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TWI634337B - 直流漏電檢測裝置及漏電檢測裝置 - Google Patents

直流漏電檢測裝置及漏電檢測裝置 Download PDF

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TWI634337B
TWI634337B TW106140841A TW106140841A TWI634337B TW I634337 B TWI634337 B TW I634337B TW 106140841 A TW106140841 A TW 106140841A TW 106140841 A TW106140841 A TW 106140841A TW I634337 B TWI634337 B TW I634337B
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生島剛
福尾尚紀
西垣朋一
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日商松下知識產權經營股份有限公司
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Abstract

本發明之目的在於提供可使構成激磁部之部件的選擇自由度提高的直流漏電檢測裝置及漏電檢測裝置。激磁部(23)將電壓位準在比基準電壓值(Vr)高之第一高電壓值(VH1)與比基準電壓值(Vr)低之第一低電壓值(VL1)間交互地變化的激磁電壓，施加至激磁線圈(22)。激磁部(23)具有比較電路(231)及電壓切換電路(232)。比較電路(231)根據檢測電壓(Vd)與臨界電壓(Vth)之大小關係，輸出電壓位準在高位準與低位準間切換之比較信號。電壓切換電路(232)根據比較信號之電壓位準，在第一高電壓值(VH1)與第一低電壓值(VL1)間切換激磁電壓之電壓位準。

Description

直流漏電檢測裝置及漏電檢測裝置
本發明係大致關於直流漏電檢測裝置及漏電檢測裝置，更詳而言之，關於可檢測直流漏電電流之直流漏電檢測裝置及具有該直流漏電檢測裝置之漏電檢測裝置。
以往，具有直流漏電之檢測機能的斷路裝置是習知的(例如，請參照專利文獻1(國際公開第2016/170731號)。專利文獻1記載之斷路裝置具有：磁心、繞組、激磁部、電流檢測部、直流成分檢測部、一對接點部及判定部。磁心電磁地結合交流電流流過之一對導電路。繞組捲繞在磁心上。激磁部供給交流之激磁電流至繞組。電流檢測部檢測流過繞組之電流。直流成分檢測部由藉由電流檢測部檢測之電流檢測直流成分的大小。一對接點部分別配置在一對導電路中。若藉由直流成分檢測部檢測之直流成分的大小超過臨界值，判定部使一對接點部斷路。在停止供電狀態中，判定部使一對接點部斷路。
激磁部係使用運算放大器、2個電阻器及定電壓源之正回授的震盪電路。運算放大器係單電源驅動之運算放大器。由定電壓源供給之直流電壓的電壓值為運算放大器之電源電壓大約一半的電壓。運算放大器之反相輸入端子連接於繞組與電阻器(電流檢測用電阻)之連接點。電流檢測部之輸出電壓(繞組與電流檢測用電阻之連接點的電壓)輸入運算放大器之反相輸入端子。藉由2個電阻器使運算放大器之輸出電壓與由定壓電源供給之直流電壓的差電壓分壓而得之臨界電壓輸入運算放大器之非反相輸入端子。運算放大器之輸出電壓(激磁電壓)根據電流檢測部之輸出電壓(檢測電壓)與臨界電壓之大小關係切換電壓位準。
電流檢測部之輸出電壓(檢測電壓)與臨界電壓的比較精度及激磁電壓之電壓位準的精度低時，恐有直流漏電電流之檢測精度低之虞。專利文獻1之激磁部使用1個運算放大器，進行檢測電壓與臨界電壓之比較及激磁電壓之輸出。例如，若運算放大器之輸入偏移電壓大，檢測電壓到達臨界電壓之時間與運算放大器之輸出電壓的電壓位準切換的時間錯開。即，若運算放大器之輸入偏移電壓變大，檢測電壓與臨界電壓之比較精度降低。此外，若運算放大器具有之高側開關與低側開關的導通電阻變大，激磁電壓之電壓位準與電源電壓或接地電位的差變大，且以定電壓源之輸出電壓為基準，激磁電壓及臨界電壓之大小變小。即，若運算放大器具有之高側開關與低側開關的導通電阻變大，激磁電壓之電壓位準的精度降低。
因此，為提高直流之漏電電流的檢測精度，激磁部必須具有檢測電壓與臨界電壓之比較精度及激磁電壓之電壓位準精度兩者的精度都高的高性能運算放大器。因此，構成激磁部之部件的選擇自由度低。
本發明之目的在於提供可使構成激磁部之部件的選擇自由度提高的直流漏電檢測裝置及漏電檢測裝置。
本發明之一態樣的直流漏電檢測裝置具有：核心、激磁線圈、電流檢測用電阻、激磁部及直流成分檢測部。多數導電體可通過前述核心。前述激磁線圈捲繞在前述核心上。前述電流檢測用電阻將流過前述激磁線圈之電流轉換成檢測電壓。前述激磁部將電壓位準在比基準電壓值高之高電壓值與比前述基準電壓值低之低電壓值間交互地變化的激磁電壓施加至前述激磁線圈。前述直流成分檢測部根據前述檢測電壓之直流成分大小輸出直流檢測信號。前述激磁部具有比較電路及電壓切換電路。前述比較電路根據前述檢測電壓與臨界電壓之大小關係，輸出電壓位準在高位準與低位準間切換之比較信號。前述電壓切換電路根據前述比較信號之電壓位準，在前述高電壓值與前述低電壓值間切換前述激磁電壓之電壓位準。
本發明之一態樣的漏電檢測裝置具有：上述直流漏電檢測裝置；交流漏電檢測裝置，其檢測交流漏電電流；及邏輯和電路，其計算由前述交流漏電檢測裝置輸出之第一輸出信號與由前述直流漏電檢測裝置輸出之第二輸出信號的邏輯和。
