WO2012014526A1

WO2012014526A1 - 交流回転機の制御装置

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Publication number: WO2012014526A1
Application number: PCT/JP2011/057305
Authority: WO
Inventors: 将加藤; 山崎　尚徳; 啓太畠中; 英俊北中; 良範山下
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2010-07-28
Filing date: 2011-03-25
Publication date: 2012-02-02
Also published as: EP2600519A4; EP2600519B1; US8836253B2; JPWO2012014526A1; MX2013001122A; US20130113398A1; CN103026615A; CA2806515C; EP2600519A1; ES2729375T3; CA2806515A1; JP5190156B2; CN103026615B; BR112013001389A2

Abstract

　交流回転機の制御装置は、電力変換器（２）から交流電動機（３）に流れる電流を検出する電流検出部（４）、この電流検出部（４）による検出電流とトルク指令値とから電力変換器（２）に対する三相交流の電圧指令を生成する制御部（１）とを備え、制御部（１）は検出電流と電圧指令とに基づいて交流回転機（３）の磁束推定値を演算するオブザーバ（５０）と、トルク指令とオブザーバ（５０）で得られる磁束推定値とに基づいて回転２軸上の電流指令値を演算する電流指令演算器（１０）と、この電流指令演算器（１０）で得られる電流指令値とオブザーバ（５０）で得られる磁束推定値とに基づいて電圧指令を演算する電圧指令演算器（２０）とを備えたものである。

Description

交流回転機の制御装置

　この発明は、トルク指令に基づき交流回転機のトルクを制御する制御装置に関するものである。

　直流電圧を電力変換器によって交流電圧に変換して交流回転機を駆動制御する制御装置が一般的に用いられている。このような交流回転機の制御装置では、一般的には、交流回転機を高効率に駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御に従って交流回転機の電流を制御することによりトルクが制御される。

　また、一方では、交流回転機を比較的高い周波数で駆動する場合、直流電圧に対して電動機駆動電圧を最大にする必要があり、波高値一定の矩形波電圧による駆動方式が用いられる。矩形波駆動においては、スイッチング制御による電圧波形の波高値は一定であり、電圧波形の位相を操作することにより電動機が発生するトルクを操作することができ、例えば、永久磁石同期電動機の場合は、回転子位置に対する電圧波形位相を操作すればトルクを操作することが出来る。

　しかしながら、交流回転機が発生するトルクは、交流回転機のパラメータ（例えば、永久磁石同期電動機の場合、永久磁石磁束やインダクタンス、電機子抵抗が相当する）の変化に伴って変化する。例えば、交流回転機への通電による磁気飽和によって、インダクタンスが低下する場合や、発熱に伴って磁石温度が上昇することによる減磁作用によって、交流回転機の出力トルクが低下する。

　これに対処するため、以上のような電力変換器の駆動方式（正弦波ＰＷＭ制御方式、及び、矩形波駆動方式）を、交流回転機の運転条件（代表的には、交流回転機の誘起電圧・トルク・回転数）に応じて適切に切換えて、交流回転機を零速から高速までの広い速度領域においてトルク制御を実施する交流回転機の制御装置において、トルク変動を抑制するために、交流回転機の出力トルクを推定しフィードバック制御を行うように構成した交流回転機の制御装置が開示されている（例えば、下記の特許文献１参照）。

　この特許文献１によれば、交流回転機の運転条件に応じて、電力変換器における電圧変換の制御方式を選択的に設定する。すなわち、制御方式選択手段が交流回転機に矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合には、トルク制御におけるトルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行う。また、制御方式選択手段がベクトル制御によるパルス幅変調方式に従って交流回転機への印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合には、交流回転機の電流のフィードバック制御によってトルク制御を行う。

　これにより、第２の制御方式の選択時において、第１の制御方式の選択時と同様のトルク偏差に応じたフィードバック制御を付加して、交流回転機の電流のフィードバック制御を行うので、温度変化等に依存した交流回転機のトルク特性の変化を補償するようにモータ電流制御を行うことができる。その結果、特に温度センサ等を設けなくても、磁石温度変化等に起因したトルク変動の発生を防止できる。また、第１、第２の制御方式の両方でトルク偏差に応じたフィードバック制御を行うので、これらの制御方式の切換え時におけるトルク変動の発生を防止することができる。

特開２００６－３１１７７０号公報

　このように、従来の交流回転機の制御装置は、電力変換器の出力電力からトルクを推定しているが、電力変換器の出力電力には、トルクに寄与しない電力変換器損失やモータ損失が含まれているので、従来の制御装置のように、出力電力からトルクを推定する方式では、これらの損失による誤差が含まれることになり、トルクを精度良く制御することが困難である。　

　なお、従来技術では、例えば特開２００２－２３３１９９号公報（以下、特許文献２と称する）に記載されているように、交流回転機のパラメータからトルクを推定する方式も提案されているものの、パラメータ変動が推定トルクに影響するため正確にトルク制御を行うことが難しい。

