KR19990067611A - 개선된 잠금 감지를 가지는 전송 시스템 - Google Patents

Abstract

수신기내로 전송된 코드명들 사이에서 경계 위치를 찾아내기 위하여, 두 개의 가능한 위치들에 대한 신뢰도 측정치가 비교된다. 만일 신뢰도 측정치의 비교한 차이 측정치가 미리 설정된 임계치를 초과한다면, 매우 큰 신뢰도를 가리키는 신뢰도 측정치는 그 코드명들 사이에서 올바른 경계 위치와 일치한다.

Description

개선된 잠금 감지를 가지는 전송 시스템

서두에 따르는 전송 시스템은 1990년의 GLOBECOM의 회의 기록 1권, 604-608 페이지에 있는 M. Moeneclay 와 P. Sanders에 의해 출간된 "Syndrome-based Viterbi decoder Node Synchronisation and Out-of lock Detection"이라는 제목의 논문으로부터 알려져 있다.

DVB(Digital Video Broadcast)은 디지털 비디오 전송에 관한 새로운 유럽 표준 방송이다. 이 표준은 소오스 코딩 방식 및 채널 코딩 방식을 규정한다. 전송에 근거한 위성(DVB-S)에 대하여, 소오스 코딩은 외부 코드로서 리이드-솔로몬(Reed-Solomon) 코드를 사용하고, 내부 코드로서 K=7, 비율 1/2인 회선 코드를 사용하여 집중된 코딩 방식을 포함한다. 상기 회선 코드의 비율은 천공 수단에 의해 증가될 수 있다. RS-인코더(encoder)와 회선 인코더사이에 인터리버(interleaver)는 상이한 리이드-솔로몬 코드명들 위에 버스트 오류를 기입하기 위해 도입된다.

DVB 신호는 비디오 및 오디오 신호들의 다양한 형태들을 전송하며, 그러한 DVB 신호는 다수의 신호 특성들을 가질 수 있다. 이들 신호 특성들은 수신기에 미리 알려질 수 없다. 신호 특성들은 예컨대 QPSK 변조의 경우에 캐리어 상의 참조 위상, 사용된 회선 코드의 실제 비율, 천공 맵의 시작 위치이다. 블록 코드는 내부 코드로서 사용되는 비-DVB 시스템의 경우에는, 더욱이 코드명들 사이의 경계 위치는 신호 특성이다. 수신된 신호의 현재 신호 특성을 판정하기 위하여, 수신기는 상기 수신된 신호로부터 상기 신호 특성을 판정하기 위한 수단을 결정하는 특성을 구성한다.

상기 사용된 신호 특성들을 찾아내기 위하여, 모든 가능성들이 올바른 신호 특성이 찾아질 때까지 추구된다. 실제적으로 추구된 신호 특성이 올바른 것인지를 판정하는 방법은 몇몇 알려져 있다.

실제적으로 추구된 신호 특성이 올바른 것인지를 판정하는 첫 번째 방법은 가정된 신호 특성에 따라 디코딩된 부호들을 재 코딩하는 것이며, 재 코딩된 부호들과 입력 부호들을 비교하는 것이다. 부호 오류 비율이 작다면, 그 선택된 특성이 옳다고 하는 것이 적당하다. 오류 비율이 높다면 그 선택된 특성은 틀린 것이며 다음 특성을 시도하여야 한다. 전술한 방법의 불편함은 그 기록을 위해 필요로되는 필수적인 부가 실행의 복잡성이다.

실제적으로 추구된 신호 특성이 올바른 것인지를 판정하는 두 번째 방법은 디코딩된 디지털 부호들에 대한 신뢰도 측정치를 이용하는 것이며, 그 신뢰도 측정치는 종종 수신기내에도 이용될 수 있다. 전술한 회의 논문에 따른 전송 시스템에서, 사용된 신뢰도 측정치는 내부 코드를 디코딩 하기 위한 비테르비 디코더에서 경로 미터의 성장이다. 상기 전송 시스템에서, 첫 번째 신호 특성이 추구되며, 다시 그 신뢰도 측정치는 임계치와 비교된다. 두 경우에서 신뢰도 측정치가 임계치를 초과할 때, 두 개 모두의 신뢰도 측정치가 틀리다는 것이 판정된다.