以下，依據圖式說明本發明之實施形態。但是，以下說明之實施形態只不過是本發明各種實施形態中的一種。只要可達成本發明之目的，下述實施形態可因應設計等進行各種變更。
(實施形態) 以下，依據圖1至3說明本實施形態之直流漏電檢測裝置2及具有直流漏電檢測裝置2之漏電檢測裝置100。
漏電檢測裝置100可用於例如使電動車之充電電池充電的充電控制單元等。電動車係例如電動汽車、油電混合汽車等。充電控制單元具有：充電控制器、充電電纜、充電連接器(供電插頭)、電源電纜及電源插頭。充電控制器設置在電源電纜之一端與充電電纜之一端間，並控制由外部交流電源(例如，商用電源)對電動車之充電電池的充電。在此，電動車具有將由交流電源供給之交流電轉換成直流電並使充電電池充電的直流電源裝置。充電電纜係電性連接充電控制器與電動車之充電電池的電纜。充電連接器設於充電電纜之另一端並可分離地連接於電動車之充電入口(充電埠)。電源電纜係電性連接充電控制器與交流電源之電纜。電源插頭設於電源電纜之另一端並可分離地連接於插座(Outlet)。充電控制器具有殼體及設置在收納於殼體內之印刷配線板上的CCID(充電電路中斷裝置(Charge Circuit Interrupt Device))。在充電控制單元中，由充電控制器之殼體引出電源電纜及充電電纜。充電控制器係依據透過充電電纜輸入之控制引示信號(control pilot signal)檢測充電電纜與電動車之連接狀態、充電電池之充電狀態等。
充電控制器之殼體內設有電性連接上述電源電纜及充電電纜之線狀多數(例如2個)導電體4(請參照圖1)。因此，在充電控制單元中，由交流電源供給至電動車之直流電源裝置的交流電流流動通過電源電纜、多數導電體4及充電電纜。
漏電檢測裝置100係例如構成上述CCID之一部份並安裝在上述印刷配線板上。
漏電檢測裝置100具有：交流漏電檢測裝置1，其檢測多數(例如，2個)導電體4之交流漏電電流；直流漏電檢測裝置2，其檢測多數導電體4之直流漏電電流；及邏輯和電路3。交流漏電檢測裝置1根據交流漏電電流之檢測結果，輸出信號位準在低位準與高位準間切換之第一輸出信號。第一輸出信號之信號位準在交流漏電檢測裝置1中未檢出交流漏電電流時為低位準。此外，第一輸出信號之信號位準在交流漏電檢測裝置1中檢出交流漏電電流時為高位準。直流漏電檢測裝置2根據直流漏電電流之檢測結果，輸出信號位準在低位準與高位準間切換之第二輸出信號。第二輸出信號之信號位準在直流漏電檢測裝置2中未檢出直流漏電電流時為低位準。此外，第二輸出信號之信號位準在直流漏電檢測裝置2中檢出交流漏電電流時為高位準。邏輯和電路3計算由交流漏電檢測裝置1輸出之第一輸出信號與由直流漏電檢測裝置2輸出之第二輸出信號的邏輯和。因此，第一輸出信號與第二輸出信號兩者都是低位準時，邏輯和電路3之輸出信號為低位準。此外，第一輸出信號及第二輸出信號中之至少一者為高位準時，邏輯和電路3之輸出信號為高位準。
交流漏電檢測裝置1具有：第一核心11、二次線圈12、電流檢測部13、修正部14及第一判定部16。
多數導電體4可通過第一核心11。舉例而言，第一核心11之形狀為環狀。在此，第一核心11係例如卷磁心。卷磁心係條狀(帶狀)磁性構件捲成卷狀而形成。磁性構件宜由軟磁性材料形成。在此，軟磁性材料係例如高導磁合金。
第一核心11收納在具有電絕緣性之第一核心殼體中。舉例而言，第一核心殼體之形狀為中空環狀。第一核心殼體之材料宜為非磁性材料。在此，非磁性材料係例如PBT(聚對苯二甲酸丁二酯(Polybutylene terephthalate))或PP(聚丙烯(Polypropylene))等。
二次線圈12係由捲繞在第一核心11上之銅線構成。在此，構成二次線圈12之銅線捲繞在收納第一核心11之第一核心殼體上。換言之，構成二次線圈12之銅線透過第一核心殼體捲繞在第一核心11上。
交流漏電檢測裝置1中包含第一核心11及二次線圈12之第一變流器10係檢測通入第一核心11之多數導電體4的零相電流的零相變流器。
電流檢測部13輸出根據流過二次線圈12之交流電流振幅的信號位準的第一電壓信號。電流檢測部13係例如藉由連接在二次線圈12之兩端間的電流檢測用電阻構成。在此，電流檢測部13將流過二次線圈12之交流電流轉換成第一電壓信號。
此外，關於CCID中之交流漏電的漏電判定臨界值，考慮頻率對人體影響之差異，宜設定為例如漏電頻率越高則值越大。在交流漏電檢測裝置1中，在電流檢測部13與第一判定部16間設置修正部14，使得用於在第一判定部16中判定有無交流漏電之第一臨界值V1不需要根據漏電頻率改變。修正部14係組配成隨著由電流檢測部13之第一電壓信號的頻率高於預定頻率(例如，100Hz)，使第一電壓信號之信號位準降低而輸出修正第一電壓信號。簡言之，修正部14係根據頻率對第一電壓信號進行加權來進行修正。修正部14係例如設置在電流檢測部13與第一判定部16間之低通濾波器。
第一判定部16根據由修正部14輸出之修正第一電壓信號與第一臨界值V1的大小關係，輸出信號位準在高位準與低位準間切換之第一輸出信號。簡言之，第一判定部16係比較由修正部14輸出之修正第一電壓信號與預先設定之第一臨界值V1並判定修正第一電壓信號是否超過第一臨界值V1的判定電路。第一判定部16可例如使用比較器等構成。
第一判定部16在由修正部14輸出之修正第一電壓信號的信號位準超過第一臨界值V1時，第一輸出信號之信號位準由低位準變化成高位準。在此，在交流漏電檢測裝置1中，雖然在第一判定部16中使用之第一臨界值V1不論漏電頻率為何均為一定，但藉由設置修正部14，可實質地等同於將第一臨界值V1設定為漏電頻率越高則越大之值。換言之，交流漏電檢測裝置1設定修正部14之頻率-增益特性，使交流漏電電流之頻率越高，在第一判定部16中使用之第一臨界值V1擬似地越大。