　この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、交流回転機を零速から高速までの広い速度領域においてトルク制御を実施する交流回転機の制御装置において、前記のような交流回転機のパラメータが変動した場合においても、交流回転機のトルクを正確に制御し、交流回転機のパラメータの変動に起因したトルク変動の発生を抑制することを目的とする。

　本発明による交流回転機の制御装置は、直流電力を交流電力に変換して交流回転機に供給する電力変換器と、この電力変換器から上記交流回転機に流れる電流を検出する電流検出部と、この電流検出部で検出された検出電流とトルク指令値とから上記電力変換器に対して交流回転機制御用の三相交流の電圧指令を生成する制御部とを備え、上記制御部は、上記検出電流と上記電圧指令とに基づいて上記交流回転機の磁束推定値を演算するオブザーバと、上記トルク指令と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて回転２軸上の電流指令値を演算する電流指令演算器と、この電流指令演算器で得られる上記電流指令値と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて上記電圧指令を演算する電圧指令演算器とを備えるものである。

　この発明によれば、交流回転機のパラメータが変動して制御部のトルク指令値と異なった場合には、その誤差分を含む形でオブザーバが交流回転機の磁束を推定するため、この磁束推定値の変化がパラメータの変動を反映していることになる。そして、オブザーバが推定した磁束推定値を上記電流指令演算器と上記電圧指令演算器に用いることにより、パラメータ変動を考慮した最適な電流指令値および電圧指令値を演算することができる。これにより、フィードバック電流制御系を用いない制御系においても交流回転機のトルクと電流とを正確に制御することが可能になる。

この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係るブロック図である。この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係る電流指令演算器のブロック図である。この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係るトルクと最小電流条件の説明図である。この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係る電圧指令演算器のブロック図である。この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係るオブザーバのブロック図である。この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置に係る定常状態における電圧指令演算器とオブザーバの関係を示す図である。この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置に係るブロック図である。この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置に係る電圧指令演算器のブロック図である。この発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置に係るブロック図である。この発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置に係る弱め電流演算器のブロック図である。

実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置を示すブロック図である。

　この実施の形態１の交流回転機の制御装置は、制御部１、電力変換器２、および電流検出部４を含み、電力変換器２の入力側に直流電源６が、出力側に交流回転機３が接続されている。　

ここで、上記の直流電源６は、バッテリに限らず、交流電力を直流電力に変換するコンバータや、鉄道車両などではパンタグラフから直接に直流電力を受ける直流架線などであってもよい。また、交流回転機３は、この実施の形態１では永久磁石を用いた同期電動機であり、三相の交流給電路Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを介して電力変換器２に接続されている。

　電力変換器２は、例えば可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成されており、直流電源６からの直流電力を三相の交流電力に変換して交流回転機３に供給する。この場合、電力変換器２は、直流電源６に互いに並列に接続される図示しないＵ、Ｖ、Ｗの三相変換回路を備え、各変換回路は、周知の通り、それぞれ正側と負側の一対のスイッチを含み、各変換回路の一対のスイッチの間に、三相の交流給電路Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが接続される。そして、この電力変換器２は、制御部１から電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受け、直流電力を三相交流電力に変換するときには、この電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、制御された出力電圧と制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。

電流検出部４は、例えば交流給電路Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに配置され、電力変換器２から交流回転機３に流れる交流相電流、すなわちＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗに基づいて電流を検出する。ただし、この実施の形態１では、電流検出部４を交流電流の２相分に取り付け、三相が平衡した状態であれば、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係を用い、２相のみの信号から残りの一相を演算出力するようにしている。

　制御部１は、交流回転機３に対して、回転位置センサや回転速度センサなどを設けずにベクトル制御を可能としたセンサレスベクトル制御を行うように構成されている。そして、この制御部１は、電流指令演算器１０、電圧指令演算器２０、第１及び第２座標変換器３０及び４０、オブザーバ５０、および積分器６０を含む。特に、この実施の形態１の制御部１の特徴として、オブザーバ５０は、交流回転機３の磁束を推定演算し、その磁束推定値φ＾を電流指令演算器１０と電圧指令演算器２０の演算に用いるように構成している。この点については後に詳述する。

　ここでは先ず、電流指令演算器１０の構成の一例について、図２を参照して説明する。

　この電流指令演算器１０は、制御目標値となるトルク指令Ｔ＊から電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成するものであって、トルク指令値Ｔ＊は、ｄ軸電流指令演算部１１に入力され、第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を生成する。この第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊の演算方法としては、交流回転機３が所望のトルクを最小の電流で発生することのできる最大トルク制御方法が知られており、トルク指令値Ｔ＊に基づいて演算式により最適な第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る方法がある（例えば、武田洋次ほか：「埋込磁石同期モータの設計と制御」オーム社、発行年月日（平成１３年１０月２５日）、ｐｐ．２３－２４参照、以下、この文献を非特許文献１と称する）。

