KR100594021B1

KR100594021B1 - 무선통신 시스템에서 패킷 송수신을 위한 비트 스크램블링방법 및 장치

Info

Publication number: KR100594021B1
Application number: KR20030080350A
Authority: KR
Inventors: 김노선; 김헌기; 최진규; 정혜경
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-11-13
Filing date: 2003-11-13
Publication date: 2006-06-30
Also published as: CN100382473C; JP2005151571A; US20050108610A1; EP1531571A2; EP1531571A3; KR20050046302A; CN1645782A; US7400607B2

Abstract

본 발명은 광대역 코드분할다중접속 무선통신 시스템에서 고속 패킷 데이터 송수신장치에 관한 것으로 송신단에서 에러 정정 부호를 부가하기 이전에 비트 스크램블링을 수행하고 수신단에서 에러 여부를 판단한 후에 디스크램블링을 수행함으로써 수신측 채널 복호기에서 CRC 검사에 의한 반복 복호의 종료방식을 적용 가능하게 하여 결과적으로 수신측 전력소모와 작업처리량을 줄일 수 있다.

터보 복호기, 비트 스크램블링, 비트 디스크램블링, H-ARQ, CRC

Description

무선통신 시스템에서 패킷 송수신을 위한 비트 스크램블링 방법 및 장치{BIT SCRAMBLING METHOD AND APPARATUS FOR PACKET TRANSMISSION/RECEPTION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 일반적인 고속 하향링크 패킷을 전송하기 위한 이동통신 시스템에서 송신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 2는 일반적인 고속 하향링크 패킷전송을 위한 이동통신 시스템에서 수신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 고속 하향링크 패킷 송신을 위한 이동통신시스템에서 송신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 4는 통상적인 고속 하향링크 패킷전송에서 사용되는 MAC-hs PDU의 구성을 도시하고 있는 도면

도 5는 본 발명을 적용 시 고속 하향링크 패킷전송에서 사용되는 송신단의 MAC-hs PDU와 스크램블러의 상세 구성을 도시하고 있는 도면

도 6은 코드분할 다중접속 이동통신 시스템에서 16 QAM 변조에 사용되는 성상도의 예를 도시하고 있는 도면.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 고속 하향링크 패킷전송을 위한 이동통 신시스템에서 수신기의 구조를 도시하고 있는 도면.

도 8은 본 발명을 적용 시 고속 하향링크 패킷전송에서 사용되는 수신단의 MAC-hs PDU와 디스크램블러의 상세 구성을 도시하고 있는 도면

본 발명은 광대역 코드분할 다중접속 무선통신시스템에 대한 것으로서, 고속 패킷 데이터의 송수신을 위해 송수신단의 MAC-hs 계층에서 비트 스크램블/디스크램블링을 수행하도록 하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

이동통신 시스템은 초기의 음성 위주 서비스의 제공에서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 제공을 위한 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 통신시스템으로 발전하고 있다. 현재 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 및 3GPP2를 중심으로 진행되고 있는 HSDPA(High Speed Data Packet Access) 및 1xEV-DV(Evolution in Data and Voice) 에 대한 표준화는 3세대 이동통신 시스템에서 2Mbps 이상의 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 전송 서비스에 대한 해법을 찾기 위한 노력의 대표적인 반증이라 볼 수 있으며, 4세대 이동통신 시스템은 그 이상의 고속, 고품질의 멀티미디어 서비스 제공을 근간으로 하고 있다.

무선통신에서 고속, 고품질의 데이터 서비스를 저해하는 요인은 대체적으로 무선 채널 환경에 기인한다. 무선통신 채널은 백색잡음 외에도 페이딩에 의한 신호 전력의 변화, 음영(Shadowing), 단말기의 이동 및 빈번한 속도 변화에 따른 도플러 효과, 타 사용자 및 다중경로 신호에 의한 간섭 등으로 인해 채널환경이 자주 변하게 된다. 따라서, 상기의 고속 무선 데이터 패킷 서비스를 제공하기 위해서는 기존 2세대 혹은 3세대 이동통신 시스템에서 제공되던 일반적인 기술 외에 채널변화에 대한 적응능력을 높일 수 있는 다른 진보된 기술이 필요하다. 기존 시스템에서 채택하고 있는 고속 전력제어 방식도 채널변화에 대한 적응력을 높여주지만, 고속 데이터 패킷 전송시스템 표준을 진행하고 있는 3GPP, 3GPP2에서는 적응형 변조/부호화 기법(Adaptive Modulation and Coding Scheme: AMCS) 및 복합 자동재전송 기법(Hybrid Automatic Repeat Request: HARQ)을 공통적으로 언급하고 있다.

적응형 변조/부호화 기법은 하향링크(Downlink)의 채널환경의 변화에 따라 변조방식(Modulation Scheme)과 부호화 율(Coding Rate)을 변화시켜주는 방법이다. 대개 단말에서는 하향링크의 신호 대 잡음 비(Signal to Noise Ratio: SNR)를 측정하여 이에 대한 정보를 상향링크를 통해 기지국으로 전송하고, 기지국은 이 정보를 바탕으로 하여 하향채널의 환경을 예측하고 그 예측된 값을 바탕으로 적절한 변조방식과 채널 부호기의 부호화 율을 지정한다. 따라서 적응형 변조/부호화 기법을 사용하고 있는 시스템에서는 통상 기지국 근처에 있는 단말처럼 좋은 채널 환경을 가지고 있는 단말의 경우 16QAM(16-ary Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등의 고차 변조방식과 3/4 등의 고 부호화 율을 적용하고, 셀의 경계지점에 있는 단말처럼 나쁜 채널 환경을 가지고 있는 단말의 경우 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature PSK), 8PSK(8-ary PSK) 등의 저차 변조방식과 1/2 등의 저 부호화 율을 적용한다. 이러한 적응형 변조/부호화 기법은 고속전력제어에 의존하던 기존방식에 비해 간섭신호를 줄여줌으로써 평균적으로 시스템의 성능을 향상시켜주게 된다.

복합재전송 기법은 초기에 전송된 데이터 패킷에 에러가 발생했을 경우 상기 오류 패킷을 보상해 주기 위해 패킷을 재전송하는 기법을 의미한다. 복합재전송 기법은 체이스 컴바이닝 기법(Chase Combining, 이하 CC로 약함), 전체 리던던시 증가 기법(Full Incremental Redundancy, 이하 FIR로 약함) 및 부분적 리던던시 증가 기법 (Partial Incremental Redundancy, 이하 PIR로 약함)으로 구분할 수 있다.

CC는 재전송 시 초기 전송과 동일한 전체 패킷을 단순 전송하는 방식으로, 수신단에서는 재전송된 패킷과 수신 버퍼에 저장되어 있던 초기전송 패킷을 소정의 방식에 의해 컴바이닝 함으로써 복호기로 입력되는 부호화 비트에 대한 신뢰도를 향상시켜 전체적인 시스템 성능이득을 얻을 수 있다. 이 때, 동일한 두 개의 패킷을 컴바이닝 하는 것은 반복 부호화와 유사한 효과가 발생하므로 평균적으로 약 3dB 정도의 성능이득 효과를 얻을 수 있다.

