WO2016121632A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１００）の制御回路（４０）は、インバータ回路（３０）の回生制御時において、直流電源（１）と平滑コンデンサ（２）との間の経路が遮断状態の場合に、インバータ回路（３０）内の上スイッチング素子（３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ）をオンさせると共に全ての下スイッチング素子（３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗ）をオフさせる第１制御と、下スイッチング素子（３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗ）をオンさせると共に全ての上スイッチング素子（３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ）をオフさせる第２制御とを予め定めた切替期間毎に切替えて制御する。

Description

電力変換装置

　この発明は、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータを備えた電力変換装置において、特に、インバータの回生制御時の動作に関するものである。

　ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車では、回生制御時において、回生エネルギとなる回生電力をインバータを備えた電力変換装置を介してバッテリに充電する。そしてこの回生電力を再利用することで電力を有効に活用している。しかし回生制御時に、例えばバッテリと電力変換装置とを接続するケーブルが断線するなどの不具合が発生し、バッテリと電力変換装置とが遮断状態となった場合には、バッテリへ回生電力を充電することができない。例えばこの断線がバッテリとその平滑コンデンサとの間で生じた場合には、回生電力は配線の寄生抵抗やインバータのスイッチング素子のオン抵抗で消費される電力を除いて、全て平滑コンデンサに蓄積される。回生電力が平滑コンデンサに蓄積され続けると平滑コンデンサの電圧が上昇して過電圧となり、平滑コンデンサやインバータのスイッチング素子の信頼性を低下させてしまう。

　従来の電力変換装置としてのインバータ装置では、モータを停止させる際、モータの各相の１対のスイッチング素子のうち、直流電源のマイナス側に接続される下スイッチング素子を全てオンさせる。これによりモータの各相を互いに短絡させて、今までモータを駆動させていたエネルギをモータのコイルなどの負荷により電気的に消費させる（例えば、特許文献１参照）。

　また以下のような方法で回生動作中の直流電源ラインの電圧上昇を抑える従来の電力変換装置が開示されている。
　直流電源ラインの過電圧を検知すると３相ショートを行う。３相ショートにより、電流はモータと半導体スイッチング素子との間で還流し、直流電源ラインの電圧上昇を抑えることができる。３相ショートでは、上アームの半導体スイッチング素子もしくは下アームの半導体スイッチング素子をＯＮして電流を還流させるため、ＯＮしている側の半導体スイッチング素子が発熱する。熱による半導体スイッチング素子の故障発生を防ぐために、３相ショートしているアームの切り替えを適宜行う。この３相ショートを行うアームの切り替えを、インバータ部の上アーム側と下アーム側それぞれに温度センサを設け、これらの温度センサの出力によって、上アーム側と下アーム側の半導体スイッチング素子の温度が同程度となるように行ってもよい（例えば、特許文献２参照）。

特開２００６－１６６５０４号公報（第４頁、段落［００１２］、［００１３］、図２） 国際公開番号ＷＯ２０１２／０７７１８７（第２０貢、段落［００６２］～［００６６］、第２５貢、［００８６］、図４、図６）

　上記特許文献１に記載の従来の電力変換装置では、モータの各相を互いに短絡させる際に、直流電源の低電位側に接続される全相の下スイッチング素子のみをオンする。これによりモータとインバータ回路間で回生電流を還流させて回生電力を消費させることで、平滑コンデンサの電圧上昇を抑制している。しかし下スイッチング素子のみをオンにして回生電流を還流させるため、スイッチング時の導通損失により下スイッチング素子の温度が上昇し信頼性が低下するものであった。

　また、特許文献２に記載の３相の電力変換装置では、上アーム側と下アーム側のスイッチング素子の温度が同程度となるようにアームの切替制御を行っている。しかしながら、各相にそれぞれ上下アームがあり、電力変換装置の動作モード、アーム毎の冷却条件、アーム毎のスイッチング素子の並列接続数、各スイッチング素子の特性のバラツキ、各スイッチング素子の実装位置、などの条件によって、スイッチング素子の温度が相毎に異なることがある。
　また、同じアーム内であっても、スイッチング素子の温度に影響を与える条件が各スイッチング素子毎に異なる場合があり、各スイッチング素子の温度は必ずしも一様とならない。

　そのため、スイッチング素子の温度を正確に取得することが困難であり、上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を適切に切替制御することが困難であった。
　従って、電力変換装置が備えるスイッチング素子の温度上昇を信頼性良く抑制することができないという問題点があった。

　この発明は上述のような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置の回生制御時において、直流電源と平滑コンデンサとの間が遮断状態の場合でも、高電位側のアームのスイッチング素子と低電位側のアームのスイッチング素子とを、適切に切替制御することにより、平滑コンデンサの電圧上昇を抑制しつつ、スイッチング素子の温度上昇を信頼性良く抑制できる電力変換装置の提供を目的とする。

　この発明に係る電力変換装置は、直流母線間に接続され直流電源からの直流電力を平滑する平滑コンデンサと、前記直流母線の高電位側に接続される上スイッチング素子と、前記直流母線の低電位側に接続される下スイッチング素子とがそれぞれ直列接続され、その接続点が各相交流入出力線に接続される直列体を、前記直流母線間にそれぞれ並列接続して備え、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の力行および回生を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記インバータ回路の回生制御において、前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間の経路が遮断状態の場合に、全ての前記上スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記下スイッチング素子をオフさせる第１制御と、全ての前記下スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記上スイッチング素子をオフさせる第２制御とを予め定めた切替期間毎に切替えて制御するものである。

　また、発明に係る電力変換装置は、直流母線間に接続され直流電源からの直流電力を平滑する平滑コンデンサと、前記直流母線の高電位側に接続される上スイッチング素子と、前記直流母線の低電位側に接続される下スイッチング素子とがそれぞれ直列接続され、その接続点が各相交流入出力線に接続される直列体を、前記直流母線間にそれぞれ並列接続して備え、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の力行および回生を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記インバータ回路の回生制御において、前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間の経路が遮断状態の場合に、全ての前記上スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記下スイッチング素子をオフさせる第１制御と、全ての前記下スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記上スイッチング素子をオフさせる第２制御とを所定の切替期間毎に切替えて制御するものであり、前記制御回路は、前記各相交流入出力線に流れる電流に応じて前記切替期間を決定するものである。

