝１〜Ｍ｝に対応する摂動ベクトル候補（Ｚ_{ｕ−１，１}〜Ｚ_{ｕ−１，Ｍ}）に基づき、基準信号｛Ｓ_ｕ，ｍ；ｍ＝１〜Ｍ｝を計算する（ステップＳ１０３）。続いて、信号変換部３０３は、基準信号Ｓ_ｕ，ｍに基づき、第ｕステージの摂動項候補に対して、上述の方法により順序付けを行なう。第ｍ基準信号Ｓ_ｕ，ｍに対してｃ番目にランキングされた摂動項候補を｛ｚ_ｍｃ；ｍ＝１〜Ｍ，ｃ＝１〜Ｍ｝で表す（ステップＳ１０５）。

摂動ベクトル探査部３０５は、インデックスの初期設定をする（ｋ＝１、ｃ＝１）（ステップＳ１０７）。次に、摂動ベクトル探査部３０５は、選択規範値｛Ｑ_ｍ；ｍ＝１〜Ｍ｝の中で、最も小さい選択規範値を探索し、そのインデックスをｘとする（ステップＳ１０９）。また、摂動ベクトル探査部３０５は、第ｕステージで算出される第ｋ摂動ベクトル候補Ｚ_ｕ，ｋを計算し、Ｚ_ｕ，ｋ＝［Ｚ_{ｕ−１，ｘ} ^Ｔ，ｚ_ｘｃ］^Ｔとする（ステップＳ１１１）。ここで、［ａ，ｂ］は長さａ_０の行ベクトルａと長さｂ_０の行ベクトルｂが行方向に結合された、長さ（ａ_０＋ｂ_０）の行ベクトルを表す。続いて、摂動ベクトル探査部３０５は、第ｕステージで算出される第ｋ摂動ベクトル候補Ｚ_ｕ，ｋに対する、第ｕステージまでのパスメトリックＶ_ｕ，ｋを算出する。すなわち、Ｖ_ｕ，ｋ＝Ｐ_ｕ，ｋ＋Ｖ_{ｕ−１，ｘ}である（ステップＳ１１３）。

続いて、摂動ベクトル探査部３０５は、データを更新する（Ｑ_ｘ←Ｖ_ｕ，ｋ，ｋ←ｋ＋１、ｘ_ｃ←ｘ_ｃ＋１）（ステップＳ１１５）。摂動ベクトル探査部３０５は、ｋがＭを超えたら（ステップＳ１１７：Yes）処理を終了する。摂動ベクトル探査部３０５は、ｋがＭを超えていなければ（ステップＳ１１７：No）ステップＳ１０９に戻る。

実際には、上記信号処理のうち、ステップＳ１０１からステップＳ１０５の信号処理は信号変換部３０３で行なわれる事になるが、ここでは便宜上纏めて記述してある。なお、信号変換部３０３を別に持たずに、摂動ベクトル探査部３０５において全ての信号処理を行なうような構成としてもよい。あるステージの摂動項候補は信号変換部３０３に再度入力され、信号変換部３０３における信号処理が再度行なわれる。以上の処理を第１ステージから第Ｕステージまで行なったのち、最もパスメトリックの小さい候補ベクトルが最適な摂動ベクトルＺとなる。

なお、本実施形態における伝送特性は生き残り数Ｍに大きく依存する。伝送特性はＭの大きさに比例して改善するが、一方で、演算量も増加する。そのため、所要の伝送品質を満たす上で、なるべく小さいＭを用いることが望ましい。伝送品質とＭの関係は、事前に計算機シミュレーション等によりビット誤り率（BER）測定を行なうことにより求めることができるが、通常、空間多重端末数Ｕと、送信アンテナ間の伝搬路の空間相関値に大きく依存する。そのため、プリコーディング部１０９では、予め空間多重端末数Ｕに応じた最適な生き残り数Ｍをテーブル化しておき、そのテーブルに応じて、生き残り数Ｍを決定するように制御すれば良い。一般的には、空間多重数が多くなるほど、大きなＭを要求される。また、空間相関値が時々刻々と大きく変化するような環境の場合、後述する端末装置より、端末装置で観測される空間相関値を基地局装置に通知し、通知された空間相関値に基づき、適応的に生き残り数を制御しても良い。例えば、空間相関値が小さい場合には、前述のテーブル化された生き残り数を用いて、空間相関値が大きい場合には、テーブル化された生き残り数よりも大きい値を用いるように制御する方法が考えられる。空間相関値に対して、生き残り数をどのくらい大きくすれば良いかは、事前に計算機シミュレーション等により最適な値を把握しておけば良い。