FIR은 동일한 패킷 대신에 채널 부호기에서 발생하는 잉여비트로만 이루어진 패킷을 전송시켜 줌으로써 수신 단에 있는 복호기의 성능을 개선시켜 주는 방법이다. 즉, 상기 복호기는 복호 시 초기 전송 시 수신된 정보뿐만 아니라 새로운 잉여비트를 이용함으로써 결과적으로 부호화 율을 감소시키게 되어 복호기의 성능을 증대 시켜주게 된다. 일반적으로 낮은 부호화 율에 의한 성능 이득이 반복 부호화에 의한 성능 이득보다 더 크다는 것은 코드이론에서 이미 잘 알려진 사실이다. 따라 서 성능 이득만을 고려할 경우, FIR은 CC에 비해 통상 더 좋은 성능을 나타낸다.

상기 FIR과는 달리 PIR은 재전송 시 정보비트와 새로운 잉여비트의 조합으로 된 데이터 패킷을 전송하는 방법으로서, 상기 복호 시에 정보비트에 대해서는 초기전송된 정보비트와 컴바이닝 함으로써 CC와 유사한 효과를 얻게 되고 또한 잉여비트를 사용하여 복호화 함으로써 FIR과도 유사한 효과를 얻게 된다. 이 때, PIR은 FIR보다는 부호화 율이 다소 높게 되어 일반적으로 FIR과 CC의 중간 정도의 성능을 보여주게 된다.

상기 적응형 변조/부호화 방식과 복합재전송 방식은 링크의 변화에 대한 적응능력을 높여주기 위한 독립적인 기술이지만 상기 두 방식을 결합해서 사용하면 시스템의 성능을 크게 개선시켜 줄 수 있다. 즉, 상기 적응형 변조/부호화 방식에 의해 하향채널 상황에 적합한 변조방식 및 채널부호기의 부호화 율이 결정되면 이에 대응하는 데이터 패킷이 전송되고, 수신 단에서는 상기 전송된 데이터 패킷에 대한 복호화에 실패할 경우 재전송 요구를 하게 된다. 기지국은 상기 수신 단의 재전송 요구를 받아들여 미리 정해진 복합재전송 방식에 의거 소정의 데이터 패킷을 재전송하게 된다.

도 1은 전형적인 고속 패킷 데이터의 송신을 위한 송신기의 물리계층 구조를 나타낸 것으로서, 도시한 바와 같이 채널 CRC 삽입부(102), 비트 스크램블러(Bit Scrambler)(104), 코드블럭 분할부(Code Block Segmentation unit)(106), 채널 부호기(Channel Encoder)(108), HARQ 기능부(functionality)(110), 인터리버(Interleaver)(112), 성상 재배열부(Constellation rearrangement)(114), 변조부(M-ary Modulator)(116), 제어부(118) 및 송신 안테나(120)로 구성된다.

상기 도 1을 참조하면, 상위의 MAC(Media Access Control) 계층으로부터 전달된 전송 블록(Transport Blocks)(100)에는 CRC(Cyclic Redundancy Check) 삽입부(102)에 의해 소정 CRC 코드가 첨가되어 비트 스크램블러(104)로 입력된다. 여기서 상기 전송 블록(100)의 구조에 대하여 설명하면 다음과 같다.

고속 하향링크 공유채널(High Speed Downlink Shared Channel: 이하 HS-DSCH라 칭함)의 경우 MAC 계층에서 생성되는 PDU(Packet Data Unit)는 하나의 MAC-hs 헤더와 하나 이상의 MAC-hs SDU(Service Data Unit) 들로 구성된다. 여기에서 각 MAC-hs SDU는 MAC-d PDU와 동일하다. 한 사용자 단말(User Equipment: UE)에 대하여 TTI(Transmission Time Interval) 당 최대 하나의 MAC-hs PDU만을 전송가능하며 MAC-hs 헤더는 가변의 크기를 가진다. 한 TTI 내의 MAC-hs SDU들은 동일한 재배열 큐(re-ordering queue)에 속해있다.

상기 비트 스크램블러(Bit Scrambler)(104)는 미리 정해지는 초기 값을 이용하여 상기 CRC가 첨가된 전송 블록을 비트 단위로 스크램블링한다. 상기 비트 스크램블러(104)를 통과한 비트들은 상기 코드블럭 분할부(106)를 거쳐 상기 채널 부호기(108)로 입력된다. 상기 코드블록 분할부(106)는 상기 입력 데이터의 크기가 채널 부호기(108)에서 받을 수 있는 최대 입력 비트 수보다 클 경우, 상기 채널 부호기(108)에서 받을 수 있는 비트수로 분할하여 채널 부호기(108)로 입력한다.

상기 채널 부호기(108)에 의해 입력 비트들은 소정 부호화를 통해 입력 비트들을 나타내는 시스티메틱 부분(Systematic Part)과 상기 시스티메틱 부분의 에러 정정을 위한 패리티 부분(Parity Part)으로 이루어진 부호화 비트들이다. 상기 채널 부호기(108)는 입력 비트들을 부호화하기 위해 적어도 하나의 부호화 율을 가지며, 상기 부호화 율은 1/2, 3/4 등이 될 수 있다. 다른 경우, 상기 채널 부호기(108)는 1/6 또는 1/5 모부호화 율(mother coding rate)을 가지고 천공 또는 반복을 통하여 복수의 부호화 율들을 지원할 수 있다. 이러한 경우에는 지원하는 복수의 부호화 율들 중 사용할 부호화 율을 결정하는 동작이 필요하다.

상기 부호화 비트들은 HARQ 기능부(110)로 입력된다. 상기 HARQ 기능부(110)에 의해 상기 부호화 비트들은 레이트 매칭(Rate Matching)이 이루어진다. 상기 레이트 매칭은 통상적으로 상기 부호기(108)의 출력 비트들의 수가 무선상에서 전송 가능한 비트의 수와 일치하지 않는 경우에, 상기 부호화 비트들에 대한 반복(Repetition), 천공(Puncturing) 등의 동작에 의해 수행된다. 상기 HARQ 기능부(110)에 의해 레이트 매칭된 부호화 비트들은 인터리버(Interleaver)(112)로 입력되고, 상기 레이트 매칭된 부호화 비트들은 상기 인터리버(112)에 의해 인터리빙되어 출력된다.

상기 인터리빙된 부호화 비트들은 성상 재배열부(114)에 의해 비트 재배열되어 변조부(116)로 입력되고, 상기 변조부(116)에 의해 M진 PSK, M진 QAM등 변조 방식에 따라 심볼 맵핑되어 안테나(120)를 통해 전송된다. 상기 성상 재배열부(114)는 상기 인터리빙된 부호화 비트들을 시스티메틱 부분과 패리티 부분으로 구분하여 시스티메틱 부분은 신뢰도가 높은 위치에 배열하고 패리티 부분을 신뢰도가 낮은 부분에 배열하며, 또한 초기전송시와 재전송시를 구분하여 초기전송되는 비트들은 에러 확률이 낮은 변조심볼들에 매핑되고 재전송되는 비트들은 에러 확률이 높은 변조심볼들에 매핑될 수 있도록 재배열한다.

한편, 제어부(118)는 현재 무선 채널의 상태에 의해 상기 채널 부호기(108)의 부호화 율과 상기 HARQ 기능부(110)의 레이트 매칭과 상기 변조부(116)의 변조 방식 등을 제어하게 된다. HSDPA 무선 통신시스템의 경우 제어부(118)는 AMCS(Adaptive Modulation and Coding Scheme)의 동작을 지원한다.