전술한 전송 시스템이 가지는 문제는 신뢰도 측정치가 전송된 신호의 신호 특성에 의존하여 변화하는 것이다. 상기 신뢰도 측정치는 내부 코드의 비율에 의하여 강하게 변화한다. 시뮬레이션(simulation)들은, 1/2의 비율로 옳게 가정된 디코더에 대한 신뢰도 측정치보다 더욱 높은 신뢰도를 제시하는 3/8의 비율로 틀리게 가정된 디코더에 대한 신뢰도 측정치를 보여준다. 더욱이 그 신뢰도 측정치는 신호 대 잡음비에도 영향을 미친다. 이것은 모두 임계 레벨들이 내부 코드의 비율, 신호 대 잡음비 등등에 의존되는 값으로 설정되는 것을 필요로 한다.

본 발명은 수신기로 전송 매체를 경유하여 디지털 부호를 전송하기 위한 전송기를 구비하는 전송 시스템에 관한 것으로, 상기 수신기는 복수개의 가능 신호 특성의 미리 설정된 신호 특성 출력을 가지는 수신기의 입력 신호로부터 디코딩된 부호를 얻어내기 위한 디코더를 제공하고, 상기 수신기는 상기 디코딩된 부호의 신뢰도를 판정하기 위한 특성 판정수단을 구성하며, 더욱이, 상기 특성 판정수단은 적어도 제1 신호 특성을 띄는 제1 순서의 디코딩된 디지털 부호들과 제2 신호 특성을 띄는 디코딩된 디지털 부호들을 이끌어내기 위하여 설치된다.

본 발명은 또한, 전송 방법과 복수개의 가능 신호 특성들로부터 미리 설정된 신호 특성을 가지는 신호를 수신하기 위한 수신기에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 일실시예에 따른 패러티 체크 코드(parity check code)가 사용된 전송 시스템의 블록도.

도 2는 본 발명의 제2 실시예에 따른 집중 코딩 방식이 사용된 전송 시스템에 사용될 전송기(2)의 블록도.

도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 집중 코딩 방식이 사용된 전송 시스템에 사용될 수신기(6)의 블록도.

도 4는 도 3에 따른 수신기 시스템에 사용되는 특성 판정 수단의 일실시예를 보인 블록도.

도 5는 도 4에서 상태 기계(52)의 동작을 설명하는 흐름도.

본 발명의 목적은 서두에 따라 내부에 일정한 임계 레벨들이 사용될 수 있는 전송 시스템을 제공하는 것이다.

이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 만일 디코딩된 부호들의 제1 및 제2 순서의 상대적인 차이 측정치가 미리 설정된 값을 초과한다면, 특성 판정 수단은 올바른 신호 특성으로서 최고의 신뢰도를 가지는 디코딩된 부호들의 순서에 일치하는 신호 특성을 나타내도록 배치되는 것을 특징으로 한다.

임계치를 가지는 그 자신들의 신뢰도 측정치를 비교하는데 대신하여 임계치를 가지는 신뢰도 측정값들의 상대적인 차이를 비교함으로써, 그것은 내포된 신호 특성들 중의 하나가 옳은지 또는 틀린지를 결정할 때 단지 상대적인 차이 문제들을 얻게 된다. 이러한 상대적인 차이는 신호 대 잡음비에 독립되며, 실제 비율이 가정된다. 결과적으로 임계치에 대한 고정값이 선택될 수 있다.

본 발명의 일실시예는 전송기가 복수개의 코드들중에서 하나에 따르는 디지털 부호들을 인코딩하기 위한 인코더를 구비하며, 신호 특성이 더나은 특성 및 인코더에 의해 사용된 코드를 적어도 구비하며, 특성 판정 수단이 적어도 더 나은 특성과 다르게 하지만 동일 부호의 사용을 가정함으로써 적어도 부호들의 제1 및 제2 순서를 유도해내기 위하여 배치되는 것을 특징으로 한다.

단지 상기 코드의 비율이 동일한 상황들만을 비교함으로써, 신뢰도 측정치의 비율 의존도가 임계치를 잘못되게 초과하여 상대적인 측정치 차이를 야기시키는 것을 피할 수 있게 된다.

본 발명의 더 나은 실시예는 신뢰도 측정치가 디지털 부호들의 일치하는 순서에 관련된 경로 미터법의 소정의 증가를 얻기 위해 필요로 되는 시간에 비례하는 것을 특징으로 한다.