　この発明に係る電力変換装置によれば、インバータ回路の回生制御時において直流電源と平滑コンデンサとの間が遮断された状態の場合でも、高電位側の上スイッチング素子と低電位側の下スイッチング素子とを、適切に切替制御でき、平滑コンデンサの電圧上昇を抑制しつつ、スイッチング素子の温度上昇を信頼性良く抑制して、平滑コンデンサおよびスイッチング素子の信頼性を向上させ長寿命化を図ることができる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す概略図である。 本発明の実施の形態１によるスイッチング素子の駆動用の絶縁電源の回路構成図である。 本発明の実施の形態１による制御回路の回生制御時における過電圧抑制制御の信号の例を表す模式図である。 本発明の実施の形態１による制御回路内のデータテーブルの構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１によるスイッチング素子が、基板に実装された状態を示す断面図である。 本発明の実施の形態１による制御回路内のデータテーブルの他の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１による制御回路の回生制御時における過電圧抑制制御の信号の他の例を表す模式図である。 本発明の実施の形態２による制御回路の回生制御時における過電圧抑制制御の信号を表す模式図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す概略図である。 本発明の実施の形態３による制御回路の回生制御時における過電圧抑制制御の信号を表す模式図である。

実施の形態１．
　以下、本発明の実施の形態１による電力変換装置として、電動車の電動機駆動に適用される電力変換装置１００について図を用いて説明する。
　図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の構成を示す概略図である。
　電力変換装置１００は、直流電源１と、電動車に用いられる電動機４との間に接続されて直流電源１からの直流電力を交流電力に変換して電動機４に出力するインバータ回路としての電動機駆動装置３０と、直流電源１からの直流電力を平滑する平滑コンデンサ２と、電動機駆動装置３０の力行および回生を制御する制御回路４０とを備える。

　平滑コンデンサ２は、電動機駆動装置３０に並列になるように、高電位側の直流母線（以降、母線２１と称す）と低電位側の直流母線（以降、母線２２と称す）との間に接続されており、リレー６を介して直流電源１の正負端子に接続されている。このリレー６により電動機駆動装置３０と直流電源１とを機械的に接続および切断することができる。

　電動機駆動装置３０は、スイッチング素子であって母線２１に接続される上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗと、母線２２に接続される下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗとがそれぞれ直列接続された直列体３５Ｕ、３５Ｖ、３５Ｗを備える。
　スイッチング素子３１（３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ）、スイッチング素子３２（３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗ）には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。
　以降、上スイッチング素子３１と下スイッチング素子３２とを区別せずに説明する場合は、単にスイッチング素子３１、３２と記載する。
　直列体３５Ｕ、３５Ｖ、３５Ｗは、それぞれ母線２１と母線２２との間に並列接続されている。そして、各直列体３５Ｕ、３５Ｖ、３５Ｗの上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗと下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗとの接続点は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相交流入出力線（図中、Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続されている。このＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相交流入出力線には電動機４の各相が接続される。

　さらに電動機駆動装置３０は、上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗを駆動するための高電位側駆動回路３３Ｕ、３３Ｖ、３３Ｗと、下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗを駆動するための低電位側駆動回路３４Ｕ、３４Ｖ、３４Ｗとを備える。なお、図中、各駆動回路３３Ｕ、３３Ｖ、３３Ｗ、３４Ｕ、３４Ｖ、３４ＷをＤＲと表示した。
　また、電動機駆動装置３０および電動機４の状態を検出するための電圧センサ７１と、電流センサ７２と、回転センサ７３との３つのセンサが備えられている。
　制御回路４０は、電圧センサ７１のセンシング情報を基に母線２１、２２間の電圧Ｖ１を検出する。また制御回路４０は、電流センサ７２のセンシング情報を基に電動機駆動装置３０の出力電流（各相交流入出力線に流れる電流）Ｉａを検出する。また、制御回路４０は、回転センサ７３のセンシング情報を基に電動機４の速度ωや磁極位置θを検出する。

　図２は、本発明の実施の形態１によるスイッチング素子３１、３２の駆動用の絶縁電源７の回路構成図である。
　絶縁電源７は、図２に示す様に、スイッチング素子７ａとトランス７ｂとダイオード７ｃ、７ｄとコンデンサ７ｅとを備える。そして絶縁電源７は、母線２１、２２間の電力を受電して、高電位側駆動回路３３Ｕ、３３Ｖ、３３Ｗおよび低電位側駆動回路３４Ｕ、３４Ｖ、３４Ｗに供給される駆動電源を生成する。この絶縁電源７は、その内部のスイッチング素子のオン時間とトランスの巻数比とに応じて、生成する電圧を可変にすることができる。

　制御回路４０は、電動機４の回転数やトルクを制御するために電動機駆動装置３０の動作を制御する。この制御回路４０は、指令値生成部４１と、電圧制御部４２と、ＰＷＭ回路４３とを備える。指令値生成部４１は電動機４の目標回転数や目標トルクの情報とドライバの制御情報とに基づいて指令値Ｃ１を生成する。そして、その指令値Ｃ１が電圧制御部４２に入力される。電圧制御部４２は、上記各センサ７１～７３でセンシングして検出した母線２１、２２間の電圧Ｖ１、出力電流（各相交流入出力線の電流）Ｉａ、速度ωおよび磁極位置θの値と、指令値Ｃ１とに基づき、電動機駆動装置３０の出力電圧を制御するための指令値Ｃ２を出力する。ＰＷＭ回路４３は指令値Ｃ２に基づきＰＷＭ制御により駆動信号を生成し、生成された駆動信号が高電位側駆動回路３３Ｕ、３３Ｖ、３３Ｗと低電位側駆動回路３４Ｕ、３４Ｖ、３４Ｗとに入力される。