また、ＶＰは式（３）から分かるように、与えられた送信方式（本実施形態においては、IUIを0とするような送信方式）において、最も所要送信電力を小さくするように制御するプリコーディング方式と言える。しかし、このことは、伝搬路の状況に応じて、受信品質が大幅に変化することを意味しており、受信品質に応じて最適な変調方式および符号化率を用いる適応変調伝送適用時に問題となる場合がある。そこで、式（３）で与えられる最小化問題について、ある任意の受信品質になるような摂動項を探査するように最小化問題を変形しても良く、また単純に、所要送信電力を最小にする摂動ベクトルに対して、任意の摂動項を加算することで、任意の受信品質になるように制御しても良い。ここで、任意の受信品質は、適応変調伝送時に用いられる受信品質と変調方式と符号化率が関連付けられたＭｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ（MCS）セット、に関連付けられていることが望ましい。

図３に戻り、摂動ベクトル探査部３０５より、上述の方法により摂動ベクトルが出力され送信信号生成部３０７に入力される。送信信号生成部３０７では、入力された情報と、式（２）に基づき、送信信号ベクトルｓが生成され、プリコーディング部１０９出力として、出力される。次いで、プリコーディング部１０９に参照信号（CRSおよびDM-RS）が入力された場合について説明する。ＣＲＳについては、プリコーディングに関する信号処理が行なわれず、そのまま出力される。ＤＭ−ＲＳについては、送信データと同様のプリコーディングが行なわれるものの、摂動ベクトルの付与は行なわれない。

［１．３ 端末装置］
図６は、本発明の第１の実施形態に係る端末装置の構成を示すブロック図である。図６に示すように、端末装置はアンテナ４０１と、無線受信部４０３と、ＧＩ除去部４０５と、ＦＦＴ部４０７と、参照信号分離部４０９と、伝搬路推定部４１１と、フィードバック情報生成部４１３と、無線送信部４１５と、伝搬路補償部４１７と、Ｐ／Ｓ変換部４１９とデータ復調部４２１と、チャネル復号部４２３とを含んで構成されている。以下では第ｕ端末装置における信号処理について説明する。

端末装置においては、アンテナ４０１で受信された信号が、無線受信部４０３に入力され、ベースバンド帯の信号に変換される。ベースバンド帯に変換された信号は、ＧＩ除去部４０５に入力され、ガードインターバルが取り除かれた後、ＦＦＴ部４０７に入力される。ＦＦＴ部４０７では、入力された信号に対して、Ｎ_ｃポイントの高速フーリエ変換（FFT）もしくは離散フーリエ変換（DFT）が適用され、Ｎ_ｃ個のサブキャリア成分に変換される。ＦＦＴ部４０７出力は参照信号分離部４０９に入力される。参照信号分離部４０９では入力された信号を、データ信号成分とＣＲＳ成分と、ＤＭ−ＲＳ成分とに分離する。そして、データ信号成分については、伝搬路補償部４１７に向けて出力し、ＣＲＳとＤＭ−ＲＳについては、伝搬路推定部４１１に向けて出力される。

伝搬路推定部４１１では、入力された既知参照信号であるＣＲＳおよびＤＭ−ＲＳに基づいて伝搬路推定が行なわれる。各端末装置宛の既知参照信号系列はそれぞれ直交するように基地局装置より送信されている。はじめにＣＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。ＣＲＳは、プリコーディングを適用されずに送信されているため、式（１）で表されている伝搬路行列Ｈ（ｋ）のうち、各端末装置に対応する成分（例えば第u端末装置であればＨ（ｋ）のうちの第u行成分）を推定することが可能である。ＣＲＳが無線リソースに対して間引かれて多重されている場合、全てのサブキャリアの伝搬路情報を推定することは出来ないが、標本化定理を満たすように時間方向、および周波数方向に適切にＣＲＳを多重することで、適切な補間により全てのサブキャリアの伝搬路情報を推定することが可能である。具体的な伝搬路推定方法については、特に限定しないが、例えば二次元ＭＭＳＥ伝搬路推定を用いることが考えられる。