경로 미터법의 소정 증가를 얻어내기 위해 필요로 되는 시간을 판정함으로써, 디코딩된 신호의 신뢰도 측정치가 가장 신속한 방법에서 얻어진다. 신뢰도 측정치의 정확도는 필요로 되는 상기 경로 미터법의 증가에 의존한다. 필요로 되는 상기 경로 미터법의 증가가 고정된다면, 주어진 정확도는 보증된다. 상기 경로 미터법이 빠르게 소정 증가되며, 결과적으로 신뢰도 측정치는 매우 빠르게 얻어진다.

신뢰도 측정치를 판정하는 이러한 방법을 수행하기 위한 한 방법은 경로 미터법이 저장되는 레지스터의 범람의 고정된 수를 얻기 위하여 필요로 되는 부호 주기의 수를 계산하는 것이다.

본 발명은 지금 도면들을 참조하여 설명될 것이다.

도 1에 따른 전송 시스템에서, 입력 부호들은 전송기(2)내에 패러티 인코더(4)에 인가된다. 전송기(2)의 출력은 전송 매체(6)을 경유하여 수신기(8)에 연결된다.

수신기(6)의 입력은 패러티 디코더(16)의 입력에 연결되며 클럭 회복 회로(10)의 입력에 연결된다. 패러티 디코더(16)의 제1 출력에서 디코딩된 출력 부호들은 이용된다. 신호 표시 패러티 오류들을 수반하는 패러티 디코더(16)의 제2 출력은 오류 카운터(15)에 연결된다. 오류 카운터(15)의 출력은 특성 판정 수단(14)의 입력에 연결된다.

클록 회복 회로(10)의 출력은 7/8/9 주파수 분배기(12)의 입력에 연결된다. 특성 판정 수단(14)의 제1 입력은 7/8 주파수 분배기(12)의 제어 입력에 연결된다. 주파수 분배기(12)의 출력은 패러티 디코더(16)의 리셋(reset) 입력에 연결된다.

도 1에 따른 전송 시스템에 있어서, 입력에서 소오스 부호들은 패러티 인코더(4)에 의해 하나의 패러티 비트 및 7 데이터 비트를 가지는 패러티 코드를 사용하여 인코딩된다. 이 인코딩된 비트들은 수신기(10)로 전송기(2)에 의해 전송된다. 수신기에 의해 결정되어진 신호 특성은 여기서 두 개의 코드 워드들(code words) 사이 경계이다. 디코더(16)는 상기 경계의 독단적인 위치를 가정한다. 패러티 디코더(16)는 새로운 코드 워드들의 디코딩을 시작하기 위해 7/8 주파수 분배기(12)로부터의 펄스에 의해 8비트의 각 그룹 이후에 리셋된다. 7/8/9 주파수 분배기(12)는 클록 회복 회로(10)로부터 비트클록을 수신한다. 패러티 오류가 발생할 때마다, 이것은 패러티 오류 수를 계산하는 오류 카운터(15)에 신호를 알리게 된다. 오류 카운터(15)에 의해 계산된 패러티 오류의 수는 여기서 본 발명의 발명 개념에 따른 신뢰도 측정치이다. 신호 특성 판정 수단(14)은 미리 설정된 주기 시간에 만들어진 오류의 수를 이후 읽고, 버퍼 메모리에 이 수를 저장한다. 이어서 신호 특성 수단(14)은 8 대신에 7로 나누도록 하기 위하여 주파수 분배기(12)에 제어 신호를 유출시킨다. 이것은 패러티 디코더(16)가 하나의 클록 펄스를 더욱 일찍 리셋되도록 야키시키며, 워드 경계의 하나의 비트 변환으로 이끌도록 야기시킨다. 그 이후 미리 설정된 시간의 주기에서 오류 카운터(15)에 의해 계산되는 패러티 오류의 수는 특성 판정 수단(14)에 의해 읽혀진다.

특성 판정 수단(14)은 미리 저장된 값과 실제 계산된 값의 상대적인 측정 차이(Δ)를 계산한다. 이것은 수학식(1)에 따라 얻어질 수 있다.