　こうして各相に対応して配置された上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗは、高電位側駆動回路３３Ｕ、３３Ｖ、３３Ｗにより駆動されて、母線２１とＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相交流入出力線との間をスイッチングする。また下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗは、低電位側駆動回路３４Ｕ、３４Ｖ、３４Ｗにより駆動されて、母線２２とＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相交流入出力線との間をスイッチングする。

　次に、電動機駆動装置３０の回生制御について説明する。
　回生ブレーキが作動した際は、電動車の車輪から回転トルクが電動機４に伝達され、電動機４は伝達されてきた回転トルクに基づいて交流電力（回生電力）を生成する。このとき、制御回路４０は電動機駆動装置３０を回生制御して、生成された交流電力を回生する。
　直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が正常に接続されている場合は、制御回路４０は、電動機駆動装置３０のスイッチング素子３１、３２を全てオフする。
　なお、上記のようなスイッチング素子３１、３２を全てオフする制御に限るものでもない。例えば、ダイオードの導通に同期してスイッチング素子３１、３２のスイッチングを行う同期整流制御でもよい。これによりこの交流電力は電動機駆動装置３０により直流電力に変換されて直流電源１へ充電される。充電された電力は、電動機駆動装置３０の力行動作時に再び走行エネルギとして使用される。

　直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態の場合（例えばリレー６が開放状態のときや、何らかの原因で直流電源１へのケーブルが外れた状態の場合など）では、制御回路４０は、回生電力による平滑コンデンサ２の電圧上昇を抑制するために以下の過電圧抑制制御を行う。

　図３は、本発明の実施の形態１による制御回路４０の回生制御時における過電圧抑制制御の信号を表す模式図である。なお、横軸は時間を示し、Ｑは過電圧抑制制御の期間を示す。
　図において、直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態の時にＨｉとなるＦａｉｌ信号Ｆ１と、制御回路４０が過電圧抑制制御時に電動機駆動装置３０に出力する下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗの駆動信号Ｓ２および上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗの駆動信号Ｓ１の関係を示す。

　電動機駆動装置３０の回生制御時に、時刻ｔ０においてＦａｉｌ信号Ｆ１がＨｉになると、制御回路４０は、過電圧抑制制御を開始する。
　このＦａｉｌ信号Ｆ１は、例えばリレー６の開閉信号、電圧センサ７１、電流センサ７２により取得した電力変換装置１００の電圧や電流の情報などを用いて、直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態であるか否かが判定されて出力される。
　この過電圧抑制制御において、制御回路４０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗをオンさせると共に全ての上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗをオフさせるゼロベクトル期間を持つ第２制御Ｐ２を実行する。
　全相の下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗがオンすると、電動機４の電機子巻線の各相が短絡され、電動機駆動装置３０と電動機４との間で回生電流が還流する。そして、オンされた各下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗのオン抵抗と電動機４の電機子巻線の負荷と配線の寄生抵抗とで回生電力が消費される。

　時刻ｔ０から期間Δｔが経過した時刻ｔ１において、制御回路４０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗをオンさせると共に全ての下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗをオフさせるゼロベクトル期間を持つ第１制御Ｐ１に切替える。
　第２制御Ｐ２の時と同様に、オンされた上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３２Ｗのオン抵抗と電動機４の電機子巻線の負荷と配線の寄生抵抗とで回生電力が消費される。

　時刻ｔ１から期間Δｔが経過した時刻ｔ２において、制御回路４０は、第２制御Ｐ２に切替える。時刻ｔ２から期間Δｔが経過した時刻ｔ３において、制御回路４０は、第１制御Ｐ１に切替える。
　この制御回路４０による期間Δｔ毎の、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替え制御は、Ｆａｉｌ信号Ｆ１がＬｏｗになるまで繰り返される。
　なお、図３に示すように、常に一定の長さの期間Δｔが切替期間として用いられている。

　上記時刻ｔ０から時刻ｔ１の第２制御Ｐ２の期間では、回生電流は下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗに流れる。そのため下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗの温度が上昇する。これに対してオフされている上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗには回生電流が流れない。そのため上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗの温度は下降する。
　上記時刻ｔ１から時刻ｔ２の第１制御Ｐ１の期間では、回生電流は上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗに流れる。そのため上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗの温度は上昇する。これに対してオフされている下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗには回生電流が流れない。そのため下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗの温度は下降する。

　このように、制御回路４０により、期間Δｔ毎に下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗがオンになる第２制御Ｐ２と、上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗがオンになる第１制御Ｐ１とを切替えて制御する。こうして、オフされている方のスイッチング素子３１、３２に回生電流を流さない冷却期間を確保することができる。これにより、スイッチング素子３１、３２の温度上昇を抑制することができる。

　さらに、上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３２Ｗと下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗとを切替えることで、切替える際のスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失により回生電力をさらに効率的に消費することが可能となる。
　なお、本実施の形態では、過電圧抑制制御において、先に第２制御Ｐ２を行った後に、第１制御Ｐ１を行っているが、この順番は逆でもよい。

　以下、上記切替期間Δｔについて説明する。
　図４は、本発明の実施の形態１による制御回路４０内のデータテーブルの構成例を示す図である。
　図４に示す上限温度値Ｔｍａｘは、半導体素子であるスイッチング素子３１、３２の内部のＰ型半導体領域とＮ型半導体領域とのＰＮ接合部における上限の温度値を示す（この場合、１３０℃）。
　そして、このデータテーブルには、ＰＮ接合部の温度がこの上限温度値Ｔｍａｘ以下になるように予め決定された切替期間Δｔの期間長（この場合１０μｓ）が保持されている。

　この切替期間Δｔの値（１０μｓ）は、各スイッチング素子３１、３２の素子特性、電力変換装置１００の動作モード、各スイッチング素子３１、３２の実装位置、などの条件Ｊ１に基づいて予め決定されたものである。
　これらの条件Ｊ１は、電力変換装置１００の動作前において正確に取得可能なものである。そしてこれらの条件Ｊ１に基いて、電力変換装置１００が備える全てのスイッチング素子３１、３２が上限温度値Ｔｍａｘ以下となるような切替期間Δｔが決定されている。

