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WO2011034109A1 - 三相交流モータの駆動制御装置 - Google Patents

三相交流モータの駆動制御装置 Download PDF

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WO2011034109A1
WO2011034109A1 PCT/JP2010/065987 JP2010065987W WO2011034109A1 WO 2011034109 A1 WO2011034109 A1 WO 2011034109A1 JP 2010065987 W JP2010065987 W JP 2010065987W WO 2011034109 A1 WO2011034109 A1 WO 2011034109A1
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WO
WIPO (PCT)
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phase
command
motor
drive control
basic
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/065987
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
鎮男 眞鍋
Original Assignee
トヨタ自動車 株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by トヨタ自動車 株式会社 filed Critical トヨタ自動車 株式会社
Priority to DE112010003686T priority Critical patent/DE112010003686T5/de
Priority to CN201080041116.XA priority patent/CN102498659B/zh
Priority to US13/395,720 priority patent/US8476856B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration

Definitions

  • the present invention relates to a drive control device for a three-phase AC motor, and more particularly to a drive control device for a three-phase AC motor that drives and controls a three-phase AC motor by rectangular wave voltage phase control.
  • FIG. 7 shows an outline of a drive control device for a three-phase AC motor described in Patent Document 1.
  • This drive control device is mounted on, for example, a hybrid vehicle.
  • This drive control device includes a PWM (pulse width modulation) current control mode and a PWM voltage phase control mode for driving a three-phase AC motor with high efficiency, and a rectangular wave for improving the three-phase AC motor output.
  • the drive of the inverter is controlled by switching the control mode between the three control modes including the voltage phase control mode.
  • the PWM current control mode is a control mode when both the switches 26 and 28 are switched to the upper side in FIG.
  • and the voltage phase ⁇ are set so that the current value supplied to the three-phase AC motor 38 matches the command current value, and the voltage amplitude
  • An alternating pulse voltage is generated according to the phase ⁇ , and this alternating pulse voltage is applied to the three-phase AC motor 38.
  • the voltage phase ⁇ is set according to the change over time of the voltage amplitude
  • An alternating pulse voltage is generated according to the set voltage phase ⁇ , and this alternating pulse voltage is applied to the three-phase AC motor 38 by switching the switch 26 to the lower side and switching the switch 28 to the upper side in FIG. Applied.
  • is determined by the DC battery voltage Vdc, and the voltage phase ⁇ is set according to the command torque value.
  • a rectangular wave voltage is generated based on the set voltage amplitude
  • the command torque value generated according to the accelerator operation amount and the brake depression amount by the vehicle control device is input to the current command generation unit 12 and the adder 13.
  • the current command generator 12 generates command current values Iq and Id based on the input command torque value, and outputs the generated command current values Iq and Id to the current controller 14.
  • the current controller 14 executes proportional-integral control based on the input command current values Iq and Id and the current value detected by the current sensor 40, and the voltage amplitude
  • the switch 26 selectively switches whether or not to input the voltage amplitude
  • the PWM circuit 30 When the voltage amplitude
  • the inverter 36 generates an alternating pulse voltage according to the switching command output from the PWM circuit 30 and applies the alternating pulse voltage to the three-phase AC motor 38 as a drive voltage.
  • the current sensor 40 detects the current flowing through the three-phase AC motor 38 by applying the drive voltage, and outputs the detected current value to the adder 24.
  • the adder 24 receives the current value detected by the current sensor 40 and the command current value generated by the current command generator 12.
  • the adder 24 generates a difference between the input command current value and the detected current value, that is, a current deviation ⁇ I, and outputs the current deviation ⁇ I to the current coincidence determination unit 22.
  • the current match determination unit 22 switches the switch 26 when the detected current value matches the command current value.
  • the adder 13 generates a difference between these torque values, that is, a torque deviation ⁇ T, and supplies the generated torque deviation ⁇ T to the voltage phase controller 18.
  • the voltage phase controller 18 generates a voltage phase ⁇ according to the torque deviation ⁇ T.
  • the voltage phase controller 18 generates a rectangular wave voltage phase ⁇ in the rectangular wave voltage phase control mode, and generates a voltage phase ⁇ of an alternating pulse voltage in the PWM voltage phase control mode.
  • the voltage amplitude controller 16 also supplies the voltage amplitude
  • the voltage amplitude determination unit 34 compares the supplied voltage amplitude
  • the rectangular wave generator 32 generates a rectangular wave voltage that is a switching command for the inverter 36 based on the voltage phase ⁇ input from the voltage phase controller 18.
  • a switching command is transmitted to the inverter 36 via the switch 28, the inverter 36 applies an alternating (AC) voltage switched based on the rectangular wave voltage to the three-phase AC motor 38.
  • AC alternating
  • the drive control device selectively switches the control mode among the PWM current control mode, the PWM voltage phase control mode, and the rectangular wave voltage phase control mode.
  • the drive of the phase AC motor 38 is appropriately controlled.
  • the rectangular wave voltage phase control mode is normally used in the high rotation region of the three-phase AC motor 38. Therefore, in order to ensure control responsiveness in the rectangular wave voltage phase control mode, the control calculation needs to be completed within a short time. Conventionally, this calculation is executed through the following processing.
  • a rectangular wave voltage (switched alternating (alternating current) voltage) that is an output of each phase of the U phase, V phase, and W phase of the inverter 36.
  • it is sequentially switched at a cycle of 180 ° for each phase in a manner synchronized with the rotor position (rotor angle) of the three-phase AC motor 38.
  • the time point t3 between the time point t1 when the V-phase output is turned off and the time point t2 when the U-phase output is turned on, that is, the rotor position of the three-phase AC motor 38 is at the angle ⁇ 1.
  • the current reaches the current, the current flowing through the three-phase AC motor 38 is detected.
  • a voltage phase ⁇ corresponding to the torque deviation ⁇ T at that time is calculated through a torque feedback calculation based on the detected current.
  • the next output switching angle of each phase is determined based on the voltage phase ⁇ thus calculated, and the next interrupt setting is performed at the determined output switching angle, so that the drive control of the three-phase AC motor 38 is executed. Is done.
  • the switching command for generating the three-phase output is generated until the angular position of the rotor shifts from the interrupt angle ⁇ 1 to the interrupt end angle ⁇ 2, as indicated by a period t3-t2 in FIG. About 30 °).
  • An object of the present invention is to provide a drive control device for a three-phase AC motor that can perform rectangular wave voltage control with high reliability even in a high-speed rotation region of the three-phase AC motor.
  • a drive control device for a three-phase AC motor which is set corresponding to one cycle of the electrical angle obtained from the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor.
  • the apparatus performs a torque feedback calculation based on the torque deviation, obtains a phase command that is a phase advance / delay amount to be corrected based on the computation result, and stores the obtained phase command sequentially and A phase command calculation unit to be updated and a phase shift by the phase command with respect to the basic phase of the three-phase alternating rectangular wave voltage uniquely determined for one period of the electrical angle for generating the switching command And a pulse pattern output unit that constantly outputs the pulse pattern while monitoring the rotational position.
  • the block diagram which shows the drive control apparatus of the three-phase alternating current motor concerning one Embodiment of this invention.
  • the flowchart which shows the phase command calculation processing procedure by the apparatus of FIG.
  • the flowchart which shows the phase shift process sequence by the apparatus of FIG.
  • C The timing chart which shows an example of transition of the electrical angle corresponding to the rotation position of the rotor of a three-phase alternating current motor, and the pulse pattern for three phases in which (d) phase ⁇ + ⁇ * after a shift was reflected.