수학식 1에서 COUNT₁은 저장되고 계산된 값이며, COUNT₂는 실제적으로 계산된 값이다. ABS는 그것의 독립변수의 절대치를 의미하며, MIN은 그것의 독립변수들의 최소치를 의미한다. 만일 Δ가 미리 설정된 임계치보다 작다면, 시도된 워드 경계들이 올바른 값이 아니다는 것이 가정되며, 이어서 다시 워드 경계의 변환이 도입되고 오류들의 수가 다시 계산된다. 만일 Δ가 상기 미리 설정된 임계치보다 작다면, 가장 적은 오류 계산에 일치하는 워드 경계가 올바른 값이라는 것이 본 발명의 개념에 따라 가정된다. 만일 저장된 계산치가 가장 적은 값이라면, 워드 경계를 이전 위치로 돌리도록 변환하기 위하여 분배기는 9로 나누도록 제어된다. 신호 특성을 유도하기 위한 수단도 역시 올바른 워드 경계가 찾아지게 되도록 수신기의 출력에서 신호를 보낸다.

도 2에 따른 전송기(2)에 있어서, 소오스 부호들은 리이드-솔로몬 인코더(20)에 인가된다. 리이드-솔로몬 인코더의 출력은 인터리버(22)의 입력에 연결된다. 인터리버(22)의 출력은 회선 인코더(24)의 입력에 연결된다. 회선 인코더(24)의 출력은 QPSK 변조기(26)의 입력에 연결된다. QPSK 변조기(26)의 출력에서, 전송기의 출력 신호가 이용된다.

도 2에 따른 전송기(2)에서는 소위 집중 코딩 방식이 이용된다. 그러한 방식의 이점은 비트당 에너지와 잡음 밀도 사이의 함수 비(E_b/N₀)로서 BER 곡선의 철저하게 증가된 기울기이며, 적당한 E_b/N₀에서 매우 낮은 오류 확률을 이끌어내는 것이다. 도 2에 따른 전송기에 있어서, 소오스 부호들은 리이드-솔로몬 코드를 이용하여 코드화된다. 디지털 비디오 방송 전송을 위하여 적합한 코드는 리이드-솔로몬 코드 RS(204,188,T=8) 코드, 예컨대 데이터 부호들인 188부호, 204 부호들을 가지는 리이드-솔로몬 코드이다. 올바르게 될 수 있는 미지의 위치를 가지는 부호 오류(T)의 수는 8과 동일하다. 인코딩될 수 있는 부호를 RS(255,239) 코더에 인가하기 전에, RS(204,188,T=8) 코드는 51바이트를 부가함으로써 RS(255,239,T=8) 리이드-솔로몬 코드를 짧게함에 의해 유도될 수 있으며, 모두 제로(0)로 설정된다.

RS 인코딩된 부호들은 회복할 수 없는 코드 워드들의 수를 줄이기 위하여 1 RS 코드 워드이상 위로 버스트 오류를 퍼뜨리도록 인터리버(22)에 의해 인터리브된다. 이어서 인터리브된 부호들은 회선 인코더(24)에 의해 인코딩된다.

회선 인코더는 천공(puncturing)에 의하여 증가될 수 있는 회선 코드 1/2, k=7 비율에 따라 인터리브된 부호들을 인코딩하기 위해 배치된다. 가능 비율은 1/2, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6 및 7/8(일반적으로 N/N+1)이다. 천공된 회선 코더에 대한 인코더들은 이 기술분야에서 숙달된 자라면 잘 알 수 있다. 회선 인코더의 동작은 퀄컴사(Qualcomm Inc.)의 데이터 쉬트(data sheet)의 페이지 6-9에 기재된 Multi-Code Rate Viterbi decoder, Q1650 k=7에서 설명된다. 그 주제는 역시 다수의 교과서에서도 다루어진다.

회선 인코더(24)의 출력에서 그 코드화된 부호들은 전송될 수 있도록 하기 위하여 QPSK 변조방식에 따라 변조된다.

도 3에 따른 수신기(6)에서, 입력 신호는 복조기(30)에 인가된다. 복조기(30)의 출력은 비천공부(32)에 연결된다. 비천공부(32)의 출력은 비테르비 디코더(34)에 연결된다. 비테르비 디코더(34)의 제1 출력은 비-인터리버(36)의 입력에 연결된다. 비-인터리버(36)의 출력은 리이드-솔로몬 디코더(38)의 입력에 연결된다. 리이드-솔로몬 디코더(38)의 출력에서 그 디코딩된 부호들이 이용된다.