다음으로 도 2를 참조하여 전형적인 고속 패킷 데이터 수신을 위한 수신기의 구조에 대하여 설명하기로 한다. 도시한 바와 같이 전형적인 수신기는, 수신 안테나(200)와, BPD(Blind Power Detection) 검출부(202)와, 복조부(Demodulator(204)와, 성상 재배열부(206)와, 디인터리버(Deinterleaver)(208)와, 비트 수집 버퍼(Bit Decollection Buffer)(210)와, 래이트 디매칭부(Rate de-matcher)(212)와, 코드블럭 결합 버퍼(Code Block segmentation buffer)(214)와, 터보 복호기(Turbo Decoder)(216)와, 비트 디스크램블러(Bit De-scrambler)(218)와, CRC 검사기(CRC Checker)9420)와, 데이터 버퍼(222)로 구성된다.

상기 도 2를 참조하면, BPD 검출부(202)는 안테나(200)를 통해 수신된 신호에 대해 파일럿 전력대 트래픽 전력의 비를 추정하게 된다. 상기 복조부(204)에서는 상기 BPD 검출부(202)에서 추정된 전력비를 이용하여 입력 심볼열로부터 비트열을 추출하고, 성상 재배열부(206)로 입력하여 비트들을 재구성하게 된다. 상기 성상 재배열부(206)를 통과한 부호화 비트들은 상기 송신부의 인터리버(112)에 상응하는 상기 디인터리버(208)를 거쳐 비트 수집 버퍼(210)로 입력된다. 비트 수집 버 퍼(210)로부터 비트들은 래이트 디매칭부(212)를 거쳐 터보 복호기(216)로 입력되며, 터보 복호기(216)에서는 입력 비트들을 시스티메틱 부분과 패리티 부분으로 구분하여 정보비트를 추출하게 된다.

3세대 통신 시스템의 경우, 송신측에서는 모든 사용자가 수신할 수 있는 공통 파일럿 채널(Common Pilot Channel)을 통하여 미리 약속된 파일럿 신호를 전송하며 수신측에서는 이를 이용하여 채널의 특성, 특히 페이딩 현상을 예측한다. 상기 예측된 채널 특성은 페이딩에 의해 왜곡된 신호를 정상 신호로 복원되기 위해 사용되며 또한 트래픽 채널과 파일럿 채널간의 전력비(traffic vs. pilot channel power ratio) 예측에도 사용된다.

트래픽 채널과 파일럿 채널간의 전력비 예측은 16QAM, 64QAM 등 고차 변조 방식으로 변조된 신호를 복조하기 위해 필수적인 과정이다. 상기 전력비를 송신기에서 수신기로 알려준다면 예측 과정이 필요하지 않지만, 16QAM 이상의 고차 변조를 사용하는 1X-EvDv 혹은 HSDPA와 같은 일반적인 고속 패킷 전송시스템은 시그널링 부담을 덜기 위해 수신기에서 상기 전력비를 예측하도록 되어있다. 이와 같이 시그널링을 통해 트래픽 채널과 파일럿 채널의 전력비를 알려주지 않고, 수신기에서 예측하는 방법을 블라인드 전력비 검출(blind power ratio detection)이라 한다. 그런데, 이러한 파일럿 전력과 트래픽 전력을 복조에 이용할 때, 송신단에서 전송되는 전력이 불균형할 경우 문제가 발생될 수 있다.

여기서, 송신기 자체에서 발생되는 불균형 평균 전력에 대하여 자세히 설명한다. 고차 변조 방식은 각 심볼들이 서로 다른 전력 레벨을 갖는다. 16QAM의 경 우, 동위상 성분과 직교위상 성분을 각 축으로 하는 좌표에서 (0,0)에 가까운 내부의 4개 심볼들(이하 내심볼(inner symbol)이라 칭함)의 전력은 P_in=2A²이고, 중간의 8개 심볼들(이하 중심볼(middle symbol)이라 칭함)은 P_middle=10A²이며, 가장 외곽의 4개 심볼들(이하 외심볼(outer symbol)이라 칭함)은 P_outer=18A^₂가 된다. 여기서 A는 내심볼들 각각의 좌표축으로부터의 거리를 의미한다. 그러면 상기 세 종류 심볼들의 전체 평균 전력은 P_total=(2A²+10A²+18A²)/3=10A²이고, A가 0.3162라 하면 P_total은 1이 된다.

데이터 채널을 통해 전송되는 심볼을 데이터 심볼 S_d라 하고 파일럿 채널을 통해 전송되는 심볼을 파일럿 심볼 S_p라 하며 해당 심볼의 전력을 <S_i>라 할 때, 송신기의 전송 신호 Tx는 하기 <수학식 1>과 같다.

여기서 W_i는 데이터 채널과 파일럿 채널을 구별하는 왈쉬 스프레딩 코드(Walsh spreading code)이고, A_i는 데이터 채널과 파일럿 채널의 채널이득(channel gain)이며, S_i는 한 패킷을 구성하는 트래픽 데이터 심볼들과 파 일럿 심볼들을 나타낸다. 파일럿 심볼인 S_p는 송신기와 수신기가 미리 약속한 패턴을 사용한다.

고속 패킷 전송 시스템은 상기 Tx를 패킷 단위로 전송하며 패킷은 여러 시간 슬롯들(slots)으로 구성된다. 한 슬롯은 0.667ms로 구성되며 슬롯 당 심볼 수는 슬롯에 적용되는 SF(Spreading Factor)에 따라 다를 수 있다. 비동기 방식의 HSDPA를 예를 들면 한 패킷은 3개의 슬롯으로 구성되고, SF=16을 사용하여 패킷 당 480개의 심볼을 전송할 수 있다.

따라서 16QAM의 경우 한 심볼은 4 비트로 구성되므로 1920비트가 랜덤하게 발생되며, QPSK의 경우 한 심볼이 2개의 비트로 구성되므로 960개의 비트가 발생된다. 480개의 심볼을 전송하는 경우, 내심볼 120개, 중심볼 240개, 외심볼 120개가 고르게 발생된다면 패킷 내의 480 심볼들의 평균전력 <S_i>는 1이 될 것이다. 하지만 실제로 모든 심볼들이 항상 고르게 발생될 수 없으며 극단적인 예로 1920비트가 모두 0 로 발생될 경우 모든 심볼들은 A+jA인 내심볼이 되어 심볼들의 평균 전력 <S_i>는 0.2가 될 것이고 수신측에서도 잡음 또는 왜곡이 없는 경우라도 평균 전력을 1이 아닌 0.2로 예측할 수 밖에 없다. 반대로 모든 비트들이 1로 발생될 경우, 모든 심볼은 3A+j3A인 외심볼이 되어, 평균 전력 <S_i>는 1.8이 된다.

이러한 불균형 평균 전력의 특성을 PDF(probability density function)의 관점에서 설명하면 다음과 같다. 전체 전송 전력을 1이라 할 때, 트래픽 채널에 90% (A_d ^₂=0.9)의 전력을 할당한 경우, 세 종류(내심볼, 중심볼, 외심볼)의 심볼들이 완전히 균등하게 발생될 경우 트래픽 채널의 평균 전력 P=A_d ^₂<S_i>=A_d ²는 0.9가 되겠지만, 실제로는 평균 m은 0.9이고 표준편차

는 0.0232를 갖는 분포 특성을 나타낸다.