ＣＲＳにより推定された伝搬路情報はフィードバック情報生成部４１３に入力される。フィードバック情報生成部４１３では、各端末装置がフィードバックする伝搬路情報形式に応じて、基地局装置にフィードバックする情報を生成する。本発明においては、伝搬路情報形式については何かに限定されるものではない。例えば、推定された伝搬路情報について、有限ビット数にて量子化を行ない、その量子化情報をフィードバックする方法が考えられる。フィードバック情報生成部４１３で生成された情報は、無線送信部４１５に入力され、基地局装置に向けて通知される。なお、本実施形態においては、式（１）で与えられる伝搬路行列を基地局装置が把握できるようなフィードバックを行なうことを想定しているが、各端末装置で推定された伝搬路行列の相関行列をフィードバックするように制御しても良い。また、伝搬路情報に加えて、受信品質に関連付けられた制御情報（例えば、LTEにおけるChannel quality indicator（CQI））や、送信アンテナ間の伝搬路の空間相関に関連付けられた制御情報（例えば、送信アンテナ間の空間相関係数）を併せて通知するように制御しても良い。この場合、通知された情報は、プリコーディング部１０９における生き残り数Ｍの決定の際にも用いることが可能である。

次いで、ＤＭ−ＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。ＤＭ−ＲＳはＣＲＳとは異なり、一部のプリコーディングが施されて送信されているため、ＤＭ−ＲＳを用いることで、プリコーディングされたデータ信号を復調するために伝搬路情報を得ることができる。具体的には、第ｕ端末装置の場合、伝搬路行列Ｈ（ｋ）に線形フィルタＷ（ｋ）が乗算され、さらに電力正規化係数β（ｋ）が乗算された行列β（ｋ）Ｈ（ｋ）Ｗ（ｋ）の第ｕ行ｕ列成分を推定することが可能である。なお、ＣＲＳと同様にＤＭ−ＲＳも無線リソースに対して間引かれて多重される場合があるが、適切な補間により全てのサブキャリア成分に関して復調用の情報を得ることが可能である。なお、ＤＭ−ＲＳによって得られた情報は伝搬路補償部４１７に入力されることになる。

参照信号分離部４０９出力のうち、データ信号成分と、伝搬路推定部４１１出力のうち、ＤＭ−ＲＳによって得られた伝搬路情報は伝搬路補償部４１７に入力される。伝搬路補償部４１７ではデータ信号成分に対してチャネル等化処理が行なわれる。データ信号成分｛Ｒ_ｕ（ｋ）；ｋ＝１〜Ｎ_ｃ（ただし、参照信号成分は除く）｝は式（１３）で与えられる。

ここで、ｈ_ｕ（ｋ）はＨ（ｋ）の第ｕ行成分、ｗ_ｕ（ｋ）はＷ（ｋ）の第ｕ列成分を表す。Ｇ_ｕ（ｋ）は残留ＩＵＩを表す。残留ＩＵＩは例えば線形フィルタがＺＦ規範に基づく場合は０となる。Ｎ_ｕ（ｋ）は雑音である。以降では、簡単のため、Ｇ_ｕ（ｋ）およびＮ_ｕ（ｋ）は省略して記述する。

伝搬路補償部４１７では初めに、Ｒ_ｕ（ｋ）を等価伝搬路利得Ｈ＾_ｕ（ｋ）で除算する。すなわち、Ｒ_ｕ（ｋ）／Ｈ＾_ｕ（ｋ）＝（ｄ_ｕ＋２δｚ_ｕ）である。等価伝搬路利得Ｈ＾_ｕ（ｋ）は伝搬路推定部４１１においてＤＭ−ＲＳによって推定される情報であり、伝搬路推定部４１１より伝搬路補償部４１７に入力される。その後、｛Ｒ_ｕ（ｋ）／Ｈ＾_ｕ（ｋ）｝に対して、式（１４）で示すｍｏｄｕｌｏ幅２δのｍｏｄｕｌｏ演算が施され、軟判定値系列｛Ｓ_ｕ（ｋ）｝が出力される。