直流漏電檢測裝置2係通量閘(Flux Gate)方式之電流感測器。在此，直流漏電檢測裝置2具有：第二核心21、激磁線圈22、激磁部23、電流檢測用電阻24、直流成分檢測部25、第二判定部26及低通濾波器27。
多數導電體4可通過第二核心21。舉例而言，第二核心21之形狀為環狀。第二核心21係例如卷磁心。卷磁心係條狀磁性構件捲成卷狀而形成。磁性構件宜由軟磁性材料形成。在此，軟磁性材料係例如高導磁合金。直流漏電檢測裝置2宜採用例如導磁率比矽鋼板高之高導磁合金作為第二核心21之材質。
第二核心21收納在具有電絕緣性之第二核心殼體中。舉例而言，第二核心殼體之形狀為中空環狀。第二核心殼體之材料宜為非磁性材料。在此，非磁性材料係例如PBT或PP等。
激磁線圈22係由捲繞在第二核心21上之銅線構成。在此，構成激磁線圈22之銅線捲繞在收納第二核心21之第二核心殼體上。換言之，構成激磁線圈22之銅線透過第二核心殼體捲繞在第二核心21上。
直流漏電檢測裝置2中包含第二核心21及激磁線圈22之第二變流器20係用以檢測通入第二核心21之多數導電體4的直流漏電電流的直流變流器。
在直流漏電檢測裝置2中，電流檢測用電阻24串聯連接於激磁線圈22。因此，流過激磁線圈22之電流藉由電流檢測用電阻24轉換成電壓(以下，亦稱為「檢測電壓Vd」)。換言之，電流檢測用電阻24將流過激磁線圈22之電流轉換成檢測電壓Vd輸出。檢測電壓Vd係以接地電位為基準之激磁線圈22與電流檢測用電阻24的連接點的電位。檢測電壓Vd之大小與流過激磁線圈22之電流的大小成正比。
激磁線圈22之一端(第一端)連接於激磁部23之輸出端。激磁線圈22之另一(第二端)連接於電流檢測用電阻24。此外，激磁線圈22之第二端透過低通濾波器27之電阻器272連接於激磁部23之輸入端。
激磁部23係正回授之震盪電路，且組配成藉由進行震盪動作，施加交流之激磁電壓至激磁線圈22。以下，激磁電壓之頻率稱為激磁頻率。激磁電壓係例如，如圖2C所示地，電壓位準在比基準電壓值Vr高之第一高電壓值VH1與比基準電壓值Vr低之第一低電壓值VL1間交互地變化之矩形波電壓。激磁部23依據電流檢測用電阻24輸出之檢測電壓Vd與臨界電壓Vth的比較結果，使激磁電壓之電壓位準在第一高電壓值VH1與第一低電壓值VL1之間交互地變化。激磁部23藉由施加激磁電壓至激磁線圈22，供給交流之激磁電流至激磁線圈22。激磁電壓之電壓值(第一高電壓值VH1、第一低電壓值VL1)及基準電壓值Vr係設定為使第二核心21磁飽和。激磁頻率係例如大約200Hz至300Hz。
具體而言，激磁部23具有：比較電路231、電壓切換電路232、基準電壓產生部233、電阻器234及電阻器235。
比較電路231具有運算放大器2310，且組配成根據檢測電壓Vd與臨界電壓Vth之大小關係，輸出電壓位準在高位準與低位準間切換之比較信號。運算放大器2310係可單電源驅動之運算放大器，且電性連接於控制電源230及接地。運算放大器2310係藉由控制電源230施加電源電壓來動作。電源電壓之電壓值Va(以下，稱為「電源電壓值Va」)係例如5V。接地之電位係0V。
運算放大器2310具有一對輸入端子(反相輸入端子、非反相輸入端子)。運算放大器2310之反相輸入端子透過低通濾波器27之電阻器272連接於激磁線圈22與電流檢測用電阻24之連接點，且輸入檢測電壓Vd。運算放大器2310之非反相輸入端子連接於串聯連接在電壓切換電路232之輸出端與基準電壓產生部233之輸出端間的電阻器234與電阻器235的連接點，且輸入臨界電壓Vth。
運算放大器2310具有串聯連接在控制電源230與接地間之高側開關及低側開關，且高側開關與低側開關之連接點連接於輸出端子。運算放大器2310根據檢測電壓Vd與臨界電壓Vth之比較結果，只導通高側開關及低側開關中之一者，藉此在高位準與低位準間切換比較信號之電壓位準。以下，比較信號之電壓位準為高位準時的比較信號之電壓值稱為第二高電壓值VH2。此外，比較信號之電壓位準為低位準時的比較信號之電壓值稱為第二低電壓值VL2。運算放大器2310之輸出端子連接於電壓切換電路232，且運算放大器2310輸出比較信號至電壓切換電路232。
運算放大器2310係輸入偏移電壓比較小之運算放大器。運算放大器2310之輸入偏移電壓宜為10mV以下，且5mV以下較佳，而2mV以下更佳。運算放大器2310可用例如新日本無線股份有限公司之CMOS運算放大器的NJU77701(商品名)構成。此外，比較電路231亦可具有比較器來取代運算放大器2310。
電壓切換電路232係組配成根據比較信號之電壓位準在第一高電壓值VH1與第一低電壓值VL1間切換激磁電壓之電壓位準。電壓切換電路232具有根據輸入電壓之電壓位準切換輸出電壓之電壓位準的類比開關2320。類比開關2320具有：輸入端子2321、電源端子2322、接地端子2323及輸出端子2324。類比開關2320係藉由控制電源230施加電源電壓來動作。
輸入端子2321連接於比較電路231(運算放大器2310)之輸出端子。輸出端子2324連接於激磁線圈22之第一端。此外，輸出端子2324透過電阻器235及電阻器234之串聯電路連接於基準電壓產生部233之輸出端。電源端子2322連接於控制電源230。接地端子2323接地。