만약 트래픽 채널의 전력이 전체 전력의 90% (A_d ^₂=0.9)이고 심볼의 평균 전력 <S_i>가 0.8이며, 전력 0.2를 갖는 잡음(<N>=0.2)이 발생한다면, 부가백색가우시안잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN) 채널의 경우 일반적인 블라인드 전력비 검출 방식인 트래픽 채널의 누적 평균 방식으로 다음 <수학식 2>와 같은 수신 전력이 검출될 것이다.

이 중 왈시 디커버링을 통해 파일럿 채널을 분리하고 나면 다음 <수학식 3>의 전력이 남게 된다.

여기서 A_d를 구하기 위해 누적 평균 전력을 구하면 다음 <수학식 4>와 같다.

상기 <수학식 4>에서 <S_d>는 1이고 <N>은 0인 이상적인(ideal) 경우라면 P=A_d ^₂=0.9를 검출할 수 있지만, 앞서 언급한 바와 같이 <S_d>는 0.9이고 <N>은 0.2이면 P=A_d ^₂<S_d>+<N>=1.01이 되므로, P≠A_d ^₂이 되어 정확한 A_d ^₂를 구할 수 없다.

이상에서 설명한 바와 같이, 전송되는 심볼들이 16QAM 성상도에서 균일(uniform)하게 발생할 경우는 효과적으로 파일럿 대 트래픽 전력비를 추정하여 정확한 심볼 경계 A_d를 추정할 수 있으므로 정확한 변조를 수행할 수 있지만, 그렇지 않을 경우 심볼 경계 A_d를 정확히 추정하지 못함으로 인해 복조시 성능 저하가 일어난다. 이러한 성능저하는 1.0 ~ 1.5dB로 예상되고 있다.

따라서 고차 변조방식에서 발생하는 이러한 송신 전력의 불균일함을 해결하기 위하여 비트 스크램블러(104)와 비트 디스크램블러(218)가 사용된다. 상기 비트 스크램블러(104)는 입력 비트들을 미리 정해지는 기준값과 소정 연산을 수행하여 1 또는 0으로 치우친 불균일한 입력 비트들을 1과 0으로 균일한 분포를 가지도록 바꾸어준다. 상기 비트 디스크램블러(218)는 수신 비트들에 대해, 상기 비트 스크램블러(104)에 대응하는 역연산을 수행함으로써 원래의 비트들을 복원한다.

한편, 수신기에서의 복호 과정을 자세히 살펴보면, 터보 복호기(216)는 여러 번의 반복(iteration)을 통해 더욱 정확한 정보비트를 추출하게 된다. 하지만 너무 많은 반복은 복호 시간의 지연과 전력 소모 등 여러 단점을 보일 수 있다. 이에 따라 대부분의 터보 복호기(216)는 최대 반복 회수를 제한하고 있다. 그러나 최대 반복 회수에 도달하기 이전에라도 정상적인 데이터의 복원에 성공한다면 반복 복호를 중단하여 터보 복호기(216)의 동작에 따른 처리 지연과 전력 소모를 획기적으로 감소시킬 수 있다. 이를 위해서 복호된 출력 데이터의 CRC 검사를 반복복호 종료기준으로 적용할 수 있다.

그런데 CRC에 의한 반복 복호의 종료를 위해서는 첫째로 모든 코드블럭이 CRC 비트를 포함하고 있어야 하며 터보 복호기가 정상적인 CRC 검사를 수행할 수 있어야 한다. HSDPA 시스템의 경우 상기한 첫째 조건은 부분적으로 만족된다. 즉, 상위로부터 전달되는 전송 블록의 크기(TB Size: TBS)가 터보 코딩의 최대 길이인 5114보다 작거나 같을 경우 만족되며, 클 경우 전송 블록이 복수의 코드블럭들로 나뉘어져 한 개의 코드블럭이 CRC를 가질 수 없으므로 만족되지 못한다.

상기 두 번째 조건의 경우, 종래의 시스템에서는 송신단에서 CRC 이후에 비트 스크램블링이 이루어지므로 수신단에서는 비트 디스크램블링없이 CRC 점검을 할 수 없다. 따라서 CRC에 의한 반복 복호의 종료방식을 적용할 수 없다. 이에 따라, 터보 복호기(216)에서 CRC에 의한 반복 복호의 종료방식을 적용하기 위해서는 터보 복호기(216) 내부에 비트 디스크램블러(218)를 포함시켜야 한다.

그러나 터보 복호기(216) 내부에 비트 디스크램블러(218)를 위치시키는 것은 용이한 일이 아니다. 더욱이 터보 복호기(216)와 비트 디스크램블러(218)가 분리되어 있는 구조에서 비트 디스크램블러(218)의 출력을 터보 복호기(216)의 입력으로 피드백시키는 데에도 터보 복호기(216)의 구조 변경이 필수적으로 필요하다.

따라서 일반적인 구조의 터보 복호기를 이용하여 CRC 검사에 의한 반복복호의 종료방식을 적용할 수 있는 송/수신기 시스템을 필요로 하게 되었다.

상기한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 무선통신시스템에서 터보 복호기 구조의 변경없이 CRC에 의한 반복 복호의 종료를 적용할 수 있는 방법 및 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은, 무선통신 시스템에서 입력 비트에 CRC 부호를 추가하기 이전에 비트 스크램블링하는 방법 및 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 무선통신 시스템의 터보 복호기에서 CRC 검사에 의한 반복 복호의 종료를 적용할 수 있도록 비트 스크램블링된 입력 비트들을 디스크램블링하는 방법 및 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 제1 견지에 따른 방법은, 무선통신 시스템에서 송신 비트들을 스크램블링하는 방법에 있어서,

전송블럭 크기에 상응하여 길이가 가변적인 비트 스크램블링 시퀀스를 사용하여, 입력 비트들을 전송블럭 단위로 비트 스크램블링하는 과정과,
상기 비트 스크램블링된 전송블럭에 CRC를 추가하는 과정과,
상기 CRC가 추가된 전송블럭을 코딩블럭 단위로 전환시킨 후, 수신측에서 반복복호가 요구되는 코딩 방식을 이용하여 채널 부호화하는 과정과,
상기 부호화된 비트열을 래이트 매칭하는 과정과,
상기 래이트 매칭된 비트열을 변조하는 과정과,
상기 변조된 비트열을 상기 수신측으로 전송하는 과정으로 구성되며,
여기서 상기 반복 복호는 CRC 검사를 통해 정지됨을 특징으로 한다.

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본 발명의 제2 견지에 따른 방법은, 무선통신 시스템에서 스크램블링된 비트 들을 수신하는 방법에 있어서,

송신측에서 사용한 래이트 매칭 방식에 대응하는 방식으로, 복조된 비트열을 래이트 디매칭하는 과정과,
상기 래이트 디매칭된 비트열을 코딩 블록 단위로 전환시킨 후, 반복 복호 방식으로 복호하는 과정과,
상기 송신측에서 사용한 비트 스크램블링 방식에 대응하여, 전송블럭 크기에 상응하여 길이가 가변적인 비트 스크램블링 시퀀스를 사용하여 전송블럭 단위로 상기 복호된 비트열을 비트 디스크램블링 하는 과정과,
여기서 상기 반복 복호는 상기 복호된 비트열에 포함된 CRC를 이용한 CRC 검사를 통해 정지됨을 특징으로 한다.