ｍｏｄｕｌｏ演算は入力に対して、出力の実部と虚部の大きさをそれぞれ−δより大きく、δより小さくするものであるから、残留ＩＵＩおよび雑音の電力が十分に小さい場合、ｚ_ｕ（ｋ）＋ｚ_ｒ，ｕ（ｋ）≒０となるため、摂動項の影響を取り除くことができる。

伝搬路補償部４１７出力はその後Ｐ／Ｓ変換部４１９に入力され、並列直列変換が施される。Ｐ／Ｓ変換部４１９出力は、その後、データ復調部４２１およびチャネル復号部４２３に入力され、データ復調とチャネル復号が行なわれる。なお、チャネル復号部４２３において行なわれる対数尤度比（LLR）の算出方法によっては、伝搬路補償部４１７で行なわれるｍｏｄｕｌｏ演算は行なわなくても良い。

本実施形態においては、ＯＦＤＭ信号伝送を仮定し、プリコーディングはサブキャリア毎に行なうことを仮定したが、伝送方式（もしくはアクセス方式）やプリコーディングの適用単位に制限は無い。例えば、複数サブキャリアを一纏めとしたリソースブロック毎にプリコーディングが行なわれた場合も本実施形態は適用可能であり、同様に、シングルキャリアベースのアクセス方式（例えばシングルキャリア周波数分割多重アクセス（SC-FDMA）方式など）にも適用することも可能である。

以上、説明してきた方法により、ＶＰを用いる下りリンクＭＵ−ＭＩＭＯ伝送において、伝送特性の劣化を最小限に抑えながら、演算量の大幅な削減を実現できる。多重端末装置数が増加しても、演算量の増加は指数関数的な増加ではなく、多項式的な増加に留まるため、多重端末装置数の大幅な増加が実現可能となり、周波数利用効率の改善に寄与できる。

［２．第２の実施形態］
第１の実施形態においては、ＶＰの演算量削減を実現する摂動ベクトル探査方法について明らかにした。第１の実施形態における伝送特性は、各ステージの摂動項候補の生き残り数Ｍに大きく依存する。良好な伝送特性を得るためにはＭの値を大きくすれば良いが、演算量はＭの値に比例して増加してしまう。第２の実施形態においては、伝送特性を低下させることなく、Ｍの値を小さくできる方法を開示する。基地局装置構成、アンテナ部１１１構成および端末装置構成は第１の実施形態と同様であり、異なるのは、プリコーディング部５０１の構成と信号処理となる。以下では、第２の実施形態に係るプリコーディング部５０１の構成と信号処理についてのみ説明することとする。

［２．１ プリコーディング装置］
図７は、本発明の第２の実施形態に係るプリコーディング部５０１の装置構成を示すブロック図である。図７に示すように、プリコーディング部５０１は、線形フィルタ生成部３０１と、信号変換部３０３と、摂動ベクトル探査部３０５と、送信信号生成部３０７と、伝搬路行列変換部５０３とを含んで構成されている。プリコーディング部５０１には、各端末装置宛の送信データに関するＳ／Ｐ変換部１０７出力の第ｋサブキャリア成分｛ｄ_ｕ（ｋ）；ｕ＝１〜Ｕ｝と、ＣＳＩ取得部１１５出力の第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）が入力される。Ｈ（ｋ）は上述したＣＲＳに基づき、端末装置にて推定され、基地局装置に通知される。以下の説明では、Ｈ（ｋ）は理想的にＣＳＩ取得部１１５にて取得されるものとし、簡単のため、インデックスｋは省略して記述する。

プリコーディング部５０１では、ＣＳＩ取得部１１５より入力される伝搬路行列Ｈに対して、初めに伝搬路行列変換部５０３において、行列変換処理が行なわれる。行列変換処理は摂動ベクトルの探査における生き残り数Ｍを小さくするためのものである。