  • FIG. 1 shows a drive control apparatus for a three-phase AC motor according to an embodiment of the present invention.
  • this three-phase AC motor drive control device includes a microcomputer 100 that controls the drive of the three-phase AC motor M.
  • the microcomputer 100 includes a basic phase setting unit 110 that sets a basic phase ⁇ of a three-phase alternating rectangular wave voltage.
  • the basic phase ⁇ is uniquely determined for one period of the electrical angle according to the specification of the three-phase AC motor M.
  • the basic phase ⁇ set by the basic phase setting unit 110 is input to the adder 120.
  • the phase command calculation unit 130 provided in the microcomputer 100 includes a command torque value generated according to an accelerator operation amount and a brake depression amount by a vehicle control device (not shown), a torque sensor, and the like.
  • the actual torque value of the phase AC motor M is input.
  • torque feedback calculation based on the deviation between each input command torque value and actual torque value is executed, and based on the calculation result, the phase advance amount / retard angle to be corrected
  • the phase command ⁇ * thus obtained is sequentially stored and updated in the phase command memory 131, and the stored or updated value is sequentially read out to the adder 120.
  • the adder 120 calculates the phase after being shifted by the phase command ⁇ * with respect to the basic phase ⁇ , that is, the shifted phase ⁇ + ⁇ *, through the addition process of the input basic phase ⁇ and the phase command ⁇ *.
  • the post-shift phase ⁇ + ⁇ * is input to the three-phase pulse pattern output unit 200.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 outputs a pulse pattern that is phase-shifted by the phase command ⁇ * with respect to the basic phase ⁇ to generate a switching command.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 includes a memory control unit 140 in the microcomputer 100 to which the shifted phase ⁇ + ⁇ * is input, and a waveform memory that outputs a pulse pattern in response to access by the memory control unit 140. 210 (for example, a non-volatile memory).
  • the memory control unit 140 monitors the rotational position (electrical angle) ⁇ e of the rotor of the three-phase AC motor M based on the output of the rotor position detection unit 240 such as a resolver, for example, and outputs the phase ⁇ + ⁇ * after the phase command.
  • the waveform memory 210 is always read by reading from the memory 131 (more precisely, the adder 120).
  • the ratio between the number of pole pairs of the three-phase AC motor M and the axial multiplier angle of the resolver is 1: 1.
  • the waveform memory 210 a group of three-phase pulse waveforms derived from the fixed pulse pattern corresponding to the basic phase ⁇ is stored in the phase command ⁇ * (that is, the advance amount / delay with respect to the basic phase ⁇ ). (Number of angular amounts) and the number corresponding to the maximum amount of advance / retard for the basic phase ⁇ are stored. That is, all groups of three-phase pulse waveforms that can be generated by phase shifting according to the phase command ⁇ * are stored in the waveform memory 210.
  • the memory control unit 140 always reads the shifted phase ⁇ + ⁇ *, and accesses the waveform memory 210 to select a group of three-phase pulse waveforms corresponding to the read shifted phase ⁇ + ⁇ *.
  • the post-shift phase ⁇ + ⁇ * is always read.
  • the post-shift phase ⁇ + ⁇ * may be read each time the phase command ⁇ * is changed.
  • the selected three-phase pulse waveform group is obtained from the three-phase pulse pattern output unit 200 as a pulse pattern phase-shifted from the basic phase ⁇ by the phase command ⁇ * calculated based on the feedback calculation. It is output to the switching command output unit 220.
  • the phase command calculation unit 130 that calculates the phase command ⁇ * that is the advance amount / retard amount to be corrected through the torque feedback calculation, and fixed according to the calculated phase command ⁇ *.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 that generates the pulse pattern is independent of each other. For this reason, the phase command calculation unit 130 repeatedly executes a process of sequentially storing and updating the obtained phase command ⁇ * in the phase command memory 131 while performing a torque feedback calculation for calculating a torque deviation. On the other hand, the three-phase pulse pattern output unit 200 repeatedly executes a process of generating a pulse pattern phase-shifted from the basic phase ⁇ by the phase command ⁇ * based on the stored and updated phase command ⁇ *.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 can store a pulse that has been phase-shifted based on the latest phase command ⁇ * stored and updated in the phase command memory 131. The pattern can be output without difficulty.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 generates a pulse pattern corresponding to the shifted phase ⁇ + ⁇ * by selecting a group of three-phase pulse waveforms stored in the waveform memory 210. A pulse pattern for generation can be generated more easily and accurately. As a result, the computational load for the microcomputer 100 to generate a pulse pattern based on the feedback control is reduced.
  • the three-phase switching command output unit 220 When the pulse pattern generated through such processing is input to the three-phase switching command output unit 220, the three-phase switching command output unit 220 generates a switching command according to the input three-phase pulse pattern. And output to the inverter 230.
  • the inverter 230 is a known inverter in which pairs of switching elements made of, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or the like are provided for three phases (six). In this way, when the switching command output from the three-phase switching command output unit 220 is input to the inverter 230, the inverter 230 outputs a three-phase alternating rectangular wave voltage that is power-converted according to the switching command, and the three-phase switching command is output. Applied to AC motor M.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the three-phase AC motor M is driven based on the three-phase alternating rectangular wave voltage, and is subjected to feedback control according to the torque deviation.
  • the drive control device for a three-phase AC motor according to the present embodiment is actually a three-phase AC that has been subjected to power conversion based on a pulse width-modulated switching command, similarly to the drive control device shown in FIG. Is switched between drive control (not shown) according to, and drive control using a three-phase alternating rectangular wave voltage that is converted based on the pulse pattern set and output by the three-phase pulse pattern output unit 200.
  • the drive control is performed by the three-phase AC that is converted based on the pulse width-modulated switching command.
  • drive control is performed using a three-phase alternating rectangular wave voltage.
  • phase command calculation process (torque feedback process) executed by the phase command calculation unit 130 will be described in detail with reference to FIG. This process is periodically executed at a predetermined time interval.
  • a command torque value generated according to the accelerator operation amount and the brake depression amount by the vehicle control device, and a three-phase AC motor driven according to the command torque value The actual detected torque value of M is read (steps S100 and S101).
  • the phase command ⁇ * that is the advance / delay amount of the phase to be corrected is, for example, a map. It is calculated through calculation or the like (step S102).
  • the calculated value of the phase command ⁇ * is stored in the phase command memory 131 and updated (step S103).
  • phase command ⁇ * is sequentially calculated according to the command torque value and the detected torque value each time, and stored in the phase command memory 131 by the calculated phase command ⁇ *.
  • the phase command ⁇ * being updated is sequentially updated.
  • phase shift process executed by the three-phase pulse pattern output unit 200 will be described in detail with reference to FIGS.
  • FIG. 4 (a) the phase command ⁇ * stored and updated in the phase command memory 131, and (b) the shifted phase ⁇ + ⁇ * sequentially updated in accordance with the phase command ⁇ * and the three phases (C) the electrical angle corresponding to the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor M, and (d) the three-phase component reflecting the shifted phase ⁇ + ⁇ *.
  • An example of the transition of the pulse pattern is shown.
  • step S200 the electrical angle of the three-phase AC motor M is sequentially obtained through monitoring the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor M (step S200). Further, (a) the phase command, that is, the phase command ⁇ * stored and updated in the phase command memory 131 is added to the basic phase ⁇ in the adder 120, and the addition result ⁇ + ⁇ * is read (step S201). Next, based on the read addition result ⁇ + ⁇ *, (b) a phase advanced or retarded with respect to the basic phase ⁇ , that is, a shifted phase ⁇ + ⁇ * is obtained (step S202).