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이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

후술되는 본 발명은 무선통신 시스템의 수신기에서 CRC 검사가 반복복호의 종료기준으로 사용될 수 있도록, CRC 코드를 부가하기 이전에 비트 스크램블링을 수행하는 것이다. 또한 본 발명은 CRC 검사가 완료된 비트들에 대하여 비트 디스크램블링을 수행한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 고속 패킷 데이터의 송신을 위한 송신기의 구조를 나타낸 것으로서, 도시한 바와 같이 비트 스크램블러(302)와 CRC 삽입부(304), 코드블럭 분할부(Code Block Segmentation unit)(306), 채널 부호기(Channel Encoder)(308), HARQ 기능부(functionality)(310), 인터리버(Interleaver)(312), 성상 재배열부(Constellation rearrangement)(314), 변조부(M-ary Modulator)(316), 제어부(318) 및 송신 안테나(320)로 구성된다. 여기에서는 비트 스크램블러(302)와 다른 구성요소들이 모두 동일한 계층내에 위치하는 것으로 도시하였으나, 바람직한 경우 상기 비트 스크램블러(302)는 상위 계층인 MAC 계층에 위치하여, 물리계층에 위치하는 다른 구성요소들과 구분될 수 있다.

상기 도 3을 참조하면, MAC 계층에서는 전송블럭(300)을 물리계층으로 전달하기 이전에 비트 스크램블러(302)에 의하여 비트 스크램블링한다. CRC 삽입부(304)는 상기 스크램블링된 전송 블록(Descrambled Transport Blocks)에 소정 CRC를 첨가하여 상기 코드블록 분할부(306)로 입력한다. 여기서 상기 비트 스크램블링된 전송 블록에 대하여 자세히 살펴보면 다음과 같다.

고속 하향링크 공유채널(High Speed Downlink Shared Channel: 이하 HS-DSCH라 칭함)의 경우 MAC 계층에서 생성되는 PDU(Packet Datagram Unit)는 도 4에 나타낸 바와 같이 하나의 MAC-hs 헤더와 하나 이상의 MAC-hs SDU 들로 구성된다. 여기 에서 각 MAC-hs SDU는 MAC-d PDU와 동일하다. 한 사용자 단말(User Equipment: UE)에 대하여 TTI(Transmission Time Interval) 당 최대 하나의 MAC-hs PDU만을 전송가능하며 MAC-hs 헤더는 가변의 크기를 가진다. 한 TTI 내의 MAC-hs SDU들은 동일한 재배열 큐(re-ordering queue)에 속해있다.

MAC-hs 헤더는 HS-DSCH를 위한 MAC PDU의 파라미터들을 포함한다. 하기에 MAC PDU의 파라미터들에 대해 설명하기로 한다.

버전 플래그(Version Flag: VF) 필드는 MAC-hs PDU 포맷의 확장이 가능함을 알려주는 1 비트 플래그이다. VF 필드는 0으로 설정되어야 하며 1은 현재 프로토콜 버전에서 사용되지 않는다.

큐 식별자(Queue identifier: Queue ID) 필드는 수신기의 다른 재배열 큐(re-ordering queue)에 속해있는 데이터를 관리하는 버퍼와 독립성을 유지하기 위한 재배열 큐(re-ordering queue)를 구분하는 식별자이다. 큐 식별자 필드는 3비트의 크기를 가진다.

전송 시퀀스 번호(Transmission Sequence Number: TSN) 필드는 HS-DSCH의 전송 순서를 나타내는 번호 식별자이다. TSN 필드는 상위계층으로의 연속적인 전송을 지원하기 위한 재배열(re-ordering)을 목적으로 사용되며, 6 비트의 크기를 가진다.

크기 인덱스 식별자(Size index identifier: SID) 필드는 연속되는 MAD-d PDU들의 크기를 알려주기 위한 것이다. 주어진 SID에 해당하는 MAC-d PDU 크기는 상위계층에서 형성되며 각 큐 식별자와는 독립적이다. SID 필드는 3 비트의 크기를 가진다.

N 필드는 동일한 크기의 연속되는 MAD-d PDU들의 숫자를 알려준다. N 필드의 크기는 7 비트이다. 주파수분할(Frequency Division Duplex) 모드에서 한 TTI에 전송되는 최대 PDU 개수는 70개로 정의된다.

F 필드는 MAC-hs 헤더에 다음 SID 필드가 더 존재하는지, 현재 SID 필드가 마지막인지를 알려주는 플래그이다. 만약 F 필드가 '0'으로 설정되어 있으면 다음 SID 필드가 존재한다는 것이며, '1'로 설정된 경우에는 SID 필드가 끝났으며, MAD-d PDU가 뒤따른다는 것을 말한다.

상기와 같은 전송블록을 물리채널로 전송해 주기 이전에 MAC-hs 계층에서 송신단과 수신단 모두 알고 있는 방식에 따라 비트 스크램블러(302)를 이용하여 스크램블링함으로써 상기 언급한 HS-PDSCH 비트들이 불균일하게 전송되는 경우를 미연에 방지한다.

즉, 3세대 통신 시스템의 경우, 송신측에서는 모든 사용자가 수신할 수 있는 공통 파일럿 채널(Common Pilot Channel)을 통하여 미리 약속된 파일럿 신호를 전송하며 수신측에서는 이를 이용하여 채널의 특성, 특히 페이딩 현상을 예측한다. 상기 예측된 채널 특성은 페이딩에 의해 왜곡된 신호를 정상 신호로 복원하기 위해 사용되며 또한 트래픽 채널과 파일럿 채널간의 전력비(traffic vs. pilot channel power ratio) 예측에도 사용된다.

트래픽 채널과 파일럿 채널간의 전력비 예측은 16QAM, 64QAM 등 고차 변조 방식으로 변조된 신호를 복조하기 위해 필수적인 과정이다. 상기 전력비를 송신기 에서 수신기로 알려준다면 예측 과정이 필요하지 않지만, 16QAM 이상의 고차 변조를 사용하는 1X-EvDv 혹은 HSDPA와 같은 일반적인 고속 패킷 전송시스템은 시그널링 부담을 덜기 위해 수신기에서 상기 전력비를 예측하도록 되어있다. 이와 같이 시그널링을 통해 트래픽 채널과 파일럿 채널의 전력비를 알려주지 않고, 수신기에서 예측하는 방법을 블라인드 전력비 검출(blind power ratio detection)이라 한다. 그런데, 이러한 파일럿 전력과 트래픽 전력을 복조에 이용할 때, 송신단에서 전송되는 전력이 불균형할 경우 문제가 발생될 수 있다.

전송되는 심볼들이 16QAM 성상도에서 균일하게 발생할 경우는 효과적으로 파일럿 전력 대 트래픽 전력비를 추정할 수 있지만, 그렇지 않다면, 최악의 경우 모두 1 또는 모두 0이라면 추정오차가 발생되어 성능저하가 일어난다. 이러한 성능저하는 1.0 ~ 1.5dB로 예상되고 있다. 따라서 고차 변조방식에서 일어나는 이러한 송신 전력의 불균일함을 해결하기 위하여 비트 스크램블러(302)가 사용된다.