この非特許文献１によれば、前記方法を最大トルク／電流制御と呼ぶ。ｄ軸電流指令演算部１１は公知例により構成することが可能であるが、交流回転機のパラメータ変動に関しての記載がない。このため、交流回転機のパラメータが変動した場合には最大トルク／電流制御を精度良く実現することができない。そこで、この実施の形態１では、トルク指令値Ｔ＊に基づいて第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る演算式に後述のオブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（特に、ここではロータ側ｄ軸磁束推定値ｐ＾ｄｒ）を用いる。この磁束推定値φ＾には、パラメータ変動の影響が反映されるため、この磁束推定値φ＾を用いることで、交流回転機３のパラメータが変動した場合でも、最適な電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が得られ、最大トルク／電流制御を実現することができる。

具体的には、次の（１）式に示す演算式によって第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を演算する。（１）式の特徴は、従来の公知例において、本来、永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）となる項を、オブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）に置き換えたものである。なお、（１）式に示す演算式の導出方法については後に詳述する。

　ここで、Ｉｄ１＊は第一のｄ軸電流指令値（Ａ）、Ｌｄ＊はｄ軸インダクタンス設定値（Ｈ）、Ｌｑ＊はｑ軸インダクタンス設定値（Ｈ）、Ｐは極対数、ａは最大トルク／電流制御曲線の傾き、ｂは最大トルク／電流曲線の切片である。

なお、ｄ軸電流指令演算部１１の構成は、トルク指令値Ｔ＊に基づいてマップを参照して最適な第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る方法を採用することも可能である。ただし、マップを用いる方法ではパラメータ変動に応じた磁束推定値を全て網羅したマップを作成する必要があり、適用が難しい面がある。

第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊が生成されると、次に、加算器１２で第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊に対して弱め電流指令値ｄＶを加算することで最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を得る。具体的には（２）式にてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算する。

　ここで、弱め電流指令値ｄＶは零又は負の値をとり、第一のｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊に負方向の補正を実施することで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を負方向に大きくし、交流回転機３の永久磁石により発生する磁束を打ち消す方向の磁束を発生させて交流回転機３の鎖交磁束を弱めるいわゆる弱め磁束制御を行う目的で設けている。また、交流回転機３が高速で回転している弱め磁束制御を行っている領域においてトルク制御をする場合、弱め電流指令値ｄＶを加算する位置はこの実施の形態１記載の構成とすることが非常に重要となる。なお、弱め電流指令値ｄＶの生成方法については、公知例により構成が可能であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

最後に、ｑ軸電流指令演算部１３により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とトルク指令値Ｔ＊とからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の生成方法としては、上述のとおり、マップを参照することで最適なｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を得たり、演算式により最適なｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を得る方法がある。しかしながら、マップを参照する方法はパラメータ変動をすべて網羅したマップの作成は困難であるという問題がある。

　そこで、この実施の形態１では、オブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を用いて、次の（３）式に示す演算式による方法を用いる。この（３）式においても、（１）式と同様に、本来、永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）となる項を磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）に置き換えたものである。この磁束推定値φ＾を用いることで、交流回転機３のパラメータが変動した場合でも、パラメータ変動を考慮した最適なｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算することができる。

　以上のようにして電流指令演算器１０を構成することで、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合でも、そのパラメータの変動の影響はオブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）に反映されるため、最大トルク／電流制御による最適なｄ軸電流指令Ｉｄ＊を生成し、更に、トルク指令Ｔ＊に対して、パラメータ変動を考慮したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することができる。これにより、パラメータ変動が発生した場合でもトルクを精度よく制御できることになる。

　次に、最大トルク／電流制御を行うための前述の（１）式、および（３）式の導出を行う手順について説明する。

　最大トルク／電流制御を実現するための条件は、次の（４）式に示す通りである（前述の非特許文献１参照）。

　ここで、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、φａは永久磁石磁束（Ｗｂ）、ｉｄはｄ軸電流（Ａ）、ｉｑはｑ軸電流（Ａ）である。

　また、トルクは、次の（５）式で与えられる。

（５）式をｉｑについて変形すると以下の（６）式となる。

　（４）式と（６）式の連立方程式を解いてｉｄ、ｉｑを求めると、トルクＴに対して最小電流でそのトルクを出力できる電流ベクトルｉｄ、ｉｑが求められる。しかし、実際には（４）式と（６）式の連立方程式は４次方程式となり、解くことが困難である。そこで、以下に示すような近似を行う。

　　図３は、（４）式、（６）式を図示したものである。

図３において、右上から左下へ向かう曲線が、（６）式で表現されるトルクＴ＝１００％～２５％に対応したカーブである。また、左上から右下へ向かう曲線（実線）が、（４）式で表現される最小電流条件となるカーブである。（４）式のカーブより、最小電流条件は二次式で表されるものの、ほとんど直線であり、一次関数で近似しても実用上の問題はないと考えられる。そこで、図３の最小電流条件の曲線を線形近似し、以下（７）式のようにする。図３では（４）式の二次曲線を線形近似したものが破線で表記されている。