　制御回路４０は、上記のように予め決定された１０μｓの切替期間Δｔを用いて、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを１０μｓ毎に切替えて制御する。

　上記条件Ｊ１である各スイッチング素子３１、３２の素子特性の具体例として、スイッチング素子３１、３２の熱抵抗を用いた場合を、以下に説明する。
　スイッチング素子３１、３２の熱抵抗を用いることで、スイッチング素子３１、３２の温度上昇値ΔＴｒを予め算出することができる。そして、算出された温度上昇値ΔＴｒが放熱されて、スイッチング素子３１、３２の温度が上限温度値Ｔｍａｘ以下となるような切替期間Δｔを決定する。
　また、更に正確な温度上昇値ΔＴｒを算出するために、スイッチング素子３１、３２の熱抵抗に加えて、スイッチング素子３１、３２の熱容量を用いてもよい。

　また、温度上昇値ΔＴｒを算出するために、スイッチング素子３１、３２の熱抵抗に加えて、スイッチング素子３１、３２に熱的に接続される放熱部の熱抵抗を用いるものでもよい。以下、この放熱部について図を用いて説明する。

　図５は、本発明の実施の形態１によるスイッチング素子３１、３２が、基板６０に実装された状態を示す断面図である。
　図に示すように、表面にスイッチング素子３１、３２が実装された基板６０の裏面に、放熱部としてのヒートシンク６１が実装されている。このように、スイッチング素子３１、３２の発熱が、熱伝導経路としての基板６０を介してヒートシンク６１に伝熱される構成である。
　この場合、スイッチング素子３１、３２の熱抵抗と、基板６０の熱抵抗と、ヒートシンク６１の熱抵抗とを用いて、より正確な温度上昇値ΔＴｒが算出可能である。

　以下、上記図４とは異なる構成のデータテーブルを用いた第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替制御について説明する。
　図６は、本発明の実施の形態１による制御回路４０内のデータテーブルの他の構成例を示す図である。
　図６に示すデータテーブルには、切替期間Δｔに対する複数の期間長が保持されている。これらの切替期間Δｔは、図４に示した切替期間Δｔと同様に、スイッチング素子３１、３２のＰＮ接合部の温度が上限温度値Ｔｍａｘ以下になるように条件Ｊ１に基づいて予め決定されたものである。

　さらにこれらの切替期間Δｔは、図にＩａ、Ｔａ、Ｎ、として示す条件Ｊ２ごとにその期間長が定められている。
　条件Ｊ２とは、電力変換装置１００の動作中においてセンサなどにより取得される、スイッチング素子３１、３２の温度に影響を与える条件である。
　具体的には、図６（ａ）に示す条件Ｊ２としてのＩａは、電流センサ７２により取得された各相交流入出力線に流れる電流の値であり、図６（ｂ）に示す条件Ｊ２としてのＴａは、スイッチング素子３１、３２の周囲温度Ｔａであり、図６（ｃ）に示す条件Ｊ２としてのＮは、スイッチング素子３１、３２を冷却するファンの冷却条件（ここではファンの回転数Ｎ）である。
　こうして、電力変換装置１００が備える全てのスイッチング素子３１、３２が上限温度値Ｔｍａｘ以下となるように、これらの条件Ｊ２の値に応じた切替期間Δｔが予め決定されている。

　以下、上記条件Ｊ２を用いた制御回路４０の制御について説明する。
　制御回路４０は、電力変換装置１００の動作中において、Ｆａｉｌ信号Ｆ１がＨｉになり直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態と判定すると、上記条件Ｊ２を取得する。
　ここで、３つの条件Ｊ２（電流Ｉａ、周囲温度Ｔａ、ファン回転数Ｎ）の全てを取得する必要はなく、少なくとも１つの条件Ｊ２を取得するものでよい。

　次に、制御回路４０は、取得された条件Ｊ２に応じて、切替期間Δｔの複数の期間長から１つの期間長を選出する。
　具体的には、条件Ｊ２として各相交流入出力線に流れる電流Ｉａを取得し、その電流Ｉａの値が１２０Ａであったとする。この場合、制御回路４０は、図６（ａ）に示すデータテーブルから、１２０Ａの電流Ｉａに対応して予め決定された１０．５μｓの期間長を選出する。
　次に、制御回路４０は、１０．５μｓの期間長を切替期間Δｔに用いて、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを１０．５μｓ毎に切替えて制御する。

　なお、条件Ｊ２として周囲温度Ｔａを取得した場合は、制御回路４０は、取得した周囲温度Ｔａの値に対応して予め決定された切替期間Δｔの期間長を、図６（ｂ）に示すデータテーブルから選出する。
　また、条件Ｊ２としてファン回転数Ｎを取得した場合は、制御回路４０は、取得したファン回転数Ｎの値に対応して予め決定された切替期間Δｔの期間長を、図６（ｃ）に示すデータテーブルから選出する。

　なお、上記のように、１つの条件Ｊ２毎に期間長を選出するものに限定するものではない。例えば、複数の条件Ｊ２（例えば、電流Ｉａと周囲温度Ｔａ）の両方の値を同時に取得し、この両方の値に対応する期間長が保持されたテーブル（図示せず）に基づいて期間長を選出するものでもよい。
　このように、制御回路４０は、取得された条件Ｊ２のうち、少なくとも１つの値に応じて、複数の期間長から１つの期間長を選出する。

　以下、上記図３、図４、図６を用いて説明した制御とは異なる第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替制御について説明する。
　図７は、本発明の実施の形態１による制御回路４０の回生制御時における過電圧抑制制御において、図３に示したものとは異なる制御を示す模式図である。