도 5에 본 발명에 적용될 수 있는 비트 스크램블러(302)의 상세한 구조를 나타내었다. 상기 도 5를 참조하여, 상기 비트 스크램블러(302)의 동작에 대하여 자세히 설명하면 하기와 같다. 여기서 비트 스크램블러(302)로 입력되는 B개의 입력 비트들을 b_im,1, b_im,2, b_im,3, ...b_im,B라 하고, 비트 스크램블링된 비트들은 d_im,1, d_im,2, d_im,3, ...d_im,B라 한다. 상기 입력 비트들(530)은 앞서 언급한 바와 같이, VF 플래그, 큐 식별자, TSN, SID, N 필드, F 플래그를 포함하는 MAC-hs 헤더(510)와, 적어도 하나의 MAC-hs SDU들로 구성된 MAC-hs 페이로드(520)로 이루어진다.

쉬프트 레지스터(540)에는 미리 정해지는 16비트의 초기값 g={g₁, g₂, ... g₁₆}이 저장된다. 제1 합산기(550)는 상기 쉬프트 레지스터 값 중 선택된 소정 개수의 값들을 합산하여 최상위 레지스터 값으로서 다시 입력한다. 제2 합산기(560)는 상기 입력 비트들(530)에 상기 제1 합산기(550)로부터의 출력을 합산하여, 비트 스크램블링 비트들로서 출력한다. 이러한 비트 스크램블링 절차는 다음 <수학식 5>와 같이 표현된다.

여기서 k는 1 내지 B 사이의 자연수이고, y_k는 하기 <수학식 6>에 따른 결과값이다.

여기서 초기값 g={g₁, g₂, ...g₁₆}={0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,0,1,1,0,1}이다.

이러한 비트 스크램블링을 거침으로써 스크램블링 본래의 기능에 의해서 1 또는 0으로 치우친 불균일한 신호가 입력되었을 경우, 균일한 신호로 바꾸어 줄 수 있게 된다.

본 명세서에서는 모든 단말들에 대하여 미리 결정된 상기 특정 스크램블링 코드 g를 이용하여 고속 패킷 데이터를 비트 스크램블링하는 송신장치 및 방법을 제안한다. 그러나 이는 본 발명의 일 실시예일 뿐이고, 비트 스크램블링을 수행함에 있어서 단말별 비트 스크램블링 코드를 사용하게 하는 방법 등 다양한 적용이 가능하게 함으로써 추가적인 시스템 성능개선을 추구할 수 있음은 자명하다. 예를 들어 단말별 비트 스크램블링 코드로서는 해당 단말의 식별자(UE ID)가 사용될 수 있다.

상기 코드블록 분할부(306)는 상기 CRC를 포함하는 전송 블록의 크기가 채널 부호기(308)로 입력될 수 있는 최대 비트 수보다 큰 경우, 입력 데이터를 소정 크기의 블록들로 분할하여 상기 채널 부호기(308)로 입력시켜 준다. 예를 들어 상기 채널 부호기(308)에서 받을 수 있는 비트 수는, 컨벌루션 코드를 사용하는 경우 504이고, 터보 코드를 사용하는 경우는 5114이다.

상기 채널 부호기(308)는 소정 부호화를 통해 부호화 비트들을 출력한다. 상기 채널 부호기(308)는 입력 비트들을 부호화하기 위해 적어도 하나의 부호화 율을 가진다. 상기 부호화 율은 1/2, 3/4 등이 될 수 있다. 또한, 상기 채널 부호기(308)가 1/3, 1/6 또는 1/5 모부호기(mother code)를 가지고 천공 또는 반복을 통하여 복수의 부호화 율들을 지원하는 경우에는 지원하는 복수의 부호화 율들 중 사용할 부호화 율을 결정하는 동작이 필요할 것이다.

통상적으로 통신시스템에서 송신된 신호를 수신할 때 아무런 왜곡이나 잡음이 섞이지 않고 신호를 받는다는 것은 현실적으로 불가능하다. 특히 무선 네트워크 를 통해 신호를 송신 및 수신하는 무선통신 시스템의 경우에는 유선 네트워크를 통하는 경우보다 왜곡이나 잡음의 영향이 더욱 심하다. 이때 사용되는 효과적인 방안중의 하나가 에러 정정 코딩(Error Correction Coding) 기법이다. 상기 에러 정정 코딩 기법은 정보, 즉 시스티메틱(systematic) 부분과 이를 이용하여 생성된 패리티 부분으로 구성된 부호화 비트들을 전송함으로써 채널에 의한 왜곡이나 잡음에 의한 영향을 보상해 주는 기법이다. 여기서, 상기 시스티메틱 부분은 보내고자 하는 비트 그 자체를 의미하며, 상기 패리티 부분은 전송 중 발생한 에러를 수신기에서 복호 시에 보정하기 위해 추가되는 비트이다.

차세대 이동통신 시스템에서는 고속의 멀티미디어 데이터의 신뢰성 있는 전송을 요구하기 때문에 더욱 강력한 채널 코딩기법이 요구된다. 상기 채널 부호기를 이용하는 채널 코딩 기법은 낮은 신호 대 잡음 비에서도 비트 오율(BER) 관점에서 샤논 한계(Shannon limit)에 가장 근접하는 성능을 보인다.

상기 부호화 비트들은 HARQ 기능부(310)에 의해 레이트 매칭이 이루어진다. 상기 레이트 매칭은 통상적으로 상기 부호화 비트들의 개수가 무선상에서 전송 가능한 비트들의 수에 일치하지 않는 경우에 상기 부호화 비트들에 대한 반복(Repetition), 천공(Puncturing) 등의 동작을 수행함으로써 이루어진다. 상기 HARQ 기능부(310)에 의해 레이트 매칭된 부호화 비트들은 인터리버(Interleaver)(312)로 입력되고, 상기 인터리버(312)에 의해 상기 레이트 매칭된 부호화 비트들은 인터리빙되어 출력된다. 상기 인터리빙 동작은 전송 중 데이터에 발생하는 군집 에러로 인한 데이터 손실을 최소화하기 위함이다.

상기 인터리빙된 부호화 비트들은 성상 재배열부(314)에 의해 비트 재배열되어 변조부(316)로 입력되고, 상기 변조부(316)에 의해 M진 PSK, M진 QAM등 변조 방식에 따라 심볼 맵핑되어 안테나(320)를 통해 전송된다. 상기 성상 재배열부(314)는 상기 인터리빙된 부호화 비트들을 시스티메틱 부분과 패리티 부분으로 구분하여 시스티메틱 부분은 신뢰도가 높은 위치에 배열하고 패리티 부분을 신뢰도가 낮은 부분에 배열하며, 또한 초기전송시와 재전송시를 구분하여 초기전송되는 비트들은 에러 확률이 낮은 변조심볼들에 매핑되고 재전송되는 비트들은 에러 확률이 높은 변조심볼들에 매핑될 수 있도록 재배열한다.

한편, 제어부(318)는 현재 무선 채널의 상태에 의해 상기 채널 부호기(308)의 부호화 율과 상기 HARQ 기능부(310)의 레이트 매칭과 상기 변조부(316)의 변조 방식 등을 제어하게 된다. HSDPA 무선 통신시스템의 경우 제어부(318)는 AMCS(Adaptive Modulation and Coding Scheme)의 동작을 지원한다.