  • the post-shift phase ⁇ + ⁇ * is calculated in such a manner that when a positive torque is generated, the voltage phase is advanced when the torque is insufficient and the voltage phase is delayed when the torque is excessive. Further, the post-shift phase ⁇ + ⁇ * is calculated in such a manner that when negative torque is generated, the voltage phase is delayed when torque is insufficient and the voltage phase is advanced when torque is excessive.
  • the torque of the three-phase AC motor M is increased / decreased by the amount by which the voltage phase is advanced / retarded with respect to the basic phase ⁇ , and the torque deviation calculated through torque feedback calculation, that is, the command torque value and the actual torque The deviation from the value is eliminated. As shown in FIG.
  • a group of three-phase pulse patterns corresponding to the post-shift phase ⁇ + ⁇ * is selected from the waveform memory 210, and the selected pulse The group of patterns is output as a pulse pattern that is phase-shifted according to the phase command ⁇ * (step S203: YES, S204).
  • the phase command ⁇ * is calculated to eliminate the discrepancy, and the phase of the fixed pulse pattern is determined according to the phase command ⁇ *.
  • the shift process is sequentially executed, and the drive control of the three-phase AC motor M is executed in such a manner that the difference between the command torque value for the three-phase AC motor M and the actual detected torque value of the motor M is eliminated.
  • the period until the electrical angle sequentially reaches the angle (60 ° interval) that changes the combination of the on-off mode of the three-phase alternating rectangular wave voltage is shortened.
  • the calculation of the phase command ⁇ * related to the torque feedback process may not be completed during the period.
  • the post-shift phase ⁇ + ⁇ * corresponding to the phase command ⁇ * currently stored in the phase command memory 131 is continuously obtained. (Read). Therefore, a three-phase pulse pattern corresponding to the post-shift phase ⁇ + ⁇ * is also generated and output without interruption.
  • the drive control of the phase AC motor M can be performed with high reliability.
  • the basic pulse patterns Lu0 to Lw0 are set as follows corresponding to each cycle (0 ° to 360 °) of the electrical angle of the three-phase AC motor M.
  • the basic pulse pattern Lu0 corresponding to the U phase of the inverter 230 has an ON period until the rotational position changes from 0 ° to 180 °.
  • the basic pulse pattern Lv0 corresponding to the V phase of the inverter 230 has an ON period until the rotational position changes from 120 ° to 300 ° in a manner of following the basic pulse pattern Lu0 with a delay of 120 °.
  • the basic pulse pattern Lw0 corresponding to the W phase of the inverter 230 follows in a manner that follows the basic pulse pattern Lu0 with a delay of 240 ° until the rotation position changes from 240 ° to 60 ° of the next electrical angle cycle. Has an on period.
  • the basic pulse patterns Lu0 to Lw0 (in other words, the basic phase ⁇ ) serving as the reference for the phase shift are uniquely determined corresponding to one cycle of the electrical angle of the three-phase AC motor M. It has been.
  • phase command ⁇ * when the phase command ⁇ * is obtained through the feedback calculation, pulse patterns Lu1 to Lw1 obtained by shifting the phases of the basic pulse patterns Lu0 to Lw0 by the phase command ⁇ * are output as shown in FIG. .
  • Torque feedback is executed without the pattern being interrupted.
  • the embodiment described above has the following advantages. (1) Performing the above torque feedback calculation, and sequentially storing and updating the phase command ⁇ *, which is the advance amount / retard amount of the phase to be corrected, in accordance with the phase command ⁇ *
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 that generates a phase-shifted pulse pattern is independent of each other. For this reason, the phase command calculation unit 130 repeatedly executes a process of sequentially storing and updating the obtained phase command ⁇ * in the phase command memory 131 while performing a torque feedback calculation for calculating a torque deviation.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 repeatedly executes a process of generating a pulse pattern phase-shifted from the basic phase ⁇ by the phase command ⁇ * based on the stored and updated phase command ⁇ *.
  • the drive control of the three-phase AC motor M is highly reliable. Can be done under
  • phase advance amount / retard amount correction based on the torque feedback calculation is performed as a phase shift from the basic phase ⁇ by the phase command ⁇ *.
  • Three-phase pulse patterns Lu1 to Lw1 for generating a switching command are generated by selecting and outputting a group of three-phase pulse waveforms stored in the waveform memory 210.
  • generation of the three-phase pulse patterns Lu1 to Lw1 output in response to the phase command ⁇ * can be realized as processing by hardware provided separately from the microcomputer 100.
  • the speed of the phase shift process can be increased by reducing the calculation load of the microcomputer 100.
  • the microcomputer 100 includes a basic phase setting unit 110 that sets the basic phase ⁇ as a functional component. For this reason, the freedom degree of the setting of basic phase (PSI) by such basic phase setting part 110 is raised. As a result, even if the specification of the three-phase AC motor M that is the target of drive control is changed, it becomes possible to flexibly cope with such a change in specification, and as a result, the drive control device Versatility is further improved.
  • the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor M is detected by a rotor position detector 240 made of a resolver or the like. This facilitates the detection of the rotational position, and hence the monitoring of the rotational position by the three-phase pulse pattern output unit 200.
  • the said embodiment can also be changed and implemented as follows.
  • the basic phase setting unit 110, the adder 120, and the phase command calculation unit 130 as functional components for calculating the post-shift phase ⁇ + ⁇ * are separately provided in the microcomputer 100.
  • the microcomputer 100 stores a basic phase memory 151 that stores the basic phase ⁇ as a fixed value, and the basic phase ⁇ and the command torque value.
  • the phase command calculation unit 150 may be employed which also includes a post-shift phase memory 152 that stores and updates an addition value of the phase command ⁇ * corresponding to the torque deviation of the detected torque value.
  • phase command ⁇ * with respect to the basic phase ⁇
  • simplification of the arithmetic algorithm when arithmetic processing is performed by the microcomputer 100 is achieved.
  • the ratio between the number of pole pairs of the three-phase AC motor M and the axial multiple of the resolver constituting the rotor position detector 240 is 1: 1.
  • the detection value of the rotor position detection unit 240 is corrected based on the ratio of the number of pole pairs of the three-phase AC motor M to the resolver, and the three-phase pulse patterns Lu1 to Lw1 are generated based on the corrected value. It may be. According to such a configuration, the versatility of the three-phase AC motor M is further improved when the drive control device performs the feedback control of the three-phase AC motor M.
  • the rotor position detector 240 is a resolver or the like.
  • the rotor position detector 240 may be composed of an encoder or other rotational position sensor. In short, it may be anything that can monitor the rotational position of the rotor of the three-phase AC motor M.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 includes the memory control unit 140 in the microcomputer 100 and the waveform memory 210 outside the microcomputer 100. Instead, the waveform memory 210 may be omitted, and the three-phase pulse patterns Lu1 to Lw1 may be generated in the microcomputer 100 in accordance with the phase command ⁇ *. Even in this case, since the phase command calculation unit 130 and the three-phase pulse pattern output unit 200 are independent from each other, the phase command calculation unit 130 performs a torque feedback calculation for calculating a torque deviation.
  • the three-phase pulse pattern output unit 200 repeats the process of sequentially storing and updating the obtained phase command ⁇ * in the phase command memory 131, while the three-phase pulse pattern output unit 200 determines the phase based on the stored and updated phase command ⁇ *.