　図３を用いて説明した切替制御では、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替制御の経過時間に関わらず、常に一定の切替期間Δｔを用いていた。
　図７に示す切替制御では、第１制御Ｐ１と前記第２制御Ｐ２との切替制御を開始した時刻ｔ０から時刻ｔ５までに用いられる切替期間Δｔ１と、時刻ｔ５から時刻ｔ７に用いられる切替期間Δｔ２とは異なる。
　このように、第１制御Ｐ１と前記第２制御Ｐ２との切替制御の経過時間に応じて予め決定された切替期間Δｔ１、Δｔ２を用いることも可能である。

　なお、本実施の形態では、電動機駆動装置３０のスイッチング素子にｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ－Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を図示したがこれに限るものではない。スイッチング機能を有していればよく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。ユニポーラデバイスであるＭＯＳＦＥＴは一般的に温度によりオン抵抗が増加する傾向を持っている。一方、バイポーラデバイスであるＩＧＢＴは一般的に温度に対するコレクタ・エミッタ間の飽和電圧の増加分が少ないと言われている。これらスイッチング素子３１、３２の特性を考慮して、電動車のドライバが求める制動力が得られるように選択してもよい。

　また、スイッチング素子３１、３２に逆並列接続されたダイオードは、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合ではＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを示しているが、これに限定するものではない。このダイオードは逆方向に電流を流す機能を有していれば良く、ＳＢＤ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ　Ｂａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｏｄｅ）やＰＮ接合ダイオードを使用しても良い。また、ダイオードを用いずに、ＭＯＳＦＥＴの同期整流を使用しても良い。
　これらのスイッチング素子３１、３２にはＳｉ半導体の他、ワイドバンドギャップ半導体を用いたものを使用することが可能である。ワイドバンドギャップ半導体には、シリコンカーバイドの他、窒化ガリウム、ダイヤモンドがある。ワイドバンドギャップ半導体は高温動作が可能であるため、ヒートシンクなどの冷却系を簡素化することができ、装置の小型化が可能である。

　また、本実施の形態では、リレー６を用いた例を挙げたが、これに限定するものではなく、回路構成によってはこのリレー６を設けない場合もある。
　また、上記電圧センサ７１、電流センサ７２および回転センサ７３の構成は一例である。電動機４や、この電動機４に接続する負荷によってはこれらのセンサが不要であったり、センシングされた情報を使わないこともある。もしくは、さらに多くの情報のセンシングが必要になる場合もあるため、適宜センサの構成を変更すればよい。
　また、電動機駆動装置３０の直流電源１は、例えば、ＮｉＭＨ（ニッケルメタルハイドライド）電池やＬｉ－ｉｏｎ（リチウムイオン）電池で構成される。また、交流電源を整流して直流電源として使用しても良い。

　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、回生制御時において直流電源１と平滑コンデンサ２との間が遮断状態の場合に、電動機駆動装置３０と電動機４との間で回生電流を還流させる。これにより回生電力が平滑コンデンサ２に充電されないように制御することができる。よって、平滑コンデンサ２の電圧上昇を抑制することができ、平滑コンデンサ２の過電圧に起因する平滑コンデンサおよびスイッチング素子３１、３２の信頼性の低下を防止することができる。

　さらに、電動機駆動装置３０と電動機４との間で回生電流を還流させる際に、予め定めた切替期間Δｔ毎に第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを切替えて制御する。そのため、オンされている側のスイッチング素子３１、３２で回生電力を消費しつつ、オフされている側のスイッチング素子３１、３２に対して回生電流を流さない冷却期間を確保することができる。これにより一旦温度上昇したスイッチング素子３１、３２を冷却することができ、スイッチング素子３１、３２の温度上昇を抑制して信頼性を向上させることができる。こうして、信頼性が高く長寿命の電力変換装置を提供することができる。
　さらに、容量の小さい小型の平滑コンデンサ２やスイッチング素子３１、３２を用いることも可能となるため、装置構成を小型化できる。

　さらに、従来技術のように、正確に検知し難い動作中のスイッチング素子の温度に基づいて切替期間を決めるものではなく、制御回路４０は、予め定められた切替期間Δｔを用いるものである。この切替期間Δｔは、スイッチング素子３１、３２の温度に影響を与える種々の条件Ｊ１に基づいて予め決定されたものである。そして条件Ｊ１は、スイッチング素子３１、３２の素子特性など、電力変換装置１００の動作前において正確に取得可能な条件である。そのため、正確に取得可能な条件に基づいた適正な切替期間Δｔを用いることが可能である。こうして、スイッチング素子３１、３２の温度を、信頼性良く上限温度値Ｔｍａｘ以下に抑えることができる。

　また、電力変換装置１００の動作中において、制御回路４０は、Ｆａｉｌ信号Ｆ１がＨｉになった時点での、各相交流入出力線に流れる電流Ｉａの値などの条件Ｊ２を取得し、この条件Ｊ２に基づいて切替期間Δｔの期間長を選出するものである。
　各相交流入出力線に流れる電流Ｉａなどのこの条件Ｊ２は、電力変換装置１００の動作中においても正確に取得可能なものである。また、この条件Ｊ２は、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２の切替制御を行う直前における電力変換装置１００の状態を示すものである。
　こうして、正確であり、さらに電力変換装置１００の直近の動作状況に即した条件Ｊ２に基づいて、予め定められた複数の期間長の内から最適な期間長を選出することが可能である。そのため、スイッチング素子３１、３２の温度上昇を制度良く抑制することができる。

　また、従来技術のように、上スイッチング素子３１の温度と下スイッチング素子３２の温度を比較しながら、切替期間Δｔを決定するものではない。そのため、制御回路４０の比較制御に起因する処理の遅延を招く恐れがない。こうして、制御回路４０は、迅速に第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替制御を行うことができる。

　また、このように予め定めた第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替制御を、予め定めた切替期間Δｔ毎に行うため、チャタリングを防止できる。こうして、安定性の高い切替制御を行う事ができる。