類比開關2320具有串聯連接在電源端子2322與接地端子2323間之高側開關2325及低側開關2326。高側開關2325係p通道之增強型MOSFET，且低側開關2326係n通道之增強型MOSFET。高側開關2325之源極端子連接於電源端子2322。低側開關2326之源極端子連接於接地端子2323。高側開關2325之汲極端子與低側開關2326之汲極端子連接，且高側開關2325之汲極端子與低側開關2326之汲極端子的連接點連接於輸出端子2324。此外，高側開關2325之閘極端子與低側開關2326之閘極端子連接。
另外，類比開關2320具有控制高側開關2325及低側開關2326之控制電路2327。控制電路2327連接於輸入端子2321。此外，控制電路2327連接於高側開關2325之閘極端子及低側開關2326之閘極端子。控制電路2327依據比較信號之電壓位準，控制高側開關2325及低側開關2326之閘極電壓。若輸入電壓超過比第二低電壓值VL2大之第一臨界值(例如，2V)，控制電路2327判斷比較信號之電壓位準由低位準變化成高位準。另外，若輸入電壓低於第二高電壓值VH2小之第二臨界值(例如，0.8V)，控制電路2327判斷比較信號之電壓位準由高位準變化成低位準。
信號之電壓位準為高位準時，控制電路2327控制高側開關2325及低側開關2326之閘極電壓，使高側開關2325導通且使低側開關2326斷路。藉此，控制電源230及輸出端子2324透過高側開關2325電性連接，且激磁電壓之電壓位準為第一高電壓值VH1。
此外，信號之電壓位準為低位準時，控制電路2327控制高側開關2325及低側開關2326之閘極電壓，使高側開關2325斷路且使低側開關2326導通。藉此，輸出端子2324及接地透過低側開關2326電性連接，且激磁電壓之電壓位準為第一低電壓值VL1。
類比開關2320宜為高側開關2325及低側開關2326之導通電阻小的類比開關。類比開關2320之高側開關2325及低側開關2326之導通電阻宜為5W以下。類比開關2320之高側開關2325之導通電阻及低側開關2326之導通電阻的差越小越好。類比開關2320可用例如新日本無線股份有限公司之閘極驅動器的NJW4841-T1(商品名)構成。此外，類比開關2320亦可用閘極驅動器以外者構成。
基準電壓產生部233係定電壓電路，且輸出電壓值為基準電壓值Vr之基準電壓。基準電壓值Vr係控制電源230輸出之電源電壓的電源電壓值Va大約一半的值。即，電源電壓值Va係5V時，基準電壓值Vr係2.5V。
基準電壓產生部233之輸出端透過電阻器234與電阻器235之串聯電路連接於電壓切換電路232(類比開關2320)之輸出端子2324。藉由2個電阻器234、235使由電壓切換電路232輸出之激磁電壓之電壓位準與基準電壓值Vr之差電壓電阻分壓而得的電壓值作為臨界電壓Vth，輸入運算放大器2310之非反相輸入端子。如上所述地，激磁電壓之電壓位準在比基準電壓值Vr高之第一高電壓值VH1與比基準電壓值Vr低之第一低電壓值VL1間交互地變化。因此，臨界電壓Vth之電壓值根據激磁電壓之電壓位準的變化，交互地變化成比基準電壓值Vr高之值及比基準電壓值Vr低之值(請參照圖2A之雙點虛線A2)。即，臨界電壓Vth之電壓值在激磁電壓之電壓位準係第一高電壓值VH1時為比基準電壓值Vr高之值，且在激磁電壓之電壓位準係第一低電壓值VL1時為比基準電壓值Vr低之值。
此外，基準電壓產生部233之輸出端透過電流檢測用電阻24連接於激磁線圈22之第二端。因此，激磁電壓之電壓位準係比基準電壓值Vr高之第一高電壓值VH1時，電流由電壓切換電路232通過激磁線圈22、電流檢測用電阻24流向基準電壓產生部233。另外，激磁電壓之電壓位準係比基準電壓值Vr低之第一低電壓值VL1時，電流由基準電壓產生部233通過電流檢測用電阻24、激磁線圈22流向電壓切換電路232。
藉由電流檢測用電阻24轉換之檢測電壓Vd輸入運算放大器2310之反相輸入端子。檢測電壓Vd之電壓值為與激磁電流成正比之值。直流之漏電電流未流過導電體4時，激磁電流之電流波形呈正負大致對稱之形狀。因此，檢測電壓Vd之電壓波形呈以基準電壓值Vr為基準之大致對稱形狀(請參照圖2A之實線A3)。另一方面，直流之漏電電流流過導電體4時，由於直流之漏電電流的磁場，激磁電流之電流波形呈正負非對稱之形狀(請參照圖3)。即，直流之漏電電流流過導電體4時，在檢測電壓Vd中產生直流成分。在說明邏輯和電路3後，更詳細地說明激磁部23之動作及激磁電流之變化。
直流成分檢測部25根據檢測電壓Vd之直流成分的大小輸出直流檢測信號(以下，亦稱為「第二電壓信號」)。換言之，直流成分檢測部25輸出第二電壓信號，且該第二電壓信號具有與流過導電體4之漏電電流直流成分成正比的電壓位準。因此，直流成分檢測部25之輸出電壓係與藉由電流檢測用電阻24檢出之電流值包含的直流成分大小成正比的電壓。
直流成分檢測部25包含積分電路250及回授電阻251。積分電路250包含：運算放大器2501；電阻器2502，其一端連接於運算放大器2501之反相輸入端子；及電容器2503，其連接在運算放大器2501之反相輸入端子與輸出端子之間。積分電路250係組配成基準電壓值Vr之基準電壓輸入運算放大器2501之非反相輸入端子，且藉由電流檢測用電阻24轉換之檢測電壓Vd透過電阻器2502輸入運算放大器2501之反相輸入端子。回授電阻251連接在積分電路250之輸出端與電阻器2502之另一端間。
第二判定部26根據由直流成分檢測部25輸出之第二電壓信號與第二臨界值V2的大小關係，輸出信號位準在高位準與低位準間切換之第二輸出信號。第二判定部26具有使用比較器等之比較電路。在第二判定部26中，由直流成分檢測部25輸出之第二電壓信號超過第二臨界值V2時，第二輸出信號之信號位準由低位準變化成高位準。