  • the process of generating a pulse pattern phase-shifted from the basic phase ⁇ by the command ⁇ * is repeatedly executed. Thereby, the torque feedback calculation and the calculation of the phase command ⁇ * are performed by the phase command calculation unit 130 between the angles at which the rotor position of the three-phase AC motor M changes the combination of the on-off mode of the three-phase alternating rectangular wave voltage. Even if the timing is not completed and the timing is shifted, the three-phase pulse pattern output unit 200 can reasonably apply the phase-shifted pulse pattern based on the phase command ⁇ * currently stored in the phase command memory 131. Can output.
  • the drive control device for the three-phase AC motor is omitted from the drawing, but the drive control by the three-phase AC converted based on the pulse width modulated switching command and the three-phase pulse pattern output.
  • the drive control by the three-phase alternating rectangular wave voltage that is converted into electric power based on the pulse pattern set and output by the unit 200 is switched and executed.
  • the present invention is not limited to this, and it is needless to say that the present invention can be applied to a drive control apparatus that performs only drive control using a three-phase alternating rectangular wave voltage.

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Abstract

三相交流モータの回転子の回転位置から求められる電気角の一周期に対応したスイッチング指令に基づき電力変換される、三相の交番矩形波電圧によって該モータを駆動するに際し、トルク偏差に基づくトルクフィードバック演算を行い、該演算結果に基づいて補正すべき位相の進角量／遅角量である位相指令を求めるとともに、この求めた位相指令を記憶及び更新する位相指令演算部と、前記スイッチング指令の生成のために、前記電気角の一周期に対して一意に定まる前記三相の交番矩形波電圧の基本位相に対して、前記位相指令分だけ位相シフトしたパルスパターンをインバータに出力する三相交流モータの駆動制御装置。

Description

三相交流モータの駆動制御装置
　本発明は、三相交流モータの駆動制御装置に関し、特に矩形波電圧位相制御によって三相交流モータを駆動及び制御する三相交流モータの駆動制御装置に関する。
　図７は、特許文献１に記載の三相交流モータの駆動制御装置の概要を示す。
　この駆動制御装置は、例えばハイブリッド自動車等に搭載されている。この駆動制御装置は、三相交流モータを高い効率のもとに駆動するためのＰＷＭ（パルス幅変調）電流制御モード及びＰＷＭ電圧位相制御モードと、三相交流モータ出力を向上させるための矩形波電圧位相制御モードとを含む、３種の制御モードの間で制御モードを切り替えることによって、インバータの駆動を制御する。
　ＰＷＭ電流制御モードは、図７においてスイッチ２６，２８が共に上側に切り替えられている場合の制御モードである。このＰＷＭ電流制御モードでは、三相交流モータ３８に対し供給される電流値と指令電流値とが一致するように電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相Ψが設定され、これら電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相Ψに応じて交番パルス電圧が生成され、この交番パルス電圧が三相交流モータ３８に印加される。
　ＰＷＭ電圧位相制御モードでは、電圧振幅｜Ｖ｜の経時的な変化に応じて電圧位相Ψが設定される。設定された電圧位相Ψに応じて交番パルス電圧が生成され、この交番パルス電圧が、図７においてスイッチ２６が下側に切り替えられるとともにスイッチ２８が上側に切り替えられることによって、三相交流モータ３８に印加される。
　矩形波電圧位相制御モードでは、電圧振幅｜Ｖ｜は直流のバッテリ電圧Ｖｄｃにより決定され、電圧位相Ψは指令トルク値に応じて設定される。設定された電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相Ψに基づき矩形波電圧が生成され、この矩形波電圧が、図７においてスイッチ２８が下側に切り替えられることによって、三相交流モータ３８に印加される。
　また、この駆動制御装置では、電流指令生成部１２及び加算器１３には、図示しない車両制御装置にてアクセル操作量やブレーキ踏込量に応じて生成された指令トルク値が入力される。電流指令生成部１２は、入力された指令トルク値に基づき指令電流値Ｉｑ，Ｉｄを生成し、それら生成した指令電流値Ｉｑ，Ｉｄを電流制御器１４に出力する。電流制御器１４は、入力される指令電流値Ｉｑ，Ｉｄと電流センサ４０によって検出される電流値とに基づいて比例積分制御を実行し、電圧指令値となる電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相Ψを生成する。スイッチ２６は、この電流制御器１４によって生成された電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相ΨをＰＷＭ回路３０にそれぞれ入力するか否かを選択的に切り替える。ＰＷＭ回路３０は、これら電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相Ψが入力されると、それら電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相Ψに基づき正弦波を生成する。さらに、ＰＷＭ回路３０は、該正弦波と予め設定された三角波との比較に基づきスイッチング指令を生成し、このスイッチング指令をスイッチ２８を介してインバータ３６に出力する。このインバータ３６は、ＰＷＭ回路３０から出力されたスイッチング指令に応じて交番パルス電圧を生成し、こうした交番パルス電圧を、駆動電圧として三相交流モータ３８に印加する。
　電流センサ４０は、この駆動電圧の印加によって三相交流モータ３８に流れる電流を検出し、その検出した電流値を加算器２４に出力する。この加算器２４には、電流センサ４０によって検出された電流値と電流指令生成部１２にて生成された指令電流値とが入力されている。加算器２４は、各々入力された指令電流値と検出電流値との差、すなわち、電流偏差ΔＩを生成し、この電流偏差ΔＩを電流一致判定部２２に出力する。電流一致判定部２２は、該検出された電流値と指令電流値とが一致した場合にスイッチ２６を切り替える。