　また、第１制御Ｐ１と前記第２制御Ｐ２との切替制御の経過時間に応じた切替期間Δｔを決定することができる。これにより、スイッチング素子３１、３２の温度が高い過電圧抑制制御の開始時点においては短い期間長の切替期間Δｔ１を用いる。そして、過電圧抑制制御の開始から所定の期間が経過し、スイッチング素子３１、３２の温度が低くなる時刻まで達すると長い期間長の切替期間Δｔ２を用いる。こうして、第１制御Ｐ１と前記第２制御Ｐ２の経過時間に応じて、スイッチング素子３１、３２のスイッチング回数を適宜減らすことができる。そのため、ターンオフ時のサージ電圧によるスイッチング素子３１、３２の劣化を抑制することができる。

　また、電力変換装置１００の通常動作時の制御にて取得する電流Ｉａの値を、過電圧抑制制御における切替期間Δｔの決定にも用いる。そのため、切替期間Δｔの決定のために電流センサを別途設ける必要がなく、既存の電流センサ７２を活用できる。これにより、電力変換装置１００の小型化、低コスト化が可能である。

　なお、図６（ｃ）では、スイッチング素子３１、３２を冷却する冷却条件として、ファンの回転数Ｎを示したがこれに限定するものではない。例えば冷却水を用いるものでもよく、その場合は冷却条件として、冷却水の温度、容積などを用いることができる。

　また、種々の条件Ｊ１は、電力変換装置１００の動作モード、各スイッチング素子３１、３２の素子特性のばらつき、各スイッチング素子３１、３２の実装位置、に限定するものではない。スイッチング素子の温度に影響を与える条件のうち、電力変換装置１００の動作前において正確に取得可能なものであればよい。

　また、熱伝導経路として基板６０、放熱部としてヒートシンク６１を示したが、これに限定するものではない。スイッチング素子３１、３２に熱的に接続されるものであればよい。
　また、上限温度値Ｔｍａｘは、スイッチング素子３１、３２のＰＮ接合部の温度としたが、これに限定するものではない。例えば、スイッチング素子３１、３２のパッケージの表面温度でもよい。

実施の形態２．
　以下、この発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に説明する。
　実施の形態１では、切替期間Δｔが予め決定されており、制御回路４０は、この予め決定された切替期間Δｔを用いて、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを切替制御するものであった。
　本実施の形態では、電力変換装置１００の動作中において各相交流入出力線に流れる電流Ｉａに応じて、制御回路４０が所定の切替期間Δｔを決定するものである。

　この電流Ｉａは、上記実施の形態１で条件Ｊ２として示した電流Ｉａと同じものであり、実施の形態１と同様に電力変換装置１００の動作中に電流センサ７２により取得する。
　そして、制御回路４０は、電流Ｉａに基づいて切替期間Δｔを決定し、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを切替期間Δｔ毎に切替えて制御する。
　制御回路４０は、例えば電流Ｉａと切替期間Δｔとの対応を示すテーブルを予め保持し、検出された電流Ｉａに応じて切替期間Δｔを決定する。また、スイッチング素子３１、３２のＰＮ接合部の温度が上限温度値Ｔｍａｘ以下になるように切替期間Δｔは決定される。

　また、制御回路４０が、上記電流Ｉａと、スイッチング素子３１、３２の周囲温度Ｔａとに応じて切替期間Δｔを決定するものでもよい。
　この周囲温度Ｔａは、上記実施の形態１で条件Ｊ２として示した周囲温度Ｔａと同じものである。

　また、制御回路４０が、上記電流Ｉａと、スイッチング素子３１、３２を冷却する冷却条件とに応じて切替期間Δｔを決定するものでもよい。
　この周囲温度Ｔａは、上記実施の形態１で条件Ｊ２として示した周囲温度Ｔａと同じものであり、ファンの回転数Ｎなどである。

　また、制御回路４０が、スイッチング素子３１、３２の熱抵抗および熱容量のうち、少なくとも熱抵抗を用いてスイッチング素子３１、３２の温度上昇値ΔＴｒを算出する。そして、上記電流Ｉａと、算出された温度上昇値ΔＴｒとに基づいて、切替期間Δｔを決定するものでもよい。

　また、制御回路４０が、上記電流Ｉａと、放熱部の熱抵抗と、熱伝導経路の熱抵抗とを用いて温度上昇値ΔＴｒを算出するものでもよい。
　この放熱部と熱伝導経路は、上記実施の形態１で示したものと同じであり、ヒートシンク６１、基板６０などである。

　また、制御回路４０が、上記電流Ｉａに基づいた上で、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との切替制御の経過時間に応じて切替期間Δｔを決定するものでもよい。
　この切替制御は、上記実施の形態１の図７で示したものと同等であり、切替期間Δｔは、切替制御の経過時間に応じて異なる。

　また、以下に図を用いて示すような基準信号を用いて切替期間Δｔを決定するものでもよい。
　図８は、本発明の実施の形態２による制御回路４０の回生制御時における過電圧抑制制御の信号を表す模式図である。
　図において、電力変換装置１００の力行および回生を制御するための、スイッチング素子３１、３２を駆動する基となる搬送波Ｃ１を示す。この搬送波Ｃ１は、基準信号としてのクロック信号ＣＬＫに基づいて生成されるものである。
　本実施の形態では、制御回路４０が、電流Ｉａに基づいて決定された切替期間Δｔをこのクロック信号ＣＬＫに基づいて調整する。
　図８に示すように、切替期間Δｔは、クロック信号ＣＬＫの周期の整数倍となるように調整され、各切替期間Δｔは、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりに同期して開始される。
　こうして、搬送波Ｃ１を生成するためのクロック信号ＣＬＫが、切替期間Δｔの決定に対しても用いられる。

　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置によると、回生制御時において直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態の場合でも、制御回路４０が、電力変換装置１００の動作中おける各相交流入出力線に流れる電流Ｉａの値に基づいて、切替期間Δｔを決定する。
　こうして、制御回路４０は、正確に取得可能であり、実際の動作状況に即した電流Ｉａに基づいて適正な切替期間Δｔを決定することができる。
　また、制御回路４０が切替期間Δｔを決定するため、電力変換装置１００の動作中においても切替期間Δｔの決定が可能である。そのため、制御の自由度が向上する。