　ここで、図３に示す（７）式中のａは一次関数の傾き、ｂは一次関数の切片である。従って、トルク曲線と線形近似した最小電流条件の交点となるｉｄ，ｉｑは、前記（６）式と（７）式の連立方程式を解けばよい。これは２次方程式なので容易に解くことが可能である。そこで、（６）式と（７）式を整理すると、次の（８）式が得られる。

この（８）式より、ｉｄを求めると以下の（９）式のようになる。

　以上より、ｉｄを得ることが可能となる。更に、ｉｑは、前記（６）式に（９）式で求めたｉｄの結果を代入することで得られる。　

　なお、上記の説明では、最小電流条件の曲線（実線）を示す（４）式を線形近似して（７）式で表現したが、（４）式で表される最小電流条件の曲線は、線形近似が困難な場合もある。そのような場合は、予め各トルクに対する傾きａと切片ｂとを求めておき、トルク指令値Ｔ＊に基づいて傾きａと切片ｂとをテーブル値として参照することで最大トルク／電流制御を実現することができる。

前述のごとく、電流指令演算器１０は、（６）式、（９）式を基に交流回転機３の各モータパラメータの設定値が実際のパラメータ値と異なる場合でも、（６）式、（９）式の永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）となる項に対して、オブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）を用いて演算することにより、トルク指令Ｔ＊に対してパラメータ変動を考慮した最適な電流指令を生成できるように、（９）式を（１）式に、（６）式を（３）式に変形したものである（ここで、ｉｄ＝Ｉｄ＊、ｉｑ＝Ｉｑ＊としている）。なお、詳細な理論については後述する。

また、上記電流指令演算器１０の説明では最大トルク／電流制御による電流指令の生成方法について記載したが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＝０の制御においても同様の効果が得られる。

次に、電圧指令演算器２０の構成について、図４を参照して説明する。

この電圧指令演算器２０は、電流指令演算器１０からの電流指令Ｉｄ＊及びＩｑ＊、並びにオブザーバ５０が推定した交流回転機３の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）及び角速度推定値ω＾を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を以下の（１０）式に基づいて演算する。特に、（１０）式中の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を永久磁石磁束φａ（Ｗｂ）の項に用いて電圧指令を演算している。これにより、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合でも、交流回転機の電流を指令値に一致させることができる。なお、詳細な理論については後述する。

　ここで、Ｉｄ＊はｄ軸電流指令、Ｉｑ＊はｑ軸電流指令、Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は電機子電圧のｄｑ軸成分電圧指令、Ｒ＊は電機子抵抗設定値、Ｌｄ＊，Ｌｑ＊はｄ、ｑ軸インダクタンス設定値、ω＾はオブザーバ５０が推定した角速度推定値、ｐ＾ｄｒはオブザーバ５０が推定した磁束推定値である。

　次に、積分器６０、第１、第２座標変換器３０，４０の構成について説明する。

積分器６０は、オブザーバ５０から出力される角速度推定値ω＾から推定位相θ＾を演算する。また、第１座標変換器３０は、電圧指令演算器２０からの電圧指令Ｖｄ＊及びＶｑ＊、並びに積分器６０が演算する推定位相θ＾に基づき、ｄｑ回転２軸座標系の電圧指令を静止２軸座標系の３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換して出力する。この３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は電力変換器２に入力されて、交流回転機３はこの３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいてトルク制御される。第２座標変換器４０は、電流検出部４が検出した交流電路Ｉｕ，Ｉｗに流れる静止軸座標系の３相交流電流ｉｕ，ｉｗを積分器６０が演算する推定位相θ＾に基づきｄｑ回転２軸座標系の電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換して出力する。

次に、オブザーバ５０の構成について、図５を参照して説明する。

このオブザーバ５０は、電圧指令演算器２０が演算した電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊と、第２座標変換器４０が演算したｄｑ回転２軸座標系の交流回転機３の検出電流Ｉｄ及びＩｑに基づいて、センサレスベクトル制御に必要な交流回転機３の角速度推定値ω＾と、磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）とを推定演算するものである。なお、図５に示すオブザーバ５０の構成自体は公知技術である（例えば、先の特許文献２に記載されている）。以下、（１１）式から（１７）式にオブザーバの演算式を示す。