　一方、加算器１３には、上記指令トルク値とともに、トルク検出手段２０で検出されたその都度のトルク値が入力される。加算器１３は、それらのトルク値の間の差、すなわち、トルク偏差ΔＴを生成し、生成したトルク偏差ΔＴを電圧位相制御器１８に供給する。電圧位相制御器１８は、トルク偏差ΔＴに応じて電圧位相Ψを生成する。この電圧位相制御器１８は、上記矩形波電圧位相制御モード時には矩形波の電圧位相Ψを生成し、上記ＰＷＭ電圧位相制御モード時には交番パルス電圧の電圧位相Ψを生成する。
　また、電圧振幅制御器１６が、電圧振幅判定部３４にも電圧振幅｜Ｖ｜を供給する。電圧振幅判定部３４は、供給された電圧振幅｜Ｖ｜と矩形波電圧に相当する電圧振幅とを比較し、その比較結果に基づきスイッチ２８を切り替える。
　矩形波発生部３２は、電圧位相制御器１８から入力される電圧位相Ψに基づいて、インバータ３６に対するスイッチング指令となる矩形波電圧を生成する。こうしたスイッチング指令がスイッチ２８を介してインバータ３６に伝達されると、インバータ３６は、矩形波電圧に基づきスイッチングされた交番（交流）電圧を三相交流モータ３８に印加する。これによって、三相交流モータ３８が駆動される。
　このように、上記駆動制御装置は、ＰＷＭ電流制御モード、ＰＷＭ電圧位相制御モード、及び矩形波電圧位相制御モードの間で制御モードを選択的に切り替えることによって、上記自動車の走行環境に応じて三相交流モータ３８の駆動を適切に制御する。
　上記矩形波電圧位相制御モードは通常、三相交流モータ３８の高回転領域で用いられる。したがって、矩形波電圧位相制御モードでの制御応答性を確保するためには、その制御演算が短時間のうちに完了する必要がある。従来では、この演算は次のような処理を通じて実行されている。
　すなわち、図８に示すように、この矩形波電圧位相制御モードにおいては、上記インバータ３６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相出力である矩形波電圧（スイッチングされた交番（交流）電圧）が、三相交流モータ３８の回転子位置（回転子角度）に同期する態様で各相毎に１８０°周期で順次切り替えられる。
　こうしたスイッチング制御では、まず、Ｖ相の出力がオフとされる時点ｔ１とＵ相の出力がオンとされる時点ｔ２との中間時点ｔ３、すなわち三相交流モータ３８の回転子位置が角度θ１に到達した時点で三相交流モータ３８に流れる電流が検出される。次いで、この検出された電流に基づくトルクフィードバック演算を通じてそのときのトルク偏差ΔＴに応じた電圧位相Ψが算出される。こうして算出された電圧位相Ψに基づいて次回の各相の出力切替角度が決定され、この決定された出力切替角度で次回の割り込み設定が行われることによって、三相交流モータ３８の駆動制御が実行される。このように、三相出力を生成するためのスイッチング指令は、同図８に期間ｔ３－ｔ２として示すように、回転子の角度位置が割り込み角度θ１から割り込み終了角度θ２に移行するまでの間（約３０°）に算出されている。
　こうしたスイッチング指令の算出には、通常、７０μｓｅｃの時間を要する。しかしながら、上述のように回転子位置に同期する態様で三相出力の切替を行う場合、三相交流モータ３８の回転速度が上昇するにつれて、各割り込み角度間に相当する時間、すなわち次回の一周期のスイッチング指令を算出するために許容される時間は短くなる。例えば４極対の三相交流モータの回転数が２０，０００ｒｐｍである場合には、上記割り込み角度間に相当する時間（ｔ３－ｔ２）は６０μｓｅｃ以下となり、上記スイッチング指令の算出に通常要する時間よりも短くなってしまう。したがって、時間（ｔ３－ｔ２）内に演算が完了せず、次回の矩形波の生成を行うことができなくなり、スイッチング素子が一周期分動作しないこととなる。こうしたことから、矩形波電圧位相制御においては、割り込み角度間に相当する各時間にスイッチング指令の演算が完了しなかった場合には、矩形波電圧の抜けが生じることとなり、例えば三相交流モータの脱調を招くなど、駆動制御装置が適切なインバータ制御を行うことができなくなってしまう。
特許第３５３３０９１号公報
　本発明の目的は、三相交流モータの高速回転領域においても、高い信頼性のもとに矩形波電圧制御を行うことのできる三相交流モータの駆動制御装置を提供することにある。
　上記の目的を達成するために、本発明に従い、三相交流モータの駆動制御装置であって、三相交流モータの回転子の回転位置から求められる電気角の一周期に対応して設定されるスイッチング指令に基づき電力変換される三相の交番矩形波電圧によって三相交流モータを駆動するに際し、該三相交流モータに対する指令トルク値と同三相交流モータの実際のトルク値とのトルク偏差に基づいて前記三相の交番矩形波電圧の電圧位相をフィードバック制御する装置を提供する。該装置は、前記トルク偏差に基づくトルクフィードバック演算を行い、該演算結果に基づいて補正すべき位相の進角量／遅角量である位相指令を求めるとともに、この求めた位相指令を逐次記憶及び更新する位相指令演算部と、前記スイッチング指令の生成のために、前記電気角の一周期に対して一意に定まる前記三相の交番矩形波電圧の基本位相に対して前記位相指令分だけ位相シフトしたパルスパターンを、前記回転位置をモニタしつつ、常時出力するパルスパターン出力部と、を備える。
本発明の一実施形態にかかる三相交流モータの駆動制御装置を示すブロック図。 図１の装置による位相指令算出処理手順を示すフローチャート。 図１の装置による位相シフト処理手順を示すフローチャート。 （ａ）位相指令メモリに記憶され更新される位相指令Ψ＊と、（ｂ）位相指令に応じて逐次更新されるシフト後位相Ψ＋Ψ＊と三相の交番矩形波電圧の切替角度との関係と、（ｃ）三相交流モータの回転子の回転位置に対応する電気角と、（ｄ）シフト後位相Ψ＋Ψ＊が反映された三相分のパルスパターンとの推移の一例を示すタイミングチャート。 （ａ）三相交流モータの回転子位置に対応する電気角と、（ｂ）基準となる三相のパルスパターン及び位相指令に応じて位相シフトされた三相のパルスパターンとの推移の一例を示すタイミングチャート。 本発明の一変形例にかかる三相交流モータの駆動制御装置を示すブロック図。 従来の三相交流モータの駆動制御装置を示すブロック図。 （ａ）三相交流モータの回転子位置に対応する電気角と、（ｂ）三相矩形波電圧との推移の一例を示すタイミングチャート。
　以下、本発明を具現化した一実施形態について説明する。なお、本実施形態の三相交流モータの駆動制御装置は、先の図７の駆動制御装置と同様、例えばハイブリッド自動車等に搭載されてその原動機となる三相交流モータを駆動及び制御するものである。図１には、本発明の一実施形態にかかる三相交流モータの駆動制御装置を示す。
　図１に示されるように、この三相交流モータの駆動制御装置は、三相交流モータＭの駆動を制御するマイクロコンピュータ１００を備えている。このマイクロコンピュータ１００は、三相の交番矩形波電圧の基本位相Ψを設定する基本位相設定部１１０を有する。基本位相Ψは、三相交流モータＭの仕様に応じてその電気角の一周期に対して一意に定まる。この基本位相設定部１１０にて設定された基本位相Ψが加算器１２０に入力されている。
　また、こうしたマイクロコンピュータ１００に設けられる位相指令演算部１３０には、図示しない車両制御装置にてアクセル操作量やブレーキ踏込量に応じて生成される指令トルク値と、トルクセンサ等によって検出される三相交流モータＭの実際のトルク値とが入力されている。この位相指令演算部１３０では、各々入力される指令トルク値と実際のトルク値との偏差に基づくトルクフィードバック演算が実行され、その演算結果に基づいて、補正すべき位相の進角量／遅角量である位相指令Ψ＊が求められる。こうして求められた位相指令Ψ＊は、位相指令メモリ１３１に逐次記憶され更新されるとともに、その記憶または更新された値が加算器１２０に逐次読み出される。加算器１２０は、それら入力された基本位相Ψと位相指令Ψ＊との加算処理を通じて、基本位相Ψに対して位相指令Ψ＊分シフトされた後の位相、すなわちシフト後位相Ψ＋Ψ＊が算出される。