低通濾波器27具有電容器271、電阻器272及電容器273。在此，低通濾波器27之電阻器272的一端連接於激磁線圈22，且電阻器272的另一端連接於激磁部23之輸入端。簡言之，低通濾波器27在激磁部23中連接激磁線圈22與電流檢測用電阻24之連接點的輸入端與激磁線圈22之間設置電阻器272。此外，在低通濾波器27中，電容器271之一端連接於激磁線圈22與電阻器272之連接點，且電容器271之另一端接地。另外，在低通濾波器27中，電容器273之一端連接於電阻器272與激磁部23之輸入端的連接點，且電容器273之一端接地。藉此，由激磁線圈22流過低通濾波器27之電流的高頻成分(比截止頻率高之頻率成分)流過電容器271或電容器273。
邏輯和電路3係計算由交流漏電檢測裝置1輸出之第一輸出信號與由直流漏電檢測裝置2輸出之第二輸出信號的邏輯和的邏輯電路。因此，在漏電檢測裝置100中，若由交流漏電檢測裝置1輸出之第一輸出信號與由直流漏電檢測裝置2輸出之第二輸出信號兩者均為低位準，邏輯和電路3之輸出信號為低位準。此外，在漏電檢測裝置100中，若由交流漏電檢測裝置1輸出之第一輸出信號及由直流漏電檢測裝置2輸出之第二輸出信號中之一者為高位準，邏輯和電路3之輸出信號為高位準。
上述CCID係組配成例如在由邏輯和電路3輸入高位準的輸出信號時，中斷由交流電源對直流電源裝置之電力供給。藉此，CCID可在產生漏電等之異常時，中斷由交流電源對直流電源裝置之電力供給。若邏輯和電路3之輸出信號為低位準，CCID不中斷由交流電源對直流電源裝置之電力供給。
以下，參照圖2、3詳細地說明激磁部23之動作。在圖2A中，用單點虛線A1顯示類比開關2320(電壓切換電路232)輸出之激磁電壓的波形。此外，在圖2A中，用雙點虛線顯示輸入運算放大器2310之非反相輸入端子的臨界電壓Vth的波形。在圖2B中，用實線B0顯示運算放大器2310(比較電路231)輸出之比較信號的波形。在圖2C中，用實線C1顯示類比開關2320(電壓切換電路232)輸出之激磁電壓的波形。在圖3中，用實線D3顯示直流之漏電電流流過導電體4時的激磁電壓的波形。
在直流漏電檢測裝置2中，第二核心21之激磁電壓每半周期地磁飽和。因此，激磁電流之波形(在圖2A中，用轉換激磁電流之檢測電壓Vd的波形表示)每半周期地呈現急劇之電流脈衝波形。設激磁頻率為fe時，激磁電流(激磁電壓)之周期Te係1/fe。
直流之漏電電流未流過導電體4時，急劇之電流脈衝波形按激磁電壓周期的二分之一周期呈現。直流之漏電電流未流過導電體4時，在激磁電流之1周期的波形中，使激磁電流極性為正時之波形的相位只偏移p〔rad〕時，激磁電流極性為正時之波形與激磁電流極性為負時之波形理想地大致對稱。雖然激磁線圈22之阻抗係由激磁線圈22之電阻、電感、電容及角頻率決定，但因為電感與比導磁率成正比，所以第二核心21磁飽和時，激磁線圈22之阻抗急劇地減少。簡言之，在直流漏電檢測裝置2中，因為第二核心21磁飽和時，激磁線圈22之阻抗急劇地減少，所以流過激磁線圈22之電流急劇地增加。
流過激磁線圈22之電流藉由電流檢測用電阻24轉換成檢測電壓Vd。運算放大器2310比較檢測電壓Vd及臨界電壓Vth，且在檢測電壓Vd到達臨界電壓Vth時，使比較信號之電壓位準在高位準與低位準間變化(請參照圖2B)。運算放大器2310係輸入偏移電壓比較小之運算放大器。因此，運算放大器2310可在與檢測電壓Vd到達臨界電壓Vth之時間大致相同的時間切換比較信號之電壓位準。因此，比較電路231(運算放大器2310)可說是檢測電壓Vd與臨界電壓Vth的比較精度比較高。此外，由於電壓因運算放大器2310具有之高側開關的導通電阻而下降，比較信號之電壓位準為高位準時之第二高電壓值VH2係比電源電壓值Va低的值。另外，由於電壓因運算放大器2310具有之低側開關的導通電阻而上升，比較信號之電壓位準為低位準時之第二低電壓值VL2係比接地電位(0V)高之值。
比較信號之電壓位準變化時，類比開關2320在第一高電壓值VH1與第一低電壓值VL1之間切換激磁電壓之電壓位準(請參照圖2C)。理想地，激磁電壓之電壓位準宜第一電壓值VH1與電源電壓值Va一致且第一低電壓值VL1與接地電位一致。但是，實際上，由於電壓因高側開關2325之導通電阻產生而下降，第一高電壓值VH1為比電源電壓值Va低之值。此外，由於電壓因低側開關2326之導通電阻而上升，第一低電壓值VL1為比接地電位(0V)高之值。換言之，低側開關2326之兩端電壓(汲極-源極間電壓)的值為第一低電壓值VL1。
在此，類比開關2320具有之高側開關2325的導通電阻的電阻值比運算放大器2310具有之高側開關的導通電阻的電阻值小。因此，電源電壓值Va與第一高電壓值VH1之第一差Vx1比電源電壓值Va與第二高電壓值VH2之第二差Vx2小(Vx1＜Vx2)。換言之，第一高電壓值VH1係比第二高電壓值VH2大之值(VH1＞VH2)。此外，類比開關2320具有之低側開關2326的導通電阻的電阻值比運算放大器2310具有之低側開關的導通電阻的電阻值小。因此，第一低電壓值VL1係比第二低電壓值VL2小之值(VL1＜VL2)。即，電壓切換電路232(類比開關2320)輸出之激磁電壓中，第一高電壓值VH1與電源電壓值Va之差(第一差Vx1)及第一低電壓值VL1與接地電位之差比較小。因此，電壓切換電路232(類比開關2320)可說是激磁電壓之電壓位準的精度比較高。藉此，激磁電壓及臨界電壓之電壓波形係以基準電壓值Vr為基準呈大致對稱形狀(請參照圖2A、圖2C)。
此外，類比開關2320在運算放大器2310輸出之比較信號的電壓位準超過比第二低電壓值VL2之第一臨界值時，激磁電壓之電壓位準為第一高電壓值VH1。類比開關2320在運算放大器2310輸出之比較信號的電壓位準低於比第二高電壓值VH2之第一臨界值時，激磁電壓之電壓位準為第一低電壓值VL1。因此，即使運算放大器2310輸出之比較信號的信號位準與電源電壓值Va及接地電位的差大，對激磁電壓之電壓位準精度的影響亦小。