ＶＰにおいて最小化すべき数式は式（５）で与えられており、プリコーディング部１０９における信号処理の説明でも記述したように、摂動項の候補はｚ_１に対する候補からリストアップされていくことになる。ここで、ｚ_１に対する候補は以降の全てのステージのメトリックの計算に用いられることとなるため、以降のステージの摂動項候補と比較して、全体の送信電力に与える影響が大きい。そこで、ｚ_１については、できるだけ信頼度が高い候補を選択することが重要となる。そのためには、式（５）において下三角行列Ｌの第１行１列成分Ｌ_１，１が可能な限り大きいことが望ましい。Ｌ_１，１を大きくする方法の一つして、伝搬路行列Ｈに対するオーダリングが考えられる。

オーダリングとは、伝搬路行列の各行を入れ替えることを意味しており、一般に順列行列Πの乗算により実現可能である。すなわち、伝搬路行列変換部５０３では、入力された伝搬路行列Ｈに対して、順列行列Πが乗算された行列ΠＨを新たな伝搬路行列Ｈとして出力する信号処理が行なわれる事になる。適切な順列行列Πの算出方法については、最適な方法としては、伝搬路行列ＨがＵ行Ｎ_ｔ列の行列である場合に、選択可能な順列行列は全部でＵ！個存在するから、その全てについて行列ΠＨのコレスキー分解行列Ｌを計算し、最もＬ_１，１を大きくできるものを選択すれば良い。しかし、この方法では、演算量が膨大となるため、ＢＬＡＳＴ方式や、ソート付きＱＲ分解に基づく方法により順列行列を求めても良い。

適切な順列行列Πが算出されたのち、ΠＨを伝搬路行列、送信シンボルベクトルｄにΠが乗算されたΠｄを新たに送信シンボルベクトルと見なして、他の構成装置において信号処理を行なえば良い。伝搬路行列変換部５０３以外の構成装置における信号処理については、伝搬路行列Ｈと送信シンボルベクトルｄを上記のように更新する以外は、プリコーディング部１０９と全く一緒であるため、説明は省略する。

行列変換の方法として、オーダリングではなく、格子基底縮小技術を用いる方法も考えられる。格子基底縮小技術は与えられた行列Ｈに対して、ｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列Ｔを乗算することで、より直交性の高い行列を得る行列変換技術である。直交性の高い行列であれば、直交性の低い行列と比較して、三角行列の対角成分が大きくなり、結果として第１行１列成分の値もまた、大きくすることが可能となる。ｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列とは、構成要素が全てガウス整数であり、行列式が１もしくは−１となる行列である。適切なｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列の算出方法としては何かに限定されるものではないが、良く知られているＬＬＬアルゴリズムに基づく方法が考えられる。以下では、線形フィルタとしてＺＦ規範に基づく線形フィルタ（すなわちＷ＝Ｈ^−１）が用いられるものとして説明する。

初めに、伝搬路行列変換部５０３では、伝搬路行列Ｈの逆行列Ｈ^−１に対して、ＬＬＬアルゴリズムを適用し、より直交性の高い逆行列Ｇ^−１を算出する。ここでＬＬＬアルゴリズムの出力はＧ^−１＝Ｈ^−１Ｔとなるから、Ｇ＝Ｔ^−１Ｈとなる。ここで、Ｔ^−１はやはりｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列となるから、Ｔ^−１をＴに置き換えて表現することとする（すなわちＧ＝ＴＨ）。伝搬路行列変換部５０３からはＴＨを新たな伝搬路行列として出力される事となり、他の構成装置では、ＴＨを伝搬路行列と見なした信号処理が行なわれる事になる。一方、送信信号ベクトルｄについてもＴが乗算されたＴｄを新たな送信信号ベクトルと見なすが、更に、Ｔｄに対して、ｍｏｄｕｌｏ幅２δのｍｏｄｕｌｏ演算を施したものを送信信号ベクトルと見なす。格子基底縮小技術を用いる場合でも、伝搬路行列変換部５０３以外の構成装置における信号処理については、伝搬路行列Ｈと送信シンボルベクトルｄを上記のように更新する以外は、プリコーディング部１０９と全く一緒であるため、説明は省略する。