전술한 송신기의 구조에 있어서 부호기(308)의 출력들을 시스티메틱 부분과 패리티 부분으로 구분하지 않고 부호화 비트들로 통합하여 표현하고 있다. 하지만, 상기 송신기를 구성하는 채널 부호기로부터 출력된 부호화 비트들 중 시스티메틱 비트들과 패리티 비트들의 중요도(priority)는 당연히 다르다. 다시 말하면, 전송하는 데이터가 소정 비율로 에러가 발생할 경우 시스티메틱 비트에 에러가 발생하는 것보다는 패리티 비트에 에러가 발생되는 것이 상대적으로 수신기에서는 더 정확한 복호가 가능하게 된다. 그 이유는 앞에서도 밝히고 있는 바와 같이 실질적인 데이터 비트는 시스티메틱 비트들이며, 패리티 비트들은 전송 중 발생한 에러를 복 호 시에 보정하기 위해 추가되는 잉여 비트들이기 때문이다. 이러한 이유로 인하여 시스티메틱 비트는 신뢰도가 높은 비트로 전송하고, 패러티 비트들은 신뢰도가 낮은 비트로 전송하여 패리티 비트보다 상대적으로 중요한 시스티메틱 비트들이 에러가 발생할 수 있는 확률을 줄여 줌으로서 시스템 성능을 높일 수 있다.

상기 비트들의 신뢰도에 따라 시스티메틱 부분과 패리티 부분을 전송하는 기법과 더불어 신호의 재 전송 시에 부호화 비트들을 시스티메틱 부분과 패리티 부분을 교환하거나, 패리티 부분을 반전시킴으로써 부호화된 비트들이 초기 전송과는 다른 영역의 변조 심볼에 맵핑되도록 하는 기법과 신호의 재 전송 시 패킷 내 부호화 비트들을 재 배열하여 전송할 수 있으며, 이러한 제어는 성상 재배열부(314)에 의하여 수행된다.

상기 성상 재배열부(314)의 동작에 대해 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.

16QAM의 경우, 4개의 부호화 비트들이 하나의 심볼을 이루어 16개의 가능한 신호점들 중 하나에 매핑된다. 도 6은 16QAM을 위해 사용 가능한 성상도의 일 예를 나타낸 것으로서, 도시한 바와 같이 각각의 신호점은 4개의 부호화 비트들에 매핑된다.

상기 도 6을 참고하면 16개의 신호점들은 3개의 영역, 즉 에러확률이 가장 높은 영역 1과 가장 낮은 영역 3, 그리고 중간인 영역 2로 분리될 수 있다. 이 때 매 재전송시마다 전송되는 심볼이 맵핑되는 신호점이 일정하다면, 영역 1인 신호점 6, 7, 10, 11을 통해 전송되는 심볼들은 다른 영역의 신호점들을 통해 전송되는 심볼들에 비해 상대적으로 에러확률이 높음을 알 수 있다. 특정 심볼이 지속적으로 나쁜 환경으로 전송되는 것은 시스템의 성능을 저하 시킬 수 있는 요인이 된다. 따라서 이미 전송된 패킷에 대하여 재 전송 시 비트를 반전하여 초기 전송된 심볼 영역과는 다른 영역으로 전송함으로써 시스템의 성능을 높일 수 있다.

또한 M차(M-ary) 변조가 이루어진 심볼은 log₂M개의 비트들로 이루어져 있으며 심볼을 구성하는 각 비트들은 서로 다른 신뢰도를 갖는다. 예를 들어 16QAM의 경우, 4개의 부호화 비트들이 한 심볼을 이루게 되는데, 하나의 심볼에서 앞의 두 비트는 높은 신뢰도의 비트로 맵핑이 되고 뒤의 두 비트는 낮은 신뢰도의 비트로 맵핑이 되어 전송이 된다. 이때 재전송되는 비트들 또한 매 전송 시 같은 신뢰도로 전송되게 되면, 높은 신뢰도로 전송된 비트들은 계속 높은 신뢰도의 비트를 통하여 전송이 되고 낮은 신뢰도의 비트로 전송이 되는 비트들은 계속 낮은 신뢰도의 비트로 전송되어 특정 비트들에서 에러가 날 수 있는 확률이 높아지게 된다.

따라서 성상 재배열부(314)는 재 전송 시 입력 비트들을 일정비트씩 이동시켜, 낮은 신뢰도로 전송된 비트들이 재전송 시에 높은 신뢰도로 전송되도록 하여, 터보 복호기 입력 비트의 LLR(Log likelihood ratio) 값이 균일(homogeneous)하도록 함으로써 복호의 성능이 향상 시킬 수 있다. 이러한 일련의 처리를 거쳐 생성된 변조 심볼들은 안테나(320)를 통해 전송이 이루어지게 된다.

도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 고속 패킷 데이터의 수신을 위한 수신기 구조를 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이 수신기는, 수신 안테나(700)와, BPD(Blind Power Detection) 검출부(702)와, 복조부(Demodulator(704)와, 성상 재배열부(706)와, 디인터리버(Deinterleaver)(708)와, 비트 수집 버퍼(Bit Decollection Buffer)(710)와, 래이트 디매칭부(Rate de-matcher)(712)와, 코드블럭 결합 버퍼(Code Block segmentation buffer)(714)와, 터보 복호기(Turbo Decoder)(716)와, CRC 검사기(CRC Checker)(718)와, 데이터 버퍼(720)와, 비트 디스크램블러(Bit De-scrambler)(722)로 구성된다.

상기 도 7을 참조하면, 상기 BPD 검출부(702)는 상기 안테나(700)를 통해 수신된 신호를 가지고 파일럿 전력 대 트래픽 전력의 비를 추정하게 된다. 상기 복조부(704)에서는 상기 BPD 검출부(702)에서 추정된 전력비를 이용하여 입력 심볼열로부터 비트열을 추출하고, 성상 재배열부(706)로 입력하여 비트들을 재구성하게 된다. 상기 성상 재배열부(706)를 통과한 부호화 비트들은 상기 송신부의 인터리버(312)에 상응하는 상기 디인터리버(708)를 거쳐 비트 수집 버퍼(710)로 입력된다. 비트 수집 버퍼(710)로부터 비트들은 래이트 디매칭부(712)를 거쳐 터보 복호기(716)로 입력되며, 터보 복호기(716)에서는 입력 비트들을 시스티메틱 부분과 패리티 부분으로 구분하여 정보비트들을 추출하게 된다.

이때, 터보 복호기는 반복복호의 수행에 의해 정보비트를 출력하게 되는데, 그 반복 복호 정지 기준으로서 최대 횟수에 의한 반복복호 종료, 최대우도비(maximum likelihood ratio)에 의한 반복복호 종료 그리고 CRC 검사에 의한 반복복호 종료가 있다. 종래에는 CRC 비트를 포함하여 비트 스크램블링이 수행됨으로 비트 디스크램블링 전에는 미리 알고 있는 CRC 비트를 가지고 CRC 검사를 수행할 수 없었다. 따라서 CRC 검사를 반복복호 정지 기준으로 이용할 수 없었다. 그러나 본 발명에 따르면 매 반복 복호시마다 CRC 검사를 수행할 수 있으므로 CRC 검사를 반복 복호의 정지 기준으로 사용할 수 있게 된다. 뿐만 아니라 본 발명은 CRC 검사를 반복복호의 정지 기준으로 삼는 터보 복호기 고유의 특성으로 인해 구현자의 선택에 따라 CRC 검사기(718)를 별도로 구비하지 않고도 CRC 검사를 수행할 수 있다.

상기 복호 과정을 통해 추출된 정보비트들은 CRC 검사기(718)로 입력되어 ACK/NACK 여부를 판정하게 된다. 상기 CRC 검사기(718)가 ACK로 판정하게 되면, 해당 복호된 비트들이 데이터 버퍼(720)에 저장된다. 상기 데이터 버퍼(720)에 저장된 비트들은 상위 계층인 MAC-hs 계층의 비트 디스크램블러(722)에 의하여, 송신측 MAC-hs 계층의 비트 스크램블러(302)에 대응하는 방식으로 비트 디스크램블링된다.