如此，在激磁部23中，檢測電壓Vd達到臨界電壓Vth時，比較信號之電壓位準在大致相同之時間變化，且由於比較信號之電壓位準的變化，激磁電壓之極性以基準電壓值Vr為基準反轉。因此激磁電流為非正弦波之交流電流。
直流之漏電電流未流過導電體4時，激磁電流之電流波形呈正負大致對稱之形狀。因此，檢測電壓Vd之電壓波形呈以基準電壓值Vr為基準之大致對稱形狀(請參照圖2A之實線A3)。在直流之漏電電流未流過導電體4的狀態中，激磁電流包含之直流成分為零。
另一方面，直流之漏電電流流過導電體4時，由於直流之漏電電流的磁場，激磁電流之電流波形呈正負非對稱之形狀(請參照圖3)。在圖3所示之例子中，激磁電流為正向時，藉由直流之漏電電流產生之磁通的方向與藉由激磁電流產生之磁通的方向相同。因此，直流之漏電電流流過導電體4時，相較於直流之漏電電流未流過導電體4時，激磁線圈22磁飽和之時間(換言之，激磁電流飽和之時間)較早。此外，在圖3所示之例子中，激磁電流為負向時，藉由直流之漏電電流產生之磁通的方向與藉由激磁電流產生之磁通的方向相反。因此，直流之漏電電流流過導電體4時，相較於直流之漏電電流未流過導電體4時，激磁線圈22磁飽和之時間較遲。在直流之漏電電流流過導電體4之狀態中，在激磁電流中產生直流成分，且在與激磁電流成正比之檢測電壓Vd中亦產生直流成分。上述直流之漏電電流係例如由直流電源裝置透過交流電源之接地點流過導電體4。在直流之漏電電流流過導電體4的狀態中，若觀察激磁電流之1周期，激磁電流之正負電流波形係以零交叉點為基準呈非對稱之形狀。
接著，說明本實施形態之直流漏電檢測裝置2的變形例。
直流漏電檢測裝置2亦可，如圖4所示地，具有例如使用運算放大器2551之低通濾波器510的直流成分檢測部25a來取代直流成分檢測部25。
直流成分檢測部25a具有：運算放大器2551；2個電阻器2552、2553；及電容器2554。在直流成分檢測部25a中，運算放大器2551之非反相輸入端子連接於基準電壓產生部233。藉此，在直流成分檢測部25a中，基準電壓值Vr之基準電壓輸入運算放大器2551之非反相輸入端子。此外，在直流成分檢測部25a中，運算放大器2551之反相輸入端子透過電阻器2552連接於電流檢測用電阻24與激磁線圈22之連接點。藉此，在直流成分檢測部25a中，藉由電流檢測用電阻24轉換之電壓透過電阻器2552輸入運算放大器2551之反相輸入端子。在直流成分檢測部25a中，電阻器2553及電容器2554之並聯電路連接在運算放大器2551之輸出端子與反相輸入端子之間。
直流成分檢測部25a藉由使檢測電壓Vd包含之高頻成分衰減，輸出檢測電壓Vd包含之直流成分至第二判定部26。在此，由直流成分檢測部25a輸出之電壓信號為與流過導電體4之直流漏電電流大小成正比的電壓值。
此外，施加至類比開關2320之電源電壓雖然是正電源電壓值Va(例如，5V)，但不限於此結構，亦可為負電源電壓值(例如，-5V)。在此情形中，第一高電壓值VH1為大約0V，第一低電壓值VL1為大約-5V，且基準電壓值Vr為-2.5V。另外，施加至類比開關2320之電源電壓可為正電源電壓值(例如，3.3V)及負電源電壓值(例如，-3.3V)。在此情形中，第一高電壓值VH1為大約3.3V，第一低電壓值VL1為大約-3.3V，且基準電壓值Vr為0V。
此外，類比開關2320及運算放大器2310雖然由通用之控制電源230施加電源電壓，但亦可由互不相同之電源施加電源電壓。另外，施加至類比開關2320之電源電壓的電壓值及施加至運算放大器2310之電源電壓的電壓值可為互不相同之值。
如以上說明地，第一態樣之直流漏電檢測裝置2具有：第二核心21(核心)、激磁線圈22、電流檢測用電阻24、激磁部23及直流成分檢測部25(25a)。多數導電體4可通過第二核心21。激磁線圈22捲繞在第二核心21上。電流檢測用電阻24將流過激磁線圈22之電流轉換成檢測電壓Vd。激磁部23施加激磁電壓至激磁線圈22，該激磁電壓之電壓位準在比基準電壓值Vr高之第一高電壓值VH1與比基準電壓值Vr低之第一低電壓值VL1間交互地變化。直流成分檢測部25(25a)根據檢測電壓Vd之直流成分大小輸出直流檢測信號。激磁部23具有比較電路231及電壓切換電路232。比較電路231根據檢測電壓Vd與臨界電壓Vth之大小關係，輸出電壓位準在高位準與低位準間切換之比較信號。電壓切換電路根據比較信號之電壓位準在第一高電壓值VH1與第一低電壓值VL1間切換激磁電壓之電壓位準。
藉由上述結構，直流漏電檢測裝置2進行檢測電壓Vd與臨界電壓Vth之比較，且電壓切換電路232進行激磁電壓之電壓位準的切換。因此，可以至少檢測電壓Vd與臨界電壓Vth之比較精度高的方式構成比較電路231，且可以至少激磁電壓之電壓位準精度高的方式構成電壓切換電路232，藉此可使直流之漏電電流的檢測精度提高。因此，直流漏電檢測裝置2可使構成激磁部23之部件的選擇自由度提高。此外，直流漏電檢測裝置2藉由提高構成激磁部23之部件的選擇自由度，可使構成激磁部23之部件的成本減少。
另外，直流漏電檢測裝置2在CCID中採用時，因為亦假設在屋外使用，所以動作溫度範圍宜大。直流漏電檢測裝置2係在激磁部23中，比較電路231可至少檢測電壓Vd與臨界電壓Vth的比較精度高，且電壓切換電路232可至少激磁電壓之電壓位準的精度高。因此，直流漏電檢測裝置2可因應大動作溫度範圍。