　ここで、各式中の添え字の＊は指令値、添え字のｏｂはオブザーバ５０の設定値、添え字のｒはロータ、添え字のｓはステータ、添え字の＾は推定値を意味している。ただし、Ｌｄｏｂ及びＬｑｏｂはｄｑ軸インダクタンスのオブザーバ５０の設定値、Ｒ＊は電機子抵抗設定値、ω＾は角速度推定値、Ｖｄ＊及びＶｑ＊はｄｑ軸電圧指令値、Ｉｄ及びＩｑはｄｑ軸電流値、ｐ＾ｄｓ及びｐ＾ｑｓは一次側ｄｑ軸磁束推定値、ｐ＾ｄｒはロータ側（二次側）ｄ軸磁束推定値、ωｒはロータの角速度、ω＾ｒはロータの角速度推定値、ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２，ｈ３１，ｈ３２，ｈ４１，ｈ４２はオブザーバ５０のフィードバックゲイン、Ｋｐ及びＫｉはオブザーバ５０の加速度推定比例ゲインおよび加速度推定積分ゲインである。

　図５に示すように、オブザーバ５０は大きく分けて電動機モデル部５１、速度推定部５２、およびゲイン演算部５３の３つの要素で構成される。

　電動機モデル部５１は、一般に交流回転機３の状態方程式から導出され、（１１）式の演算を行う。これにより交流回転機３の各磁束と電流を推定演算する。（１１）式は交流回転機３が永久磁石同期電動機の場合の演算式である。この電動機モデル部５１の演算式を駆動する交流回転機３に合せて設定することで永久磁石同期電動機以外の交流回転機にも適用が可能である。

　速度推定部５２は、電動機モデル部５１が推定した推定電流Ｉ＾ｄ及びＩ＾ｑと、第２座標変換器４０が演算したｄｑ回転２軸上の交流回転機３の電流Ｉｄ及びＩｑとの偏差を（１２）式で演算した結果と、電動機モデル部５１が推定した磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）とを受けて（１５）式のＰＩ（比例積分）演算から（１７）式により交流回転機３の角速度推定値ω＾を演算する。すなわち、ＰＩ演算部５２ａが（１５）式、ラプラス変換部５２ｂが（１６）式、推定速度演算部５２ｃが（１７）式をそれぞれ演算して出力する。

　ゲイン演算部５３は、（１２）式の推定電流偏差ｅｄｓ，ｅｑｓを受けて、（１３）式、（１４）式によりオブザーバのフィードバック項であるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを演算する。ここで（１３）式のＨはフィードバックゲインであり、安定演算を行うための設計パラメータである。

この実施の形態１では、以上のように構成することで交流回転機３の出力トルクを交流回転機３のパラメータが変動した場合でも精度よくトルク制御することができる。

　次に、本発明の特徴であるパラメータ変動時のトルク制御について、従来方式と対比して、数式を交えて説明する。

　ここで、従来方式とは、電流指令演算器１０と電圧指令演算器２０において磁石磁束指令値φ＊を一定値で与える方式である。したがって、従来方式は（４）式、（６）式からも分かるように、交流回転機３のパラメータを用いて最適な電流指令を演算するため、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合には、最適な電流指令とならない。さらに、以下に示す（１８）式においても交流回転機３のパラメータを用いて最適な電圧指令を演算するため、交流回転機３のパラメータ変動が発生した場合には、電流偏差が残ることになる。その結果、トルクを精度よく制御できなくなる。

　まず、本発明におけるオブザーバ５０の磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を電圧指令演算器２０に用いる効果について説明する。

　説明の手順として、従来制御方式の電圧指令演算器２０とオブザーバ５０との定常状態の動作関係から、パラメータ変動があった場合の電流指令値と実際に交流回転機に流れる実電流の誤差要因の関係式について、従来の電圧指令演算器の演算式と定常状態におけるオブザーバ演算式から数式により明かし、後述の（２５）式に示す関係式の導出をする。更に、（２５）式の関係式から本発明の制御方式を適用することで、電流指令値と実際に交流回転機３に流れる実電流が一致することを示す。

　以下の（１８）式に、従来の電圧指令演算器２０の演算式を示す。前述の（１０）式との違いは、（１８）式では磁石磁束指令値φ＊が用いられているが、（１０）式ではロータ側ｄ軸磁束推定値ｐ＾ｄｒになっている点である。また、（１９）式はオブザーバ５０の演算式であり、（１１）式に（１４）式を代入した式である。

　ここで、式中の添え字の＊は指令値、添え字のｏｂはオブザーバの設定値、添え字の＾は推定値を意味している。（１８）式と（１９）式より高速域の速度が十分高い領域であると仮定してＲ＊＝０とし、また、定常状態であると仮定すると、ｄ／ｄｔ＝０、ω＾＝ω＾ｒ、Ｉ＾ｄ－Ｉｄ＝０、Ｉ＾ｑ－Ｉｑ＝０となるので、これらの条件を代入すると（２０）式、（２１）式となる。

　（２１）式より、一次側ｄｑ軸磁束推定値ｐ＾ｄｓ、ｐ＾ｑｓについて整理すると（２２）式となる。

　（２２）式より電流推定値Ｉ＾ｄ，Ｉ＾ｑは（２３）式となり、これが実電流Ｉｄ，Ｉｑと一致して定常状態でオブザーバ５０は収束する。

　これまでの関係式を図に表すと、図６のように定常状態におけるオブザーバ５０のブロック図を表すことができる。ここで、交流回転機３の電流フィードバック制御を用いずに、電圧指令演算器２０により電圧指令値を生成した場合、電圧指令値は（２０）式であるので代入すると（２４）式を得る。