なお、前述したオーダリング適用時に算出される順列行列もｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列の一種である。よって、伝搬路行列変換部５０３では、任意のｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列により行列変換を行なっても良い。例えば、複数のｕｎｉｍｏｄｌａｒ行列を予めコードブック等に纏めておき、そのうち、最も伝搬路の直交性を高められるｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を用いるように制御しても良い。また、上述した方法によっても、第１ステージの摂動項候補に対する信頼性が向上しない場合、第１ステージを始めとする前半のステージの生き残り数については、後半ステージより大きくしても良い。

以上説明してきたプリコーディングを行なうことで、生き残り数Ｍを第１の実施形態の方法と比較して小さくすることができるため、演算量を更に削減することが可能となる。

［３．第３の実施形態］
第２の実施形態においては、ＶＰの演算量削減を更に削減するために伝搬路行列に予め行列変換を施すプリコーディングを対象とした。第２の実施形態で対象としてオーダリングや格子基底縮小技術の演算量は、ＶＰの摂動ベクトルの探査と比較すれば少ないものの、端末多重数が増加するに従い、無視できない大きさとなってくる。第３の実施形態においては、無線リソース間の伝搬路行列の相関に着目することで、行列変換に係る演算量を小さくする方法を対象とする。基地局装置構成、アンテナ部１１１構成および端末装置構成は第１の実施形態と同様であり、異なるのは、プリコーディング部６０１の構成と信号処理となる。以下では、第３の実施形態に係るプリコーディング部６０１の構成と信号処理についてのみ説明することとする。

［３．１ プリコーディング装置］
図８は、本発明の第３の実施形態に係るプリコーディング部６０１の装置構成を示すブロック図である。図８に示すように、プリコーディング部６０１は、線形フィルタ生成部３０１と、信号変換部３０３と、摂動ベクトル探査部３０５と、送信信号生成部３０７と、伝搬路行列変換部６０３とを含んで構成されている。装置構成はプリコーディング部５０１と同じであるが、プリコーディング部６０１には、各端末装置宛の送信データに関するＳ／Ｐ変換部１０７出力の第ｋサブキャリア成分｛ｄ_ｕ（ｋ）；ｕ＝１〜Ｕ｝と、ＣＳＩ取得部１１５出力の第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）に加えて、他のサブキャリアのプリコーディング部６０１の伝搬路行列変換部６０３出力が入力される。Ｈ（ｋ）は上述したＣＲＳに基づき、端末装置にて推定され、基地局装置に通知される。一般的な無線通信チャネルにおいては、伝搬路は無線リソース間で相関を有している。例えば、本実施形態で対象としているＯＦＤＭ伝送の場合、伝搬路の周波数選択性が弱い場合には、第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）と第（ｋ＋１）サブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ＋１）とは高い相関を有している。第３の実施形態ではこのことに着目している。

伝搬路行列変換部６０３では、プリコーディング部５０１における伝搬路行列変換部６０３における信号処理と同様に、伝搬路行列Ｈに対して、オーダリング等の行列変換が施されるが、このとき、伝搬路の周波数選択性に応じて、一定数のサブキャリア間では同じ変換行列に基づき行列変換を行なうようにする。例えば伝搬路の周波数選択性が弱い場合には、第１〜１２サブキャリアについては第７サブキャリアの伝搬路行列に対してのみｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列Ｔを計算し、第１〜１２サブキャリアついては、そのｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を常に使うようにすれば良い。また、単純にｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を使いまわすのではなく、あるサブキャリアにおけるｕｎｉｍｏｄｕｌｏａｒ行列の算出は、隣接するサブキャリアで算出されたｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列により変換が施された伝搬路行列に基づいて行なうことで、ｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列算出に係る演算量を抑圧するように制御しても良い。

伝搬路が相関を有するのはサブキャリア間だけではなく、端末装置の移動速度が低速である場合には、時間方向すなわち、ＯＦＤＭ信号間でも相関を有する。例えば第ｋサブキャリアの伝搬路行列の変換行列を求める場合に、連続する７個のＯＦＤＭ信号のうち、先頭の第１ＯＦＤＭ信号においてのみ、ｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を算出し、以降のＯＦＤＭ信号の第ｋサブキャリアのプリコーディング部６０１において、そのｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を共用するようにしても良い。また、連続する７個のＯＦＤＭ信号の連続する１２個のサブキャリア、つまり合計で８４個のサブキャリアに対して、一つだけｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を算出し、それを共用しても良い。