이와 같이, 본 발명에 따른 수신기는 물리채널에서 CRC를 이용한 반복 복호의 종료 기법을 적용함으로써 더 이상 반복하여 복호하지 않아도 될 경우를 검출하여, 결과적으로 수신측 전력소모를 줄임과 동시에 작업처리량의 증가를 가져올 수 있다.

도 8은 상기 도 7의 수신기에 적용될 수 있는 비트 디스크램블러(722)의 상세 구성을 나타낸 것이다. 상기 비트 디스크램블러(722)의 동작에 대하여 자세히 설명하면 하기와 같다.

상기 도 8을 참조하면, 쉬프트 레지스터(840)에는 미리 정해지는 초기값 g={g₁, g₂, ... g₁₆}이 저장된다. 제1 합산기(850)는 상기 쉬프트 레지스터 값 중 선 택된 소정 개수의 값들을 합산하여 최상위 레지스터 값으로서 다시 입력한다. 제2 합산기(860)는 물리계층으로부터 입력되는 비트들에 상기 제1 합산기(850)로부터의 출력을 합산하여, 디스크램블링된 비트들(830)로서 출력한다.

디스크램블링된 비트들(830)은 앞서 언급한 바와 같이, VF 플래그, 큐 식별자, TSN, SID, N 필드, F 플래그를 포함하는 MAC-hs 헤더(810)와, 적어도 하나의 MAC-hs SDU들로 구성된 MAC-hs 페이로드(820)로 이루어진다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명을 광대역 코드분할다중접속 무선통신시스템에서 고속 패킷 데이터 송수신 시스템에 적용할 경우, 고차 변조방식에서 발생하는 송신 전력 불균형의 문제를 해결하기 위하여 사용되는 비트 스크램블링을 CRC 부가의 이전에 수행하고, 및 비트 디스크램블링을 CRC 검사의 이후에 수행하여 터보 복호기에서 CRC 검사에 의한 반복 복호의 종료를 가능하게 함으로써 복호 과정을 조기에 종료하여 수신측 전력소모를 줄임과 동시에 작업처리량의 증가를 가져올 수 있다.

Claims

복합 재전송 기법과 고차 변조 방식을 이용하는 이동통신 시스템에서 패킷 데이터를 전송하는 방법에 있어서,

전송블럭 크기에 상응하여 길이가 가변적인 비트 스크램블링 시퀀스를 사용하여, 입력 비트들을 전송블럭 단위로 비트 스크램블링하는 과정과,

상기 비트 스크램블링된 전송블럭에 CRC를 추가하는 과정과,

상기 CRC가 추가된 전송블럭을 코딩블럭 단위로 전환시킨 후, 수신측에서 반복복호가 요구되는 코딩 방식을 이용하여 채널 부호화하는 과정과,

상기 부호화된 비트열을 래이트 매칭하는 과정과,

상기 래이트 매칭된 비트열을 변조하는 과정과,

상기 변조된 비트열을 상기 수신측으로 전송하는 과정으로 구성되며,

여기서 상기 반복 복호는 CRC 검사를 통해 정지됨을 특징으로 하는 패킷 데이터 송신 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 비트 스크램블링하는 과정은,

시스템에서 공통적으로 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드를 가지고 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 비트 스크램블링하는 과정은,

단말별로 할당된 스크램블링 코드를 가지고 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.
복합 재전송 기법과 고차 변조 방식을 이용하는 이동통신 시스템에서 패킷 데이터를 송신하는 장치에 있어서,

전송블럭 크기에 상응하여 길이가 가변적인 비트 스크램블링 시퀀스를 사용하여, 입력 비트들을 전송블럭 단위로 비트 스크램블링하는 비트 스크램블러와,

상기 비트 스크램블링된 전송블럭에 CRC를 추가하는 CRC 삽입기와,

상기 CRC가 추가된 전송블럭을 코딩블럭 단위로 전환시킨 후, 수신측에서 반복복호가 요구되는 방식으로 채널 부호화하는 채널 부호화기와,

상기 부호화된 비트열을 래이트 매칭시키는 기능부와,

상기 래이트 매칭된 비트열을 변조하는 변조기와,

상기 변조된 비트열을 상기 수신측으로 전송하는 송신기로 구성되며,

여기서 상기 반복 복호는 CRC 검사를 통해 정지됨을 특징으로 하는 패킷 데이터 송신 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 비트 스크램블러는,

시스템에서 공통적으로 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드를 가지고 비트 스크램블링을 수행함을 특징으로 하는 상기 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 비트 스크램블러는,

단말별로 할당된 스크램블링 코드를 가지고 비트 스크램블링을 수행함을 특징으로 하는 상기 장치.
복합 재전송 기법과 고차 변조 방식을 이용하는 이동통신 시스템에서 패킷 데이터를 수신하는 방법에 있어서,

송신측에서 사용한 래이트 매칭 방식에 대응하는 방식으로, 복조된 비트열을 래이트 디매칭하는 과정과,

상기 래이트 디매칭된 비트열을 코딩 블록 단위로 전환시킨 후, 반복 복호 방식으로 복호하는 과정과,

상기 송신측에서 사용한 비트 스크램블링 방식에 대응하여, 전송블럭 크기에 상응하여 길이가 가변적인 비트 스크램블링 시퀀스를 사용하여 전송블럭 단위로 상기 복호된 비트열을 비트 디스크램블링 하는 과정과,

여기서 상기 반복 복호는 상기 복호된 비트열에 포함된 CRC를 이용한 CRC 검사를 통해 정지됨을 특징으로 하는 패킷 데이터 수신 방법
복합 재전송 기법과 고차 변조 방식을 이용하는 이동통신 시스템에서 패킷 데이터를 수신하는 장치에 있어서,

송신측에서 사용한 래이트 매칭 방식에 대응하는 방식으로, 복조된 비트열을 래이트 디매칭하는 래이트 디매칭부와,

상기 래이트 디매칭된 비트열을 코딩 블록 단위로 전환시킨 후 반복 복호 방식으로 복호하는 복호기와,

송신측에서 사용한 비트 스크램블링 방식에 대응하여, 전송블럭 크기에 상응하여 길이가 가변적인 비트 스크램블링 시퀀스를 사용하여 전송블럭 단위로 상기 복호된 비트열을 비트 디스크램블링 하는 비트 디스크램블러로 구성되며,

여기서 상기 복호기는 상기 복호된 비트열에 포함된 CRC를 CRC 검사기에 의해 검사하고, 상기 CRC 검사결과를 반복 복호의 정지기준으로 사용함을 특징으로 하는 패킷 데이터 수신 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 비트 디스크램블링은,

시스템에서 공통적으로 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드 또는 단말(UE)별로 할당된 스크램블링 코드를 가지고 수행됨을 특징으로 하는 패킷 데이터 수신 방법.
제 8 항에 있어서, 상기 비트 디스크램블러는,

시스템에서 공통적으로 사용되는 미리 결정된 스크램블링 코드 또는 단말(UE)별로 할당된 스크램블링 코드를 가지고 상기 비트 디스크램블링을 수행함을 특징으로 하는 패킷 데이터 수신 장치.