第二態樣之直流漏電檢測裝置2宜在第一態樣中，比較電路231係運算放大器2310或比較器，且檢測電壓Vd輸入一對輸入端子(反相輸入端子、非反相輸入端子)中之一輸入端子，而臨界電壓Vth輸入另一輸入端子。電壓切換電路232宜為類比開關2320，且輸入比較信號。
藉由上述結構，直流漏電檢測裝置2可藉由簡單之結構來實現檢測電壓Vd與臨界電壓Vth之比較精度高的比較電路231及激磁電壓之電壓位準精度高的電壓切換電路232。
第三態樣之直流漏電檢測裝置2宜在第二態樣中，比較電路231及電壓切換電路232分別電性連接於控制電源230及接地，且由控制電源230施加電源電壓。類比開關2320宜具有：高側開關2325，其電性連接在控制電源230與輸出端子2324之間；及低側開關2326，其電性連接於接地與輸出端子2324之間。第一高電壓值VH1與電源電壓之電源電壓值Va的第一差Vx1宜比比較信號為高位準時之比較信號電壓值的第二高電壓值VH2與電源電壓之電源電壓值Va的第二差Vx2小。第一低電壓值VL1宜比比較信號為低位準時之比較信號電壓值的第二低電壓值VL2小。
藉由上述結構，直流漏電檢測裝置2可使激磁電壓之電壓位準的精度提高，因此可使直流之漏電電流的檢測精度提高。
第四態樣之直流漏電檢測裝置2宜在第一至第三態樣中之任一態樣中，直流成分檢測部25a包含低通濾波器510。
藉由上述結構，直流漏電檢測裝置2可藉由簡單之結構來實現直流成分檢測部25a。
第五態樣之直流漏電檢測裝置2宜在第一至第三態樣中之任一態樣中，直流成分檢測部25包含：具有運算放大器2501之積分電路250；及回授電阻251。
藉由上述結構，直流漏電檢測裝置2可與第二核心21之個體變化或溫度特性無關地使直流成分檢測部25之輸出位準穩定。
第六態樣之漏電檢測裝置100具有：第一至第五態樣中之任一態樣的直流漏電檢測裝置2；檢測交流漏電電流之交流漏電檢測裝置1；及邏輯和電路3。邏輯和電路3計算由交流漏電檢測裝置1輸出之第一輸出信號與由直流漏電檢測裝置2輸出之第二輸出信號的邏輯和。
藉由上述結構，漏電檢測裝置100可使構成直流漏電檢測裝置2中之激磁部23的部件的選擇自由度提高。此外，漏電檢測裝置100可檢測導電體4之直流漏電及交流漏電兩者。
此外，圖1中之交流漏電檢測裝置1的結構只是一例，且當然亦可藉由除此以外之結構實現。另外，直流漏電檢測裝置2當然亦可為不包含低通濾波器27之結構。
<TABLE border="1" borderColor="#000000" width="85%"><TBODY><tr><td> 1 </td><td> 交流漏電檢測裝置 </td></tr><tr><td> 2 </td><td> 直流漏電檢測裝置 </td></tr><tr><td> 3 </td><td> 邏輯和電路 </td></tr><tr><td> 4 </td><td> 導電體 </td></tr><tr><td> 10 </td><td> 第一變流器 </td></tr><tr><td> 11 </td><td> 第一核心 </td></tr><tr><td> 12 </td><td> 二次線圈 </td></tr><tr><td> 13 </td><td> 電流檢測部 </td></tr><tr><td> 14 </td><td> 修正部 </td></tr><tr><td> 16 </td><td> 第一判定部 </td></tr><tr><td> 20 </td><td> 第二變流器 </td></tr><tr><td> 21 </td><td> 第二核心 </td></tr><tr><td> 22 </td><td> 激磁線圈 </td></tr><tr><td> 23 </td><td> 激磁部 </td></tr><tr><td> 24 </td><td> 電流檢測用電阻 </td></tr><tr><td> 25 </td><td> 直流成分檢測部 </td></tr><tr><td> 25a </td><td> 直流成分檢測部 </td></tr><tr><td> 26 </td><td> 第二判定部 </td></tr><tr><td> 27 </td><td> 低通濾波器 </td></tr><tr><td> 100 </td><td> 漏電檢測裝置 </td></tr><tr><td> 230 </td><td> 控制電源 </td></tr><tr><td> 231 </td><td> 比較電路 </td></tr><tr><td> 232 </td><td> 電壓切換電路 </td></tr><tr><td> 233 </td><td> 基準電壓產生部 </td></tr><tr><td> 234 </td><td> 電阻器 </td></tr><tr><td> 235 </td><td> 電阻器 </td></tr><tr><td> 250 </td><td> 積分電路 </td></tr><tr><td> 251 </td><td> 回授電阻 </td></tr><tr><td> 271 </td><td> 電容器 </td></tr><tr><td> 272 </td><td> 電阻器 </td></tr><tr><td> 273 </td><td> 電容器 </td></tr><tr><td> 510 </td><td> 低通濾波器 </td></tr><tr><td> 2310 </td><td> 運算放大器 </td></tr><tr><td> 2320 </td><td> 類比開關 </td></tr><tr><td> 2321 </td><td> 輸入端子 </td></tr><tr><td> 