　こうしたシフト後位相Ψ＋Ψ＊は三相パルスパターン出力部２００に入力される。三相パルスパターン出力部２００は、スイッチング指令生成のために、上記基本位相Ψに対して位相指令Ψ＊分だけ位相シフトしたパルスパターンを出力する。この三相パルスパターン出力部２００は、マイクロコンピュータ１００内にあって上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊が入力されるメモリ制御部１４０と、このメモリ制御部１４０によるアクセスに応じてパルスパターンを出力する波形メモリ２１０（例えば、不揮発性メモリ）とを備える。メモリ制御部１４０は、例えばレゾルバ等からなる回転子位置検出部２４０の出力に基づき三相交流モータＭの回転子の回転位置（電気角）θｅをモニタしつつ、シフト後位相Ψ＋Ψ＊を位相指令メモリ１３１（より正確には加算器１２０）から常時読み込んで波形メモリ２１０にアクセスする。なお、本実施形態では、それら三相交流モータＭの極対数とレゾルバの軸倍角との比は１：１である。また、波形メモリ２１０には、上記基本位相Ψに対応する固定のパルスパターンに由来するそれぞれ三相分のパルス波形のグループが、上記位相指令Ψ＊（つまり、基本位相Ψに対する進角量／遅角量）の分解能と、基本位相Ψに対する最大の進角量／遅角量とに応じた数だけ記憶されている。すなわち、位相指令Ψ＊に応じた位相シフトによって生成可能な三相分のパルス波形の全てのグループが波形メモリ２１０に記憶されている。メモリ制御部１４０は上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊を常時読み込み、この読み込んだシフト後位相Ψ＋Ψ＊に対応する三相分のパルス波形のグループを選択するために波形メモリ２１０にアクセスする。なお、本実施形態では、上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊を常時読み込むこととしたが、シフト後位相Ψ＋Ψ＊を、上記位相指令Ψ＊が変更される度に読み込むようにしてもよい。選択された三相分のパルス波形のグループは、上記フィードバック演算に基づき算出された位相指令Ψ＊分だけ上記基本位相Ψから位相シフトされたパルスパターンとして、三相パルスパターン出力部２００から三相スイッチング指令出力部２２０に出力される。
　このように本実施形態では、補正すべき進角量／遅角量である位相指令Ψ＊をトルクフィードバック演算を通じて算出する位相指令演算部１３０と、この算出された位相指令Ψ＊に応じて固定のパルスパターンを生成する三相パルスパターン出力部２００とが互いから独立している。このため、位相指令演算部１３０は、トルク偏差を算出するためのトルクフィードバック演算を行いつつ、求めた上記位相指令Ψ＊を位相指令メモリ１３１に逐次記憶し更新する処理を繰り返し実行する。一方、三相パルスパターン出力部２００は、この記憶及び更新される位相指令Ψ＊に基づいてその位相指令Ψ＊分だけ基本位相Ψから位相シフトされたパルスパターンを生成する処理を繰り返し実行する。これらの処理が各々独立して実行されることにより、三相パルスパターン出力部２００は、位相指令メモリ１３１に記憶され更新されているその都度最新の位相指令Ψ＊に基づいて位相シフトされたパルスパターンを無理なく出力できる。しかも、三相パルスパターン出力部２００は、波形メモリ２１０に記憶された三相分のパルス波形のグループを選択することによって上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊に対応するパルスパターンを生成するので、スイッチング指令を生成するためのパルスパターンをより簡易かつ的確に生成することができる。これにより、上記マイクロコンピュータ１００が上記フィードバック制御に基づきパルスパターンを生成する上での演算負荷が軽減される。
　このような処理を経て生成されたパルスパターンが三相スイッチング指令出力部２２０に入力されると、三相スイッチング指令出力部２２０は、この入力された三相のパルスパターンに応じてスイッチング指令を生成し、インバータ２３０に出力する。インバータ２３０は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子のペアが三相分（６個）設けられた周知のインバータである。こうして三相スイッチング指令出力部２２０から出力されたスイッチング指令がインバータ２３０に入力されることにより、インバータ２３０はこのスイッチング指令に応じて電力変換された三相の交番矩形波電圧を出力し、三相交流モータＭに印加する。
　こうして、三相交流モータＭは、三相の交番矩形波電圧に基づき駆動され、そのトルク偏差に応じてフィードバック制御を受ける。
　なお、本実施形態にかかる三相交流モータの駆動制御装置は、実際には先の図７に示した駆動制御装置と同様、パルス幅変調されたスイッチング指令に基づいて電力変換された三相交流による駆動制御（図示省略）と、上記三相パルスパターン出力部２００により設定及び出力されるパルスパターンに基づき電力変換される三相の交番矩形波電圧による駆動制御との切替を行う。これら駆動制御の切替では、前述の通り、三相交流モータＭの低回転領域において、パルス幅変調されたスイッチング指令に基づいて電力変換された三相交流による駆動制御が行われ、三相交流モータＭの高回転領域において三相の交番矩形波電圧による駆動制御が行われる。
　次に、上記位相指令演算部１３０によって実行される位相指令算出処理（トルクフィードバック処理）について図２を参照して詳細に説明する。なお、この処理は、所定の時間間隔をもって周期的に実行される。
　この図２に示すように、この処理ではまず、車両制御装置にてアクセル操作量やブレーキ踏込量に応じて生成される指令トルク値と、この指令トルク値に応じて駆動される三相交流モータＭの実際の検出トルク値とがそれぞれ読み込まれる（ステップＳ１００，Ｓ１０１）。次いで、それら読み込まれた指令トルク値及び検出トルク値に基づくトルクフィードバック演算によって得られたトルク偏差に応じて、補正すべき位相の進角量／遅角量である位相指令Ψ＊が、例えばマップ演算等を通じて、算出される（ステップＳ１０２）。この算出された位相指令Ψ＊の値が上記位相指令メモリ１３１に記憶され更新される（ステップＳ１０３）。こうした位相指令算出処理が繰り返し実行されることによって、その都度の指令トルク値及び検出トルク値に応じて位相指令Ψ＊が逐次算出され、この算出された位相指令Ψ＊によって位相指令メモリ１３１に記憶されている位相指令Ψ＊が順次更新されるようになる。
　次に、上記三相パルスパターン出力部２００によって実行される位相シフト処理について図３及び図４を参照して詳細に説明する。なお、図４には、（ａ）位相指令メモリ１３１に記憶され更新されている位相指令Ψ＊と、（ｂ）この位相指令Ψ＊に応じて逐次更新されるシフト後位相Ψ＋Ψ＊と三相の交番矩形波電圧の切替角度との関係と、（ｃ）三相交流モータＭの回転子の回転位置に対応する電気角と、（ｄ）上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊が反映された三相分のパルスパターンと、の推移の一例を示している。