비테르비 디코더내 경로 미터법들 중 하나를 유지하는 버퍼 메모리의 범람을 표시하는 신호를 전송하는 비테르비 디코더(34)의 제2 출력은 범람 카운터(42)에 연결된다. 범람 카운터(42)의 출력은 특성 판정 수단(44)의 입력에 연결된다. 신호 INV를 전송하는 특성 판정 수단(44)의 제1 출력은 복조기(30)의 제1 입력에 연결된다. 신호 SH를 전송하는 특성 판정 수단(44)의 제2 출력은 복조기(30)의 제2 입력에 연결된다. 특성 판정 수단(44)의 제3 출력은 2N-2/2N-1/2N 주파수 분배기(40)의 제어 입력에 연결되며, 주파수 분배기(40)의 출력은 비천공부(32)의 리셋 입력에 연결된다.

도 3의 수신기(2)에 있어서, 그 수신된 신호는 복조기(30)에 의해 복조된다. 그 복조된 신호는 비천공부(32)를 경유하여 비테르비 디코더(34)로 통과된다. 비테르비 디코더는 소프트 디코딩 정보를 이용하기 때문에, 복조기의 신호는 분할되지 않고, 작은 비트들(3-4)의 정확도로 나타내어진다. 비천공부(32)는 비율 1/2로 다시 하나의 코드를 얻기 위하여 회선 인코더(24)에 천공부에 의해 제거된 부호들을 부가한다. 삽입되기 위한 부호들이 알려지지 않기 때문에, 이들 부호들 값은 논리 "0"에 상응하는 레벨 및 논리 "1"에 상응하는 레벨상에 설정된다. 이것은 비테르비 디코더(34)가 이들 부호를 신뢰성 없는 것으로 간주하는 결과를 초래한다. 비테르비 디코더(34)의 제1 출력에서 그 디코딩된 부호들이 이용된다. 이 디코딩된 부호들은 비-인터리버(36)에 의해 인터리브된다. 그 비-인터리브된 부호들은 수신기(6)의 출력 부호들을 얻기 위하여 리이드-솔로몬 디코더(38)에 의해 디코딩된다.

비테르비 디코더의 제2 출력에서, 레지스터의 범람을 표시하는 신호는 비테르비 디코더(34)내 상태 미터법중 하나를 유지한다. 모든 상태 미터법이 동일한 차수의 크기를 가지기 때문에, 상태 미터법이 사용되는 것은 문제가 되지 않는다. 카운터(42)는 범람의 수를 계산하며, 만일 범람의 수가 미리 설정된 값을 초과한다면 특성 판정 수단에 신호를 보낸다.

비천공부(32)에 대한 리셋 펄스를 발생하기 위하여, 특성 판정 수단은 2N-2/2N-1/2N 분배기에 대한 제어 신호를 발생한다. 분배 비율 2N-2,2N-1 또는 2N을 선택함으로써, 비천공 동작의 시작 위치를 전진시키거나 또는 유지, 지연이 가능하다. 비천공부(32)에 인가된 제어 신호 RATE는 디코딩될 회선 코드의 비율을 특정지울 수 있으며, 결과적으로 상기 신호는 천공부(32)의 동작을 결정한다. 복조기에 인가된 제어 신호 INV 및 SH는 각각 스펙트럼 반전 및 위상 변환을 도입하기 위하여 의도된다. 전송 경로상에서 주파수 스펙트럼이 전환될 신호의 주파수보다 더 높은 주파수를 가지는 국부 오실레이터 신호와 혼합하는데 기인하여 반전되어 지는 것이 가능하기 때문에, 스펙트럼 반전은 필요하다. 스펙트럼을 다시 반전함으로써, 전송된 신호와 동일한 스펙트럼을 갖는 신호가 얻어진다. 위상 변환은 캐리어 회복 회로에 의해 이끌어낸 기준 캐리어 위상의 모호함을 다루는데 필요로 된다. 그 위상 변환은 복조기의 출력에서, 가능하다면 구적 요소들 중 하나의 부호의 변화의 조합에서 구적 요소들을 상호 교환함에 의해 도입될 수 있다.

도 3에 따른 특성 판정 수단(44)에 있어서, 신호 OVF를 전송하는 제1 입력은 측정부(50)에 연결된다. 측정부(50)의 출력이 레지스터(56)에 입력에 연결되며 계산기/비교기(54)의 제1 출력에 연결된다. 레지스터(56)의 출력은 계산기/비교기(54)의 제2 입력에 연결된다.