2322 </td><td> 電源端子 </td></tr><tr><td> 2323 </td><td> 接地端子 </td></tr><tr><td> 2324 </td><td> 輸出端子 </td></tr><tr><td> 2325 </td><td> 高側開關 </td></tr><tr><td> 2326 </td><td> 低側開關 </td></tr><tr><td> 2327 </td><td> 控制電路 </td></tr><tr><td> 2501 </td><td> 運算放大器 </td></tr><tr><td> 2502 </td><td> 電阻器 </td></tr><tr><td> 2503 </td><td> 電容器 </td></tr><tr><td> 2551 </td><td> 運算放大器 </td></tr><tr><td> 2552 </td><td> 電阻器 </td></tr><tr><td> 2553 </td><td> 電阻器 </td></tr><tr><td> 2554 </td><td> 電容器 </td></tr><tr><td> A1 </td><td> 單點虛線 </td></tr><tr><td> A2 </td><td> 雙點虛線 </td></tr><tr><td> A3 </td><td> 實線 </td></tr><tr><td> B0 </td><td> 實線 </td></tr><tr><td> C1 </td><td> 實線 </td></tr><tr><td> D3 </td><td> 實線 </td></tr><tr><td> fe </td><td> 預定激磁頻率 </td></tr><tr><td> Te </td><td> 激磁線圈之周期 </td></tr><tr><td> Va </td><td> 電源電壓之電壓值 </td></tr><tr><td> Vd </td><td> 檢測電壓 </td></tr><tr><td> VH1 </td><td> 第一高電壓值 </td></tr><tr><td> VH2 </td><td> 第二高電壓值 </td></tr><tr><td> VL1 </td><td> 第一低電壓值 </td></tr><tr><td> VL2 </td><td> 第二低電壓值 </td></tr><tr><td> Vr </td><td> 基準電壓值 </td></tr><tr><td> Vth </td><td> 臨界電壓 </td></tr><tr><td> Vx1 </td><td> 第一差 </td></tr><tr><td> Vx2 </td><td> 第一差 </td></tr><tr><td> V1 </td><td> 第一臨界值 </td></tr><tr><td> V2 </td><td> 第二臨界值 </td></tr></TBODY></TABLE>
圖1係本發明一實施形態之具有直流漏電檢測裝置的漏電檢測裝置的概略電路圖。 圖2A係上述直流漏電檢測裝置之檢測電壓的波形圖。圖2B係上述直流漏電檢測裝置之比較信號的波形圖。圖2C係上述直流漏電檢測裝置之激磁電壓的波形圖。 圖3係上述直流漏電檢測裝置之激磁電流的波形圖。 圖4係本發明一實施形態之變形例的具有直流漏電檢測裝置之漏電檢測裝置的概略電路圖。

Claims (6)

  1. 一種直流漏電檢測裝置，其特徵為具有： 核心，多數導電體可通過該核心； 激磁線圈，其捲繞在該核心上； 電流檢測用電阻，其將流過該激磁線圈之電流轉換成檢測電壓； 激磁部，其將「電壓位準在比基準電壓值高之高電壓值與比該基準電壓值低之低電壓值間交互地變化的激磁電壓」，施加至該激磁線圈；及 直流成分檢測部，其將取決於該檢測電壓之直流成分大小的直流檢測信號予以輸出， 該激磁部具有： 比較電路，其根據該檢測電壓與臨界電壓之大小關係，輸出電壓位準在高位準與低位準之間切換的比較信號；及 電壓切換電路，其根據該比較信號之電壓位準，在該高電壓值與該低電壓值間切換該激磁電壓之電壓位準。
  2. 如申請專利範圍第1項之直流漏電檢測裝置，其中： 該比較電路係運算放大器或比較器，且該檢測電壓輸入到一對輸入端子中之一輸入端子，而該臨界電壓輸入到另一輸入端子， 該電壓切換電路係為類比開關，且該比較信號到該電壓切換電路。
  3. 如申請專利範圍第2項之直流漏電檢測裝置，其中： 該比較電路及該電壓切換電路分別電性連接於控制電源及接地，且由該控制電源施加電源電壓， 該類比開關具有： 高側開關，其電性連接在該控制電源與輸出端子之間；及 低側開關，其電性連接於該接地與該輸出端子之間， 該高電壓值亦即第一高電壓值與該電源電壓之電壓值的差，比該比較信號為高位準時之該比較信號的電壓值亦即第二高電壓值與該電源電壓之電壓值的差更小，且 該低電壓值亦即第一低電壓值，比該比較信號為低位準時之該比較信號的電壓值亦即第二低電壓值更小。
  4. 如申請專利範圍第1至3項中任一項之直流漏電檢測裝置，其中，該直流成分檢測部包含低通濾波器。
  5. 如申請專利範圍第1至3項中任一項之直流漏電檢測裝置，其中，該直流成分檢測部包含：具有運算放大器之積分電路；及回授電阻。
  6. 一種漏電檢測裝置，其特徵為具有： 如申請專利範圍第1至5項中任一項之直流漏電檢測裝置； 交流漏電檢測裝置，其檢測交流漏電電流；及 邏輯和電路，其計算由該交流漏電檢測裝置輸出之第一輸出信號、與由該直流漏電檢測裝置輸出之第二輸出信號的邏輯和。
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