また、本発明では、基本的に上りリンクと下りリンクの搬送波周波数が異なる周波数分割複信（FDD）を対象としているが、上下リンクで同じ搬送波周波数を用いる時間分割複信（TDD）でも本発明に基づくＶＰを用いたＭＵ−ＭＩＭＯは適用可能である。この場合、本発明で対象としている下りリンクＭＵ−ＭＩＭＯで同時接続している端末装置が、上りリンクでも同時通信を行なった場合、上りリンク伝送は上りリンクＭＵ−ＭＩＭＯと呼ばれる伝送方式となる。上りリンクＭＵ−ＭＩＭＯでは、各端末装置より送信された信号が基地局装置に空間多重された状態で受信されるため、ＭＩＭＯ−ＳＤＭと同様の空間分離処理を行なう必要がある。空間分離処理としては、Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式やＭＬＤ方式が良く知られているが、いずれの技術においても、事前に推定された伝搬路行列に対して、オーダリングや格子基底縮小を施すことで、空間分離精度を向上させることができる。ＴＤＤでは、上下リンクの伝搬路には強い相関を有しているから、空間分離処理において用いられた順列行列やｕｎｉｍｏｄｕｌａｒ行列を、プリコーディング部６０１の伝搬路行列変換部６０３に入力し、その情報に基づいて伝搬路行列変換を行なっても良く、お互いに情報を供与し、プリコーディング、もしくは空間分離に用いても良い。

また、ＦＤＤでは、上下リンクで伝搬路の瞬時利得はほぼ無相関となるが、伝搬路の統計的性質（例えば、伝搬路行列の共分散行列）には上下リンク間で強い相関を有しているものもある。本実施形態においては、プリコーディングは伝搬路行列Ｈ（ｋ）、すなわち、瞬時の伝搬路利得に基づいて行なわれる事が基本となるが、共分散行列を始めとする伝搬路の統計的性質に基づいてプリコーディングが行なわれる場合には、上りリンクの受信信号より算出される共分散行列に基づいて、行列変換等を行なっても良く、プリコーディング自体を上りリンクの受信信号より算出される共分散行列に基づいて行なっても良い。

第３の実施形態では、伝搬路行列を変換する変換行列を無線リソース間で共用する場合を対象とした。伝搬路の状況に応じて、変換行列を計算すべき回数を削減することが可能となるため、さらに演算量を削減することが可能となる。

＜全実施形態共通＞
［変形例］
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。

また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

１０１ チャネル符号化部
１０３ データ変調部
１０５ 参照信号多重部
１０７ Ｓ／Ｐ変換部
１０９ プリコーディング部
１１１ アンテナ部
１１３ 制御情報取得部
１１５ ＣＳＩ取得部
２０１ ＩＦＦＴ部
２０３ ＧＩ挿入部
２０５ 無線送信部
２０７ 無線受信部
２０９ アンテナ
３０１ 線形フィルタ生成部
３０３ 信号変換部
３０５ 摂動ベクトル探査部
３０７ 送信信号生成部
４０１ アンテナ
４０３ 無線受信部
４０５ ＧＩ除去部
４０７ ＦＦＴ部
４０９ 参照信号分離部
４１１ 伝搬路推定部
４１３ フィードバック情報生成部
４１５ 無線送信部
４１７ 伝搬路補償部
４１９ Ｐ／Ｓ変換部
４２１ データ復調部
４２３ チャネル復号部
５０１ プリコーディング部
５０３ 伝搬路行列変換部
６０１ プリコーディング部
６０３ 伝搬路行列変換部

Claims (12)