계산기/비교기(54)의 출력은 상태 기계(52)의 제1 입력에 연결된다. 상태 기계(52)의 제1 출력은 복조기의 출력신호의 주파수 반전을 야기시키기 위한 신호 INV를 전송한다. 상태 기계(52)의 제2 출력은 복조기의 출력신호의 위상 변환을 야기시키기 위한 신호 SH를 전송한다. 상태 기계(52)의 제3 출력은 비천공부(32)에 의해 인가된 비천공 맵의 한 부호 주기 이상의 변환을 야기시키기 위한 신호 SKIP을 전송한다. 상태 기계(52)의 제4 출력은 사용될 회선 코드의 비율을 설정하기 위한 신호 RATE를 전송한다. 상태 기계(52)의 제5 출력은 측정부(50)에 연결되며, 상태 기계(52)의 제6 출력은 계산기/비교기(54)의 입력에 연결된다.

상태 기계(52)는 측정부(50)가 시간을 측정하도록 신호 NEXT에 의해 지시하며 카운터(42)는 미리 설정된 계산에 도달시키는데 필요하다. 이렇게 측정된 시간은 비테르비 디코더(34)내의 미터법 성장에 역으로 비례한다. 결과적으로 이 시간은 디코딩된 부호들의 신뢰도를 표시하는 신뢰도 측정치로써 간주될 수 있다. 그 시간은 부호 주기의 수를 계산함으로써 쉽게 측정될 수 있다. 미리 설정된 계산에 도달하면, 계산기/비교기는 이전에 측정된 시간(레지스터(56)내에 저장되어 있던)과 실제 측정된 시간 사이의 상대적인 차이 값을 계산한다. 측정부(50)에 의한 측정 시작 이전에 상태 기계가 신호 특성들중 적어도 하나로 변화되는 것이 관찰된다. 적합한 상태적인 측정 차이가 수학식 2에 따라 발견될 수 있다.

수학식 2에서 T₁은 레지스터(56)내에 저장된 시간값이며, T₂는 실제로 결정된 시간이다. Δ_m의 계산 후에 Δ_m의 값은 임계치에 비교된다. 상기 비교의 결과가 상기 상태 기계에 의해 유출된 제어 신호에 응답하여 상태 기계(52)에 넘어간다. 비교의 결과에 응답하여, 상태 기계들이 아래 설명되는 바와 같이 적절한 동작들을 취한다.

도 5에 따른 흐름도에서 번호 표시들이 다음 표 1에 따른 의미를 가진다.

번호 이름 의미60 시작 모든 변수들이 초기화되며, 프로그램이 시작된다.62 다음 천공 비율 설정 비천공부(32)가 사용될 다음 코드 비율을 알려준다.64 측정 대기 측정부(50)가 비테르비 감지기(34)내 상태 미터법의 P 범람을 위해 필요로 되는 시간을 측정하도록 지시된다.66 위상 변환 복조된 신호의 위상이 90°로 변환된다.68 측정 대기 측정부(50)가 비테르비 감지기(34)내 상태 미터법의 N 범람을 위해 필요로 되는 시간을 측정하도록 지시된다.70 차이=옳은가? 차이값이 임계치를 초과했는지 또는 시도의 수가 4N-2 또는 시도 > 2N-1 를 초과했는지가 체크된다.72 모든 위치 시도했는가? 천공 맵의 모든 시작 위치가 시도되어지고 있는지가 체 크된다.74 스펙트럼 반전 복조된 신호의 스펙트럼이 반전된다.75 다음 위치 천공 맵의 다음 가능 시작 위치가 시도된다.76 차이= 옳은가? 차이값이 임계치를 초과하는지가 체크된다.78 잠금 감지 잠금 상황에의 감지를 신호로 알려준다.