　この位相シフト処理では、三相交流モータＭの回転子の回転位置のモニタを通じて（ｃ）三相交流モータＭの電気角が逐次求められる（ステップＳ２００）。さらに、（ａ）位相指令、すなわち位相指令メモリ１３１に記憶され更新されている位相指令Ψ＊が、加算器１２０において基本位相Ψと加算され、その加算結果Ψ＋Ψ＊が読み込まれる（ステップＳ２０１）。次いで、この読み込まれた加算結果Ψ＋Ψ＊に基づき、（ｂ）基本位相Ψに対して進角又は遅角された位相、すなわちシフト後位相Ψ＋Ψ＊が得られる（ステップＳ２０２）。ちなみに、このシフト後位相Ψ＋Ψ＊は、正トルク発生時においては、トルク不足時には電圧位相を進めるとともにトルク過剰時には電圧位相を遅らせる態様で算出される。また、シフト後位相Ψ＋Ψ＊は、負トルク発生時においては、トルク不足時には電圧位相を遅らせるとともにトルク過剰時には電圧位相を進める態様で算出される。こうして、基本位相Ψに対して電圧位相が進角／遅角された分だけ三相交流モータＭのトルクが増減され、トルクフィードバック演算を通じて算出されたトルク偏差、すなわち、指令トルク値と実際のトルク値との乖離が解消される。そして図３に示すように、上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊が変化した場合には、このシフト後位相Ψ＋Ψ＊に対応する三相のパルスパターンのグループが波形メモリ２１０から選択され、その選択されたパルスパターンのグループが、位相指令Ψ＊に応じて位相シフトされたパルスパターンとして出力される（ステップＳ２０３：ＹＥＳ、Ｓ２０４）。
　これにより、図４を参照すると、まず、（ａ）に示すように位相指令Ψ＊は、上記トルク偏差に応じて、．．．，Ψ＊（ｎ－１），Ψ＊（ｎ），Ψ＊（ｎ＋１），．．．のように逐次更新される。こうして位相指令Ψ＊が逐次更新されると、（ｂ）に矢印として示すように、シフト後位相Ψ＋Ψ＊は、それら各位相指令Ψ＊（ｎ－１），Ψ＊（ｎ），Ψ＊（ｎ＋１）に応じて、Ψ＋Ψ＊（ｎ－１），Ψ＋Ψ＊（ｎ），Ψ＋Ψ＊（ｎ＋１）として逐次決定される。こうしてシフト後位相Ψ＋Ψ＊が逐次決定されると、（ｂ）から（ｄ）までの破線の矢印として示すように、逐次更新されたシフト後位相Ψ＋Ψ＊（ｎ－１），Ψ＋Ψ＊（ｎ），Ψ＋Ψ＊（ｎ＋１）に応じた三相分のパルスパターンが上記波形メモリ２１０から常時選択され出力される。これにより、（ｄ）逐次更新されている位相指令Ψ＊が反映された三相分のパルスパターンが生成される。一方、上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊が変更されていない場合、すなわち、上記トルク偏差が一定である場合には、現在出力されている三相のパルスパターンのグループが継続して出力される（ステップＳ２０３：ＮＯ）。
　このように、指令トルク値と実際のトルク値との乖離が生じた場合には、この乖離を解消すべく位相指令Ψ＊が算出され、該位相指令Ψ＊に応じて固定のパルスパターンの位相シフト処理が逐次実行されるようになり、三相交流モータＭに対する指令トルク値と同モータＭの実際の検出トルク値との乖離が解消される態様で三相交流モータＭの駆動制御が実行される。
　三相交流モータＭの回転数の上昇に起因して、その電気角が三相の交番矩形波電圧のオンオフ態様の組み合わせを変化させる角度（６０°間隔）に順次到達するまでの期間が短くなると、該期間中に上記トルクフィードバック処理にかかる位相指令Ψ＊の算出が完了しない場合がある。しかし、そのような場合であっても、本実施形態の位相シフト処理によれば、位相指令メモリ１３１に現在記憶されている位相指令Ψ＊に応じたシフト後位相Ψ＋Ψ＊が継続して求められる（読み込まれる）。このため、こうしたシフト後位相Ψ＋Ψ＊に応じた三相のパルスパターンも途切れることなく生成及び出力される。これにより、三相交流モータＭの回転数の上昇等による影響を受けることなく三相のパルスパターンの生成、ひいては、三相交流モータＭに印加される交番矩形波電圧の生成が可能となり、三相交流モータＭの駆動制御を高い信頼性のもとに行うことができる。
　次に、このような駆動制御装置を通じてモニタされる三相交流モータＭの回転子の回転位置と、この回転位置に対応して生成される三相の交番矩形波電圧を生成するためのパルスパターンとの関係を、図５を参照して説明する。なお、この図５には、（ａ）三相交流モータＭの回転子の回転位置に対応する電気角と、（ｂ）基本位相Ψに対応する基本パルスパターンＬｕ０～Ｌｗ０とシフト後位相Ψ＋Ψ＊に対応するパルスパターンＬｕ１～Ｌｗ１との関係と、をそれぞれ示している。
　（ｂ）に破線で示すように、基本パルスパターンＬｕ０～Ｌｗ０は、三相交流モータＭの電気角の一周期（０°～３６０°）毎に対応して次のように設定される。上記インバータ２３０のＵ相に対応する基本パルスパターンＬｕ０は、前記回転位置が０°から１８０°に推移するまでの間のオン期間を有する。上記インバータ２３０のＶ相に対応する基本パルスパターンＬｖ０は、基本パルスパターンＬｕ０から１２０°遅れて追従する態様で、前記回転位置が１２０°から３００°に推移するまでの間のオン期間を有する。上記インバータ２３０のＷ相に対応する基本パルスパターンＬｗ０は、基本パルスパターンＬｕ０から２４０°遅れて追従する態様で、前記回転位置が２４０°から次期電気角周期の６０°に推移するまでの間のオン期間を有する。このように、本実施形態では、上記位相シフトの基準となる各基本パルスパターンＬｕ０～Ｌｗ０（言い換えれば、基本位相Ψ）が三相交流モータＭの電気角の一周期に対応して一意に定められている。
　ここで、上記フィードバック演算を通じて位相指令Ψ＊が求められると、（ｂ）に示すように、各基本パルスパターンＬｕ０～Ｌｗ０を位相指令Ψ＊分だけ位相シフトしたパルスパターンＬｕ１～Ｌｗ１が出力される。このように本実施形態では、予め定められた各基本パルスパターンＬｕ０～Ｌｗ０の位相シフトを上記モニタされる三相交流モータＭの電気角との常時比較に基づいて逐次実行することによって、上記パルスパターンが途切れることなくトルクフィードバックが実行される。
　以上説明した本実施形態は、以下の利点を有する。
　（１）上記トルクフィードバック演算を行って、補正すべき位相の進角量／遅角量である位相指令Ψ＊を逐次記憶し更新する位相指令演算部１３０と、この位相指令Ψ＊に応じて位相シフトされたパルスパターンを生成する三相パルスパターン出力部２００とが互いから独立している。このため、位相指令演算部１３０は、トルク偏差を算出するためのトルクフィードバック演算を行いつつ、求めた上記位相指令Ψ＊を位相指令メモリ１３１に逐次記憶し更新する処理を繰り返し実行する。一方、三相パルスパターン出力部２００は、この記憶及び更新される位相指令Ψ＊に基づいてその位相指令Ψ＊分だけ基本位相Ψから位相シフトされたパルスパターンを生成する処理を繰り返し実行する。これにより、トルクフィードバック演算が完了したか否かに拘わらず、スイッチング指令を生成するためのパルスパターンを継続して生成することが可能となり、ひいては、三相交流モータＭの駆動制御を高い信頼性のもとに行うことができる。
　（２）上記トルクフィードバック演算に基づく位相の進角量／遅角量の補正を、位相指令Ψ＊分だけの基本位相Ψからの位相シフトとして行うこととした。これにより、こうした位相の進角量／遅角量の補正をより的確かつ簡易に実現することができるようになり、ひいては、マイクロコンピュータ１００の演算負荷が好適に軽減される。
　（３）上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊を常時算出するとともに、三相交流モータＭの回転子の回転位置を常時モニタすることを通じて、上記三相の交番矩形波電圧のオンオフ態様の組み合わせを変化させる角度を判断することとした。これにより、トルクフィードバック演算を通じて求められる位相指令Ψ＊を確実にスイッチング指令に反映させることができる。また、こうした位相シフト処理は常時実行されることから、トルクフィードバック演算に基づき位相指令Ψ＊が更新された時点で、この更新された位相指令に応じた位相シフトが実行される。これにより、指令トルク値と実際のトルク値とのトルク偏差が生じたとしても、このトルク偏差に応じて更新された位相指令Ψ＊、シフト後位相Ψ＋Ψ＊が上記パルスパターンに高い即応性のもとに反映されるようになり、ひいては、より高精度なトルクフィードバック制御が実現される。