　（２４）式は図６に示す構成とした場合の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と実電流Ｉｄ，Ｉｑの関係を表す式である。ここで、仮にインダクタンスの設定をＬｄ＊＝Ｌｄｏｂ、Ｌｑ＊＝Ｌｑｏｂとすると、（２５）式となる。

　（２５）式より、ｑ軸電流は指令値と一致することがわかる。これはパラメータ変動（Ｌｄ≠Ｌｄ＊、Ｌｑ≠Ｌｑ＊、φａ≠φ＊）が発生した場合でもＬｄ＊＝Ｌｄｏｂ、Ｌｑ＊＝Ｌｑｏｂに設定すればｑ軸電流は指令値と一致することを示している。また、パラメータ変動発生時においては、その誤差（Ｌｄ誤差、Ｌｑ誤差、φ誤差）はすべてｄ軸電流誤差として現れることから、このｄ軸電流誤差を無くすような制御系を構成することで、電流フィードバック制御を用いなくても電流を制御することができる。つまりパラメータ変動が発生しても電流偏差なしとすることができる。さらに、（２５）式のｄ軸電流に着目すると、φ＊－ｐ＾ｄｒ＝０にすれば、ｄ軸電流誤差を生じること無く制御できることが分かる。

　本発明では、上記のような理論により達成されるものであり、オブザーバ５０が推定したロータ側ｄ軸磁束推定値を非干渉電圧演算式である（２０）式のφ＊（φ＊＝ｐ＾ｄｒ）として用いることでｄ軸電流誤差分をゼロとすることができ、これによりｄ軸の電流制御を行うものである。

　次に、本発明におけるオブザーバ５０の磁束推定値ｐ＾ｄｒを電流指令演算器１０に用いる効果について説明する。

　この説明の手順として、まず、パラメータ変動があった場合のオブザーバ５０が推定する磁束推定値ｐ＾ｄｒがどのような値になるかを、交流回転機３の状態方程式とオブザーバ５０の演算式とから、下記の（２９）式のように導出する。また、従来制御方式において、パラメータ変動があった場合のトルク誤差の関係を、交流回転機３のトルク演算式と電流指令演算器１０のｑ軸電流指令演算式とから、トルク誤差の関係式である下記の（３０）式を導出する。更に、上記トルク誤差の関係式から、本発明を適用することで、トルク誤差なく交流回転機３をトルク制御できることを下記の（３１）式により示す。

　オブザーバ５０は、パラメータ変動が無い場合、定常状態においては交流回転機３の永久磁石磁束φａ（＝φ＊）を推定する。しかしながら、何らかのパラメータ変動があった場合にはｐ＾ｄｒ≠φａとなる。

　パラメータ変動発生時のｐ＾ｄｒは、交流回転機３である永久磁石同期電動機の状態方程式、すなわち次の（２６）式より、定常状態を考え、オブザーバ５０のときと同様に近似すると（２７）式のようになる。（Ｒ＝０、ｄ／ｄｔ＝０）

　ここで、（２７）式とオブザーバの定常状態の近似式（２１）式とから、ロータ側ｄ軸磁束推定値束ｐ＾ｄｒを以下の（２８）式のように導出できる。

　ここで、定常状態では、（２５）式の説明により、（Ｉ＾ｄ－Ｉｄ）＝０、また、（Ｌｄｏｂ－Ｌｄ）＝ΔＬｄとおくと、ロータ側ｄ軸磁束推定値ｐ＾ｄｒは、次の（２９）式の関係式となる。

　一方、パラメータ変動発生時のトルク誤差の関係式を以下に導出する。トルク誤差の関係式は、交流回転機３のトルク演算式Ｔと従来制御のトルク指令Ｔ＊の関係から、次の（３０）式のように導出できる。ここでＩｄ＊＝Ｉｄ、Ｉｑ＊＝Ｉｑ、Ｌｄｏｂ－Ｌｄ＝ΔＬｄ、Ｌｑｏｂ－Ｌｑ＝ΔＬｑ、φａ－φ＊＝Δφとしている。また、インダクタンスの設定をＬｄ＊＝Ｌｄｏｂ、Ｌｑ＊＝Ｌｑｏｂとする。

　上記（３０）式に示すトルク誤差の関係式より、パラメータ変動が発生し、Ｌｄ誤差がある場合、右辺の項がゼロにならず、左辺の（Ｔ－Ｔ＊）もゼロにはならない。すなわち、従来制御では、パラメータ変動があるとトルク誤差が発生することを示している。これに対して、本発明では、電流指令演算器１０においてオブザーバ５０の磁束推定値ｐ＾ｄｒを用いることにより（２９）式が成り立つため、（２９）式をΔＬｑ＝０，φ＊＝ｐ＾ｄｒ＝－ΔＬｄ・Ｉｄ＋φａとして（３０）式に代入すると、次の（３１）式となり、ΔＬｄが存在する条件下でもトルク誤差をゼロにする制御が可能となる。