　こうして、平滑コンデンサ２の電圧上昇を抑制しつつ、スイッチング素子３１、３２の温度上昇を信頼性良く抑制して、上限温度値Ｔｍａｘ以下にすることができる。
　よって、平滑コンデンサ２およびスイッチング素子３１、３２の信頼性を向上させることができる。これにより、信頼性が高く長寿命の電力変換装置を提供することができる。さらに、容量の小さい小型の平滑コンデンサ２やスイッチング素子３１、３２を用いることも可能となるため、装置構成を小型化できる。

　さらに制御回路４０は、上記電流Ｉａに加えて、正確に取得可能な他の種々の条件（スイッチング素子３１、３２の周囲温度Ｔａ、スイッチング素子３１、３２を冷却するための冷却条件、スイッチング素子３１、３２の熱抵抗、スイッチング素子３１、３２の熱容量、スイッチング素子３１、３２の熱伝導経路の熱抵抗、放熱部の熱抵抗）に基づいて切替期間Δｔを決定する。
　こうして、さらに正確に取得可能な種々の条件に基づいて、適正な切替期間Δｔを決定をすることが可能である。

　さらに制御回路４０は、第１制御Ｐ１と前記第２制御Ｐ２との切替制御の経過時間に応じた切替期間Δｔを決定することができる。これにより、スイッチング素子３１、３２のスイッチング回数を適宜減らしてターンオフ時のサージ電圧によるスイッチング素子３１、３２の劣化を抑制することができる。

　さらに、制御回路４０は、スイッチング素子３１、３２を駆動するためのクロック信号ＣＬＫに基づいて切替期間Δｔを調整し、その位相を決定することができる。
　このように、制御回路４０の力行および回生を制御するためのクロック信号ＣＬＫを、切替期間Δｔの決定にも用いることができ、基準信号を新たに追加する必要がない。これにより、制御回路４０の制御動作の負荷を低減することができる。

実施の形態３．
　以下、この発明の実施の形態３を、上記実施の形態１および実施の形態２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１および実施の形態２と同一ないし同等である構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
　図９は、本発明の実施の形態３による電力変換装置３００の構成を示す概略図である。
　図に示すように本実施の形態では、平滑コンデンサ２を放電するための放電回路３８０が平滑コンデンサ２に並列接続されている。放電回路３８０は抵抗３８１とスイッチング素子３８２とスイッチング素子３８２を駆動するための駆動回路３８３とで構成されている。
　図１０は、本発明の実施の形態３による制御回路３４０の回生制御時における過電圧抑制制御の信号を表す模式図である。なお、横軸は時間を示し、Ｑは過電圧抑制制御の期間を示す。
　図において、直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態となった場合にオンとなるＦａｉｌ信号Ｆ１と、制御回路３４０のＰＷＭ回路４３が過電圧抑制制御時に電動機駆動装置３０に出力する下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗおよび上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗの駆動信号Ｓ２、Ｓ１と、過電圧抑制制御時の放電回路３８０の駆動信号Ｓ３との関係を示す。

　実施の形態１と同様に制御回路３４０は、電動機駆動装置３０の回生制御時に時刻ｔ０においてＦａｉｌ信号Ｆ１がＨｉになると、過電圧抑制制御を開始する。そして、制御回路３４０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗをオンさせると共に全ての上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗをオフさせるゼロベクトル期間を持つ第２制御Ｐ２を実行する。
　時刻ｔ０から期間Δｔを経過した時刻ｔ１において、制御回路３４０は、下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗおよび上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗをオフさせると共に、放電回路３８０内のスイッチング素子３８２をオンさせる。このとき上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗおよび下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗはともにオフであるため、回生電力は平滑コンデンサ２に充電される。このとき放電回路３８０内のスイッチング素子３８２がオンされる。そのため、平滑コンデンサ２内に充電される電力が抵抗３８１で消費され、平滑コンデンサ２の電圧上昇が抑制される。

　時刻ｔ１から所定の期間を経過した時刻ｔ２において、制御回路４０は、放電回路３８０内のスイッチング素子３８２をオンする制御から、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗをオンさせると共に全ての下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗをオフさせるゼロベクトル期間を持つ第１制御Ｐ１に切替える。

　次に時刻ｔ２から期間Δｔを経過した時刻ｔ３において第２制御Ｐ２に切替える。この時刻ｔ３の制御状態は時刻ｔ０の制御状態と同じであり、時刻ｔ３以降は上述した時刻ｔ０～時刻ｔ２と同じ制御動作をＦａｉｌ信号Ｆ１がＬｏｗになるまで繰り返す。
　このように、制御回路４０は、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを、切替期間Δｔ毎に切替えて制御し、第２制御Ｐ２から第１制御Ｐ１に切替える間に放電制御Ｐ３を行う。

　なお、本実施の形態において用いる切替期間Δｔは、上記実施の形態１に示したような予め定められた切替期間Δｔを用いるものでもよいし、上記実施の形態２に示したような制御回路４０が切替期間Δｔを決定するものでもよい。

　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置３００によると、上記実施の形態１と同様の効果を奏し、回生制御時において直流電源１と平滑コンデンサ２との間の経路が遮断状態の場合でも、平滑コンデンサ２の電圧上昇を抑制しつつ、スイッチング素子３１、３２の温度上昇を信頼性良く抑制することができる。そのため、平滑コンデンサ２およびスイッチング素子３１、３２の信頼性を向上することができる。これにより、信頼性が高く長寿命の電力変換装置を提供することができる。さらに、容量の小さい小型の平滑コンデンサ２やスイッチング素子３１、３２を用いることも可能となるため、装置構成を小型化できる。

　さらに、放電回路３８０を設けることで、電動機駆動装置３０の内部だけではなく放電回路３８０の抵抗３８１で回生電力を消費可能な構成としている。そして、第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２との間に、上スイッチング素子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗおよび下スイッチング素子３２Ｕ、３２Ｖ、３２Ｗをオフさせると共に、放電回路３８０により回生電力を消費させる制御を設ける。これにより、平滑コンデンサ２の電圧上昇を抑制しながら、各スイッチング素子３１、３２に対して回生電流を流さない冷却期間をさらに長く確保することができる。こうして、スイッチング素子３１、３２の信頼性を向上させる効果がさらに高くなる。