도 4에 따른 흐름도의 지시(60)에서, 모든 변수들은 그들의 초기치로 설정되며 그 프로그램이 시작된다. 지시(62)에서 디코딩되어질 코드의 천공 비율이 다음(또는 초기치)에서 설정된다. 이것은 비천공부(32)에 신호 RATE를 전송함으로써 수행된다. 지시(64)에서 신뢰도 측정치의 측정이 시작된다. 신뢰도 측정치가 결정되어지고 레지스터(56)에 저장된 후에, 지시(66)에서 신호 SH를 유출시킴으로써 복조된 신호의 위상이 90°로 변환된다. 지시(68)에서 세로이 선택된 위상에 대한 신뢰도 측정치가 결정된다. 위상들이 0° 및 90°로 시도되지 않도록 제한하는 것이 가능하다. 실제 위상이 180°또는 270°이라면, 부호 스트림(stream)이 변환되어진다. 그러한 반전된 비트 스트림은 완전하게 비테르비 디코더에 의해 디코딩된다. 리이드-솔로몬 디코더도 역시 반전된 비트 스트림을 인식할 수 있다. 만일 반전된 비트 스트림이 감지된다면, 실행될 수 있는 유일한 측정은 리이드-솔로몬 디코더의 출력에서 비트 스트림을 반전하도록 한다.

지시(70)에서 계산기/비교기에 의해 실행된 비교의 결과를 나타내는 신호가 읽혀진다. 만일 이러한 결과가 측정치 차이가 임계치를 초과한다고 표시된다면 그 프로그램은 지시(76)으로 계속된다. 만일 4N-2 시도들이 동일한 천공 비율(복조된 신호의 비반전된 스펙트럼에 대한 2N-1과 그 복조된 신호의 반전된 스펙트럼에 대한 2N-1)로 만들어지고 있다면 그 프로그램은 역시 지시(76)로 계속된다. 지시(76)에서는 그 검색이 지시(78)에서 종료되어져야 하는지 또는 지시(62)에서 새로운 천공 비율로 계속되어져야 하는지를 결정한다.

만일 지시(70)에서의 어떠한 조건도 충족되지 않았다면, 지시(72)에서 현재의 천공 비율에 대한 모든 시작 위치들(2N-1)이 시도되고 있는지가 체크된다. 만일 이것이 상황이 아니라면, 다음 시작 위치가 선택되며, 그 프로그램은 지시(64)로 계속된다. 신호 SKIP가 하나의 부호에 의하여 천공 맵의 시작을 변환하도록 유출된다. 만일 지시(72)에서 비교된 결과가 모든 위치가 시도되고 있다는 것을 나타낸다면, 복조된 신호의 스펙트럼은 지시(74)에서 신호 INV를 유출함으로써 반전된다. 지시(74)의 실행 후에, 그 프로그램은 지시(64)로 계속된다.

스펙트럼 반전이 발생할 수 없는 상황이 존재한다고 생각할 수 있는 것이 관찰된다. 명백하게, 스펙트럼 반전은 시도되어질 필요가 없다. 그러한 상황에서는, 지시들(72,74 및 75)가 불필요할 수 있으며, 지시(70)에서의 그 값 4N-2는 2N-1로 대체되어져야 한다.

본 발명은 수신기로 전송 매체를 경유하여 디지털 부호를 전송하기 위한 전송기를 구비하는 전송 시스템에 관한 것으로, 디지털 전송 시스템에서 사용이 적합하다.

Claims (10)

1. 복수개의 가능 신호 특성들중에서 미리 설정된 신호 특성을 갖는 수신기의 입력 신호로부터 디코딩된 부호들을 유출하기 위한 디코더가 제공되는 상기 수신기와, 상기 디코딩된 부호들의 신뢰도를 판정함에 의해 상기 수신된 신호로부터 상기 미리 설정된 신호 특성을 판정하기 위한 특성 판정 수단을 구성하는 상기 수신기와, 제1 신호 특성을 띄는 적어도 제1 순서의 디코딩된 디지털 부호들과 제2 신호 특성을 띄는 제2 순서의 디코딩된 디지털 부호들을 유출하기 위하여 더 배치되는 상기 특성 판정 수단과, 상기 수신기에 전송 매체를 경유하여 디지털 부호들을 전송하기 위한 전송기를 구비하는 전송 시스템에 있어서,