　以上の説明のように、この実施の形態１によれば、交流回転機３のパラメータ変動が発生して制御部の目標値と異なった場合には、そのパラメータの変動はオブザーバ５０が推定する磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）の変化に反映されることになる。そして、オブザーバ５０が推定した磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ）を電流指令演算器１０による電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の演算と電圧指令演算器２０の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の演算に用いるので、トルクを精度良く制御することができる。

　また、この実施の形態１における制御系は検出電流のフィードバック値による電流制御系を用いない、いわゆるオープンループ電流制御系の構成である。このようなオープンループ電流制御系として構成しているため、背景技術で説明した正弦波ＰＷＭ制御から矩形波駆動方式まで広範囲に適用可能であり、矩形波駆動方式においても推定トルクによるフィードバック制御を用いることなく正確なトルク制御を実現することができる。更に、この実施の形態１における制御系では、制御系の切替を必要とせずに、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波駆動方式まで広範囲に適用可能であるため、簡単なプログラムで実現が可能となる。更にまた、この発明は、交流回転機３の回転速度センサや回転位置センサを使用しない制御装置であっても、正確なトルク制御を実現することができる。

　なお、上記説明では、回転速度センサや回転位置センサを設けていないセンサレスベクトル制御系に適用した場合について説明したが、回転速度センサ等を設けたベクトル制御系に適用した場合においても同様の効果が得られる。

　実施の形態２．
　図７は、この発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。　

　この実施の形態２の交流回転機の制御装置の特徴は、実施の形態１で示した電圧指令演算器２０（図４）の構成を変更し、図８に示す構成の電圧指令演算器２０に置き換えたことである。なお、これ以外の構成は、実施の形態１と基本的に同じであるため、ここでは詳しい説明を省略する。

　この実施の形態２の電圧指令演算器２０は、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算するに際して、第２座標変換器４０で得られる検出電流Ｉｄ，Ｉｑのフィードバック制御を追加した構成としている。

　その場合の演算式として、電流フィードバック項は次の（３２）式により、また電圧フィードフォーワード項は次の（３３）式によりそれぞれ演算され、最終的な電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は（３４）式で演算される。

　ここで、ＶｄＦＢ，ＶｑＦＢはフィードバック項、ＶｄＦＦ，ＶｑＦＦはフィードフォーワード項、Ｋｐｄ，Ｋｐｑは比例ゲイン、Ｋｉｄ，Ｋｉｑは積分ゲインである。

　なお、上記（３２）式のフィードバック項ＶｄＦＢ，ＶｑＦＢは、図８の減算器２２ｄ，２２ｑとＰＩ演算器２３ｄ，２３ｑとにより、また、（３３）式のフィードフォーワード項ＶｄＦＦ，ＶｑＦＦは、実施の形態１（図４）と同じ構成の図８のフィードフォーワード演算器２１により、さらに、（３４）式は図８の加算器２５ｄ，２５ｑにより実現される。

　前述の通り、実施の形態１では抵抗誤差を無視して理論展開を行っている。実際、交流回転機３がある程度高速で回転しており、交流回転機３の誘起電圧がある程度大きくなっている領域においては、抵抗誤差が発生しても交流回転機３の出力トルクにはほとんど影響がない。

　しかし、交流回転機３の回転速度が遅い速度領域では抵抗誤差が無視できなくなる。そこで、図８に示す電圧指令演算器２０ように、検出電流Ｉｄ，Ｉｑのフィードバック制御を追加する。これにより、抵抗誤差により発生する電圧誤差を補償することで電流を精度よく制御することができる。

　なお、この実施の形態２の構成と従来例との差異として、オブザーバ５０が推定した磁束推定値φ＾（ｐ＾ｄｒ：ロータ側ｄ軸磁束推定値）をフィードフォーワード項の演算に用いている。このように構成することで、ｄｑ軸インダクタンス設定値および磁束設定値の誤差についてはフィードフォーワード項ＶｄＦＦ，ＶｑＦＦが補償し、その他の抵抗誤差などは電流フィードバック項ＶｄＦＢ，ＶｑＦＢが補償することができ、パラメータ変動発生時の電流フィードバック制御の応答を改善する効果がある。

　更に、この実施の形態２の電圧指令演算器２０では、ＰＩ演算器２３ｄ，２３ｑと加算器２５ｄ，２５ｑとの間に、電流フィードバック制御の切り入りを可能にするスイッチ２４ｄ，２４ｑを設けている。そして、交流回転機３が低速で回転している場合のみ電流フィードバック制御を実施し、それ以外では、スイッチ２４ｄ，２４ｑを切替えて電流フィードバック制御がＯＦＦなるように制御する。これにより、交流回転機を零速から高速までの広い速度領域において精度よくトルク制御を実施することができる。