　なお、本実施の形態では、第２制御Ｐ２から第１制御Ｐ１に切替える間に、放電回路３８０による平滑コンデンサ２を放電させる制御を設けているが、この順番に限定されるものではない。第１制御Ｐ１から第２制御Ｐ２に切り替える間に、放電回路３８０による平滑コンデンサ２を放電させる制御を設けても良い。
　また、制御回路３４０に、平滑コンデンサ２の電圧Ｖ１が、所定の電圧Ｖｓ以上であるかを判定する手段を設け、平滑コンデンサ２の電圧Ｖｄｃが電圧Ｖｓ以上である場合にのみ、スイッチング素子３８２をオンさせて平滑コンデンサ２を放電するように制御してもよい。これにより、実際の平滑コンデンサ２の電圧Ｖｄｃに応じた制御が可能になる。

　また、上記に示した放電回路３８０の構成は一例でありこれに限定するものではなく、回生電流を流す経路のオン、オフが切替え可能なスイッチング素子を備えて、回生電力が消費可能な回路構成であればよい。
　また、本実施の形態では、所定の一定切替期間Δｔ毎に第１制御Ｐ１と第２制御Ｐ２とを切替て制御したが、これに限定するものではない。例えば第１制御Ｐ１を実行する期間と第２制御Ｐ２を実行する切替期間とΔｔが異なるように設定してもよい。
　また、放電回路３８０を用いる期間は、切替期間Δｔと異なるように設定してもよい。

　このようなスイッチング素子の駆動方法は一例である。電動機駆動装置３０のスイッチング素子３１、３２の信頼性の低下を抑制するように、温度情報を用いてスイッチング素子３１、３２を制御すればよい。

　また、上記実施の形態１～３にて述べた電力変換装置は、電動車の電動機駆動に用いるものに限らず、電動機４も電動車に用いるものに限らない。

　また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (18)

1. 直流母線間に接続され直流電源からの直流電力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記直流母線の高電位側に接続される上スイッチング素子と、前記直流母線の低電位側に接続される下スイッチング素子とがそれぞれ直列接続され、その接続点が各相交流入出力線に接続される直列体を、前記直流母線間にそれぞれ並列接続して備え、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の力行および回生を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
   前記制御回路は、前記インバータ回路の回生制御において、前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間の経路が遮断状態の場合に、全ての前記上スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記下スイッチング素子をオフさせる第１制御と、全ての前記下スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記上スイッチング素子をオフさせる第２制御とを予め定めた切替期間毎に切替えて制御する、
   電力変換装置。
2. 前記切替期間は、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の温度が上限温度値以下になるように決定される、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記切替期間に対し、複数の異なる期間長を保持し、
   前記各相交流入出力線に流れる電流、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の周囲温度、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子を冷却する条件、のうち少なくとも１つに応じて前記複数の期間長から１つを選出して前記切替期間に用いる、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の熱抵抗および熱容量のうち、少なくとも熱抵抗を用いて前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の温度上昇値が予め算出され、
   前記切替期間は、前記温度上昇値に基づいて決定される、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の発熱が熱伝導経路を介して放熱部に伝熱され、前記放熱部の熱抵抗と前記熱伝導経路の熱抵抗とを用いて前記温度上昇値が予め算出される、
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記切替期間は、前記第１制御と前記第２制御との切替制御の経過時間に応じて決定される、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
7. 直流母線間に接続され直流電源からの直流電力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記直流母線の高電位側に接続される上スイッチング素子と、前記直流母線の低電位側に接続される下スイッチング素子とがそれぞれ直列接続され、その接続点が各相交流入出力線に接続される直列体を、前記直流母線間にそれぞれ並列接続して備え、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の力行および回生を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
   前記制御回路は、前記インバータ回路の回生制御において、前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間の経路が遮断状態の場合に、全ての前記上スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記下スイッチング素子をオフさせる第１制御と、全ての前記下スイッチング素子をオンさせると共に全ての前記上スイッチング素子をオフさせる第２制御とを所定の切替期間毎に切替えて制御するものであり、
   前記制御回路は、前記各相交流入出力線に流れる電流に応じて前記切替期間を決定する、
   電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の温度が上限温度値以下になるように前記切替期間を決定する、
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御回路は、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の周囲温度に応じて前記切替期間を決定する、
   請求項７または請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御回路は、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子を冷却する冷却条件に応じて前記切替期間を決定する、
    請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の熱抵抗および熱容量のうち、少なくとも熱抵抗を用いて前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の温度上昇値が予め算出され、
    前記制御回路は、前記温度上昇値に基づいて前記切替期間を決定する、
    請求項７または請求項８に記載の電力変換装置。
12. 前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の発熱が熱伝導経路を介して放熱部に伝熱され、前記放熱部の熱抵抗と前記熱伝導経路の熱抵抗とを用いて前記温度上昇値が算出される、
    請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記制御回路は、前記第１制御と前記第２制御との切替制御の経過時間に応じて前記切替期間を決定する、
    請求項７または請求項８に記載の電力変換装置。
14. 前記制御回路は、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子の駆動制御に用いる搬送波を生成するための基準信号に基づいて、前記切替期間を調整する、
    請求項７から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. スイッチング素子を有する放電回路を、前記平滑コンデンサに並列接続して備え、
    前記制御回路は、前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子をオフさせると共に前記放電回路内の前記スイッチング素子をオンさせる放電制御を、前記第１制御と前記第２制御との間に設ける、
    請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記制御回路は、前記インバータ回路の回生制御において、前記直流母線間の電圧が所定の電圧値以上となった場合に、前記経路が遮断状態と判定する、
    請求項１から請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子は、ユニポーラデバイスである、
    請求項１から請求項１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
18. 前記上スイッチング素子および前記下スイッチング素子は、バイポーラデバイスである、
    請求項１から請求項１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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