　（４）スイッチング指令を生成する三相のパルスパターンＬｕ１～Ｌｗ１の生成を、波形メモリ２１０に記憶されている三相分のパルス波形のグループの選択及び出力によって行うこととした。これにより、上記位相指令Ψ＊に応じて出力される三相のパルスパターンＬｕ１～Ｌｗ１の生成を、マイクロコンピュータ１００とは別途に設けられたハードウェアによる処理として実現することができるようになり、ひいては、マイクロコンピュータ１００による演算負荷の軽減を通じた上記位相シフト処理の高速化が図られるようにもなる。
　（５）マイクロコンピュータ１００は、機能構成要素として、基本位相Ψを設定する基本位相設定部１１０を備える。このため、こうした基本位相設定部１１０による基本位相Ψの設定の自由度が高められる。これにより、たとえ駆動制御の対象となる三相交流モータＭの仕様が変更されるなどした場合であれ、こうした仕様の変更に柔軟に対応することができるようになり、ひいては、上記駆動制御装置の汎用性がより高められる。
　（６）三相交流モータＭの回転子の回転位置は、レゾルバ等からなる回転子位置検出部２４０によって検出される。これにより、前記回転位置の検出、ひいては、三相パルスパターン出力部２００による前記回転位置のモニタも容易なものとなる。
　なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施することもできる。
　上記実施形態では、上記シフト後位相Ψ＋Ψ＊を算出するための機能構成要素としての基本位相設定部１１０、加算器１２０、及び位相指令演算部１３０は、マイクロコンピュータ１００内に別個に設けられていた。これに限らず、先の図１に対応する図として例えば図６に示すように、マイクロコンピュータ１００は、基本位相Ψを固定値として記憶する基本位相メモリ１５１と、この基本位相Ψと指令トルク値及び検出トルク値のトルク偏差に応じた位相指令Ψ＊との加算値が記憶され更新されるシフト後位相メモリ１５２とを併せて備える、位相指令演算部１５０を採用してもよい。これにより上記三相パルスパターン出力部２００での位相シフトに必要とされる情報、すなわち基本位相Ψに対して位相指令Ψ＊分シフトされた後の位相が位相指令演算部１５０の内部で求められるため、マイクロコンピュータ１００にて演算処理する場合の演算アルゴリズムの簡略化が図られる。
　上記実施形態では、三相交流モータＭの極対数と回転子位置検出部２４０を構成するレゾルバの軸倍角との比は１：１とした。これに限らず、異なる比の三相交流モータＭ及びレゾルバを用いるとともに、該比に基づき上記三相のパルスパターンを補正することも可能である。すなわち、三相交流モータＭの極対数が４、レゾルバの軸倍角が２である場合には、実際の三相交流モータＭの電気角が１／２倍された値がその回転子の回転位置としてレゾルバによって検出される。そこで、三相交流モータＭの極対数とレゾルバとの比に基づき回転子位置検出部２４０の検出値を補正し、この補正された値に基づき上記三相のパルスパターンＬｕ１～Ｌｗ１を生成するようにしてもよい。こうした構成によれば、上記駆動制御装置によって三相交流モータＭのフィードバック制御を行う上で、その汎用性がより高められる。
　上記実施形態では、上記回転子位置検出部２４０はレゾルバなどであった。これに代えて、回転子位置検出部２４０はエンコーダや、その他の回転位置センサからなってもよく、要は、三相交流モータＭの回転子の回転位置をモニタ可能なものであればよい。
　上記実施形態では、上記三相パルスパターン出力部２００は、マイクロコンピュータ１００内のメモリ制御部１４０とマイクロコンピュータ１００外の波形メモリ２１０とを備えている。これに代えて、波形メモリ２１０を割愛し、位相指令Ψ＊に応じた三相のパルスパターンＬｕ１～Ｌｗ１の生成をマイクロコンピュータ１００内で行うようにしてもよい。この場合であっても、位相指令演算部１３０と三相パルスパターン出力部２００とが互いから独立しているため、位相指令演算部１３０は、トルク偏差を算出するためのトルクフィードバック演算を行いつつ、求めた上記位相指令Ψ＊を位相指令メモリ１３１に逐次記憶し更新する処理を繰り返し実行する一方、三相パルスパターン出力部２００は、この記憶及び更新される位相指令Ψ＊に基づいてその位相指令Ψ＊分だけ基本位相Ψから位相シフトされたパルスパターンを生成する処理を繰り返し実行する。これにより、三相交流モータＭの回転子位置が上記三相の交番矩形波電圧のオンオフ態様の組み合わせが変化する角度間に、位相指令演算部１３０によるトルクフィードバック演算や位相指令Ψ＊の算出が完了せず、それらのタイミングにずれが生じたとしても、三相パルスパターン出力部２００は、位相指令メモリ１３１に現在記憶されている位相指令Ψ＊に基づいて位相シフトされたパルスパターンを無理なく出力できる。
　上記実施形態では、上記三相交流モータの駆動制御装置は、図示は割愛したが、パルス幅変調されたスイッチング指令に基づいて電力変換された三相交流による駆動制御と、上記三相パルスパターン出力部２００により設定及び出力されるパルスパターンに基づき電力変換される三相の交番矩形波電圧による駆動制御とを切り替えて実行する。これに限らず、本発明は、三相の交番矩形波電圧による駆動制御のみを行う駆動制御装置にも適用可能であることは勿論である。

Claims (7)

  1. 　三相交流モータの回転子の回転位置から求められる電気角の一周期に対応して設定されるスイッチング指令に基づき電力変換される三相の交番矩形波電圧によって三相交流モータを駆動するに際し、該三相交流モータに対する指令トルク値と同三相交流モータの実際のトルク値とのトルク偏差に基づいて前記三相の交番矩形波電圧の電圧位相をフィードバック制御する、三相交流モータの駆動制御装置であって、
    　前記トルク偏差に基づくトルクフィードバック演算を行い、該演算結果に基づいて補正すべき位相の進角量／遅角量である位相指令を求めるとともに、この求めた位相指令を逐次記憶及び更新する位相指令演算部と、
    　前記スイッチング指令の生成のために、前記電気角の一周期に対して一意に定まる前記三相の交番矩形波電圧の基本位相に対して前記位相指令分だけ位相シフトしたパルスパターンを、前記回転位置をモニタしつつ、常時出力するパルスパターン出力部と、を備える三相交流モータの駆動制御装置。
  2. 　前記パルスパターン出力部は、
    　前記基本位相に対応するパルスパターンに由来するそれぞれ三相分のパルス波形のグループが、前記位相指令の分解能と、前記基本位相に対する最大の進角量／遅角量とに応じた数だけ予め記憶された、不揮発性の波形メモリを有し、
    　前記モニタされる回転位置が前記位相指令に対応する三相分のパルス波形のグループを、前記波形メモリから常時選択及び出力する、請求項１に記載の三相交流モータの駆動制御装置。
  3. 　前記基本位相を設定する基本位相設定部と、この設定された基本位相と前記記憶及び更新されている位相指令とを加算して加算結果を出力する加算器とをさらに備え、　前記パルスパターン出力部は、この加算結果を、前記記憶及び更新されている位相指令分だけ前記基本位相を位相シフトした後のシフト後位相として読み込む、請求項１または２に記載の三相交流モータの駆動制御装置。
  4. 　前記位相指令演算部は、前記基本位相を固定値として保持しており、前記基本位相と前記位相指令との加算結果を逐次記憶及び更新する、請求項１または２に記載の三相交流モータの駆動制御装置。
  5. 　前記モニタされる回転位置は、前記三相交流モータに設けられた回転位置センサを通じて検出される、請求項１～４のいずれか一項に記載の三相交流モータの駆動制御装置。
  6. 　前記検出される回転位置は、前記回転位置センサの軸倍角と前記三相交流モータの極対数との比に基づき補正される、請求項５に記載の交流モータの駆動制御装置。
  7. 　前記三相交流モータは車両の原動機であり、
    　前記三相交流モータの駆動制御は、パルス幅変調されたスイッチング指令に基づいて電力変換された三相交流による駆動制御を含み、
    　この三相交流による駆動制御と前記三相の交番矩形波電圧による駆動制御とが切替実行される、請求項１～６のいずれか一項に記載の三相交流モータの駆動制御装置。
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