　以上の説明のように、この実施の形態２によれば、図８に示した構成の電圧指令演算器２０を採用して電流フィードバック制御を加えることで、抵抗誤差が生じる際には良好に電流を制御することができ、交流回転機３が低速で回転している場合でも精度良くトルク変動を抑制することができる。

実施の形態３．
　図９は、この発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

　この実施の形態３の交流回転機の制御装置の特徴は、実施の形態１の構成に対して、新たに電圧検出部５を追加して直流電源６から電力変換器２に加わる直流電圧ＥＦＣを検出するとともに、制御部１において、新たに変調率ＰＭＦからこの変調率ＰＭＦが“１”となるように弱め電流指令ｄＶを演算する弱め電流演算器７０を追加していることである。なお、上記以外の構成については実施の形態１と同様であるため、ここでは詳しい説明を省略する。

　その場合、第１座標変換器３０は、次の（３５）式により変調率ＰＭＦを演算する。

　この（３５）式の変調率ＰＭＦの演算式は、矩形波駆動方式において電力変換器２が出力できる最大電圧がＰＭＦ＝１となるように演算するものであり、この変調率ＰＭＦをＰＭＦ＝１として制御することにより、矩形波駆動方式によるトルク制御を実現することができる。

　そして、（３５）式の変調率ＰＭＦにより３相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。これにより、電力変換器２に加わる直流電圧ＥＦＣが変動した場合でも、交流回転機３に常に適切な電圧を印加することができ、直流電圧ＥＦＣの変動に伴うトルク変動を抑制する。

　なお、図１０は上記矩形波駆動方式による弱め磁束制御を実現するための弱め電流演算器７０の構成を示す図である。なお、図１０の構成は公知であり、変調率ＰＭＦが“１”となるように弱め電流指令ｄＶを生成するような構成であればよい。

　以上のように、この実施の形態３によれば、実施の形態１の構成に加えて、直流電圧ＥＦＣを検出する電圧検出部５を設けて（３５）式により変調率ＰＭＦを演算し、この変調率ＰＭＦが“１”になるように弱め電流演算器７０で最適な弱め電流指令値ｄＶを演算する構成としているので、電力変換器２に入力する直流電圧ＥＦＣが変動した場合においても、最適な弱め電流指令を生成することができ、矩形波駆動方式において、実施の形態１と同様、交流回転機３のパラメータ変動によるトルク誤差の発生を抑制できることに加えて、直流電圧ＥＦＣが変動した場合にもトルク誤差の発生を有効に抑制することができる。

　この発明は、トルク指令に基づき交流回転機のトルクを制御する制御装置に関するものであり、交流回転機の制御装置に広く適用できる。

Claims

直流電力を交流電力に変換して交流回転機に供給する電力変換器と、この電力変換器から上記交流回転機に流れる電流を検出する電流検出部と、この電流検出部で検出された検出電流とトルク指令値とから上記電力変換器に対して交流回転機制御用の三相交流の電圧指令を生成する制御部とを備え、
　上記制御部は、上記検出電流と上記電圧指令とに基づいて上記交流回転機の磁束推定値を演算するオブザーバと、上記トルク指令と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて回転２軸上の電流指令値を演算する電流指令演算器と、この電流指令演算器で得られる上記電流指令値と上記オブザーバで得られる上記磁束推定値とに基づいて上記電圧指令を演算する電圧指令演算器とを備える交流回転機の制御装置。
上記オブザーバは、上記検出電流と上記電圧指令とに基づいて上記交流回転機の上記磁束推定値に加えて角速度推定値を演算するものであり、また、上記電圧指令演算器は、上記電流指令値と上記磁束推定値と上記角速度推定値とに基づいて電圧指令を演算するものである請求項１記載の交流回転機の制御装置。
上記電圧指令演算器は、上記オブザーバで得られる演算結果、および上記電流指令値と上記検出電流との電流偏差のフィードバック演算に基づいて電圧指令を演算するものである請求項１または請求項２記載の交流回転機の制御装置。
上記電力変換器に入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、この電圧検出部で検出された上記直流電圧検出値と上記電圧指令値とから演算される変調率を所定の値以下に制御するための弱め電流指令を演算する弱め電流演算器と、をさらに備える請求項１記載の交流回転機の制御装置。
上記電力変換器に入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、この電圧検出部で検出された上記直流電圧検出値と上記電圧指令値とから演算される変調率を所定の値以下に制御するための弱め電流指令を演算する弱め電流演算器と、をさらに備える請求項２記載の交流回転機の制御装置。
上記電力変換器に入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、この電圧検出部で検出された上記直流電圧検出値と上記電圧指令値とから演算される変調率を所定の値以下に制御するための弱め電流指令を演算する弱め電流演算器と、をさらに備える請求項３記載の交流回転機の制御装置。