1. 複数のアンテナを備える無線送信装置から、少なくとも一つの無線受信装置へ送信される送信データに予備的処理を行なうプリコーディング装置であって、
   前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する線形フィルタ生成部と、
   送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する信号変換部と、
   前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する摂動ベクトル探査部と、を備え、
   前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出することを特徴とするプリコーディング装置。
2. 前記基準信号は、他の基準信号に関連付けられた摂動ベクトルの摂動項候補に基づいて算出されることを特徴とする請求項１記載のプリコーディング装置。
3. 前記伝搬路情報を示す伝搬路行列を、前記線形フィルタに対するＱＲ分解、ＱＬ分解またはコレスキー分解のいずれか一つの行列演算に適合した行列に変換する伝搬路行列変換部を更に備え、
   前記信号変換部は、前記変換された伝搬路行列を用いて、前記線形フィルタに対し、前記変換された伝搬路行列に対応する行列演算を実行することを特徴とする請求項２に記載のプリコーディング装置。
4. 前記伝搬路行列変換部は、前記伝搬路行列に対して、格子基底縮小技術またはオーダリング技術に基づいて算出されたユニモジュラー（unimodular）行列を乗算することを特徴とする請求項３記載のプリコーディング装置。
5. 前記伝搬路行列変換部は、無線リソースの間で相関が高い場合、前記ユニモジュラー行列に含まれる情報の一部を前記無線リソース間で共用して前記伝搬路行列の変換を行なうことを特徴とする請求項４記載のプリコーディング装置。
6. 前記摂動ベクトル探査部は、前記複素平面を複数個の区画に分割し、前記基準信号が含まれる区画を特定し、前記特定した区画に含まれる摂動項候補を、前記送信データに加算する摂動項の候補として選択し、前記選択した摂動項の候補に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探索することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載のプリコーディング装置。
7. 前記摂動ベクトル探査部は、前記複素平面を複数個に分割した区画のそれぞれと、前記基準信号が含まれる区画との距離を取得し、前記距離に基づいて、前記複素平面を複数個に分割した区画のそれぞれに含まれる摂動項候補に対して、優先度の順位を決定することを特徴とする、請求項６に記載のプリコーディング装置。
8. 前記摂動ベクトル探査部は、前記基準信号点に最も近いガウス整数を検出し、前記検出したガウス整数を、大きさで昇順に並んだガウス整数列に加算し、前記加算後のガウス整数列を、前記送信データに加算する摂動項の候補として選択し、前記選択した摂動項の候補に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探索することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載のプリコーディング装置。
9. 前記無線受信装置と前記無線送信装置間の伝搬路の空間相関に関連付けられた情報が、前記無線受信装置より前記無線送信装置に通知され、前記空間相関に関連付けられた情報に基づき、前記送信データに加算される摂動項の候補数を決定することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載のプリコーディング装置。
10. 複数のアンテナを備え、少なくとも一つの無線受信装置と通信を行う無線送信装置であって、
    前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する線形フィルタ生成部と、
    送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する信号変換部と、
    前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する摂動ベクトル探査部と、
    前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出する送信信号生成部と、を備えることを特徴とする無線送信装置。
11. 複数のアンテナを備える無線送信装置から、少なくとも一つの無線受信装置へ送信される送信データに予備的処理を行なうプリコーディング用プログラムであって、
    前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する処理と、
    送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する処理と、
    前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する処理と、
    前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出する処理と、の一連の処理を、コンピュータに実行させることを特徴とするプリコーディング用プログラム。
12. 複数のアンテナを備える無線送信装置に実装されることによって、前記無線送信装置に対し、少なくとも一つの無線受信装置へ送信する送信データに予備的処理を行なうプリコーディング機能を発揮させる集積回路であって、
    前記各アンテナと前記無線受信装置との間の伝搬路情報に基づいて、線形フィルタを生成する機能と、
    送信データベクトルに加算される摂動ベクトルの摂動項候補および前記送信データに関連付けられた基準信号を複素平面上に展開する機能と、
    前記複素平面上に展開された前記摂動項候補および前記基準信号に基づいて、前記送信データベクトルに加算される摂動ベクトルを探査する機能と、
    前記送信データベクトルに前記探査された摂動ベクトルを加算し、前記線形フィルタを乗算して送信信号ベクトルを算出する機能と、の一連の機能を、前記無線送信装置に発揮させることを特徴とする集積回路。

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