   상기 특성 판정 수단은 만일 제1 및 제2 순서의 디코딩된 부호들이 갖는 신뢰도 측정치들의 상대적인 차이 측정치가 미리 설정된 값을 초과한다면 올바른 신호 특성으로서 최고의 신뢰도를 갖는 디코딩된 부호들의 순서에 대응하는 신호 특성을 표시하기 위하여 배치되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 전송기는 복수개의 코드들중에서 하나에 따르는 디지털 부호들을 인코딩하기 위한 인코더를 구비하며, 상기 신호 특성은 적어도 상기 인코더에서 사용된 코드와 더 나은 특성을 구비하며, 상기 특성 판정 수단은 동일한 코드의 사용하지만 적어도 더 나은 특성과는 다른 것에 의해 적어도 제1 및 제2 순서의 부호들을 유출하도록 배치되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
3. 제1항 또는 제2항중 어느 한항에 있어서, 상기 적어도 더 나은 특성이 코드화된 부호들의 순서에서 미리 설정된 부호들의 위치를 구성함을 특징으로 하는 전송 시스템.
4. 제1항, 제2항 또는 제3항중 어느 한항에 있어서, 상기 적어도 더 나은 특성이 적어도 일치하여 변조된 수신된 신호의 기준 위상을 구성함을 특징으로 하는 전송 시스템.
5. 제1항, 제2항, 제3항 또는 제4항중 어느 한항에 있어서, 상기 적어도 더 나은 특성은 상기 수신된 신호의 스펙트럼이 반전되는지 아닌지의 지시를 구성함을 특징으로 하는 전송 시스템.
6. 제1항 내지 제5항중 어느 한항에 있어서, 상기 신뢰도 측정치는 디지털 부호들의 대응하는 순서에 관련된 경로 미터의 미리 설정된 증가를 얻기 위해 필요로 되는 시간에 비례함을 특징으로 하는 전송 시스템.
7. 복수개의 가능 신호 특성들중에서 미리 설정된 신호 특성을 가지는 수신기의 입력 신호로부터 디코딩된 부호들을 유출하기 위한 디코더와, 상기 디코딩된 부호들의 신뢰도를 판정함에 의해 상기 수신된 신호로부터 상기 미리 설정된 신호 특성을 판정하기 위한 특성 판정 수단과, 제1 신호 특성을 띄는 적어도 제1 순서의 디코딩된 디지털 부호들과 제2 신호 특성을 띄는 제2 순서의 디코딩된 디지털 부호들을 유출하기 위하여 더 배치되는 상기 특성 판정 수단을 구비하는 수신기에 있어서,

   상기 특성 판정 수단은 만일 제1 및 제2 순서의 디코딩된 부호들이 갖는 신뢰도 측정치들의 상대적인 차이 측정치가 미리 설정된 값을 초과한다면 올바른 신호 특성으로서 최고의 신뢰도를 갖는 디코딩된 부호들의 순서에 대응하는 신호 특성을 표시하기 위하여 배치되는 것을 특징으로 하는 수신기.
8. 제7항에 있어서, 상기 신호 특성은 적어도 상기 입력 신호가 인코딩됨에 따른 코드와 더 나은 특성을 구성하며, 상기 특성 판정 수단이 동일한 코드의 사용하지만 적어도 더 나은 특성과는 다른 것에 의해 적어도 제1 및 제2 순서의 부호들을 유출하도록 배치되는 것을 특징으로 하는 수신기.
9. 제8항에 있어서, 상기 특성 판정 수단이 적어도 상기 더 나은 특성과는 다른 디코딩된 부호들에 대응하는 신뢰도 측정치들 사이의 표준화된 차이를 판정하도록 배치되는 것을 특징으로 하는 수신기.
10. 전송 매체를 경유하여 디지털 부호들을 전송하며, 상기 전송 매체로부터 입력 신호를 수신하며, 상기 입력 신호로부터 디코딩된 부호를 유출하며, 상기 입력 신호는 복수개의 가능 신호 특성들중에서 미리 설정된 신호 특성을 가지며, 상기 디코딩된 부호들의 신뢰도를 판정함에 의해 상기 수신된 신호로부터 상기 미리 설정된 신호 특성을 더 판정하는 전송 방법에 있어서,

    제1 신호 특성을 띄는 적어도 제1 순서의 디코딩된 디지털 부호들과 제2 신호 특성을 띄는 제2 순서의 디코딩된 디지털 부호들을 유출하며,

    만일 제1 및 제2 순서의 디코딩된 부호들이 갖는 신뢰도 측정치들의 상대적인 차이 측정치가 미리 설정된 값을 초과한다면 올바른 신호 특성으로서 최고의 신뢰도를 갖는 디코딩된 부호들의 순서에 대응하는 신호 특성을 표시함을 특징으로 하는 전송 방법.