JPWO2018078837A1 - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

スター結線とデルタ結線との切替えが可能な電動機を運転するインバータ（３０）を備える駆動装置において、巻線に流れる電流を検出する巻線電流検出素子（６１ｕ）で検出された電流が過大になったときに、インバータ（３０）を停止させる。さらに、巻線電流検出素子（６１ｕ）で検出された巻線電流から、デルタ結線時の循環電流成分を除去した上で、インバータの出力電流を算出し、算出されたインバータ出力電流を用いてインバータの制御を行う。巻線電流の検出値に基づいて巻線の過電流保護を行うので、循環電流をも考慮に入れた減磁防止を行うことができる。また、インバータの制御において、デルタ結線における循環電流の影響を受けないようにすることができる。従って、電流検出素子の数を抑制し、かつ、過電流保護及び制御を適切に行うことができる。

Description

本発明は、インバータを備えた電動機駆動装置に関する。本発明は例えば、インバータから、周波数可変で電圧可変の交流電流を供給して永久磁石型同期電動機に可変速運転をさせる電動機駆動装置に関する。

周波数可変で電圧可変のインバータを用いて電動機の回転数を変えるとともに、負荷に応じて固定子巻線の結線状態を、スター（Ｙ）結線とデルタ（Δ）結線との間で切替えることで、電力消費を少なくし、効率を高めた電動機駆動装置が知られている。

例えば空気調和機の圧縮機用の電動機では、年間消費電力に対する寄与度が高い中間条件（低負荷条件）ではスター結線で駆動し、定格条件（高負荷条件）ではデルタ結線で駆動することが考えられる。このようにすることで、中間条件における効率を向上させ、定格条件での高出力化も可能となる。

永久磁石を用いた電動機の場合、固定子巻線に流れる電流が過大となると磁石が減磁するため、固定子巻線に流れる電流を許容値以下に抑えるための保護が行われる。
一方インバータの制御には、インバータから出力される電流を求める必要がある。

インバータの出力電流を検出するとともに、巻線の電流を検出することとすれば、それらをそれぞれインバータの制御と過電流の検知のために利用することができる。しかしながら、電流検出器の数が増え、電流検出器のためのスペース及びコストが大きくなるという問題がある。

そこで、インバータの電流のみを検出し、インバータ制御に利用するとともに、検出したインバータ電流に基づいて、巻線の過電流保護を行うことが広く行われている。

この場合、インバータの電流から、巻線に流れる電流を推定する必要がある。巻線電流とインバータの電流との比は、巻線の結線状態によって変わる。巻線電流が過大となるのを防ぐための制御において、インバータの電流の検出値を利用する場合には、上記の比が変わる点を考慮に入れる必要がある。

具体的には、インバータの電流を検出して閾値と比較する場合、検出した電流と、巻線電流との比が、結線状態に応じて異なるため、結線状態に応じて異なる閾値を用いる必要がある。

例えば、スター結線においては、インバータ出力電流と巻線電流とは大きさが同じであるが、デルタ結線においては、インバータ出力電流は巻線電流の√３倍になる。
したがって、減磁の防止を目的として、インバータ電流の検出値が一定の閾値を超えないようにインバータを制御する場合、デルタ結線の際の閾値に対してスター結線の際の閾値を１／√３倍にする必要がある。

そこで、例えば結線状態に応じて閾値（基準値）を切替えることが提案されている（特許文献１、段落００４８、００７０、第１４図（ｃ）、（ｄ））。

また、インバータの母線電流（入力電流）を検出して、インバータの制御に用いるとともに、巻線に流れる電流を検出して巻線の過電流保護を行うことも知られている（特許文献１、段落００９０、第４図）。

特開２００８−２２８５１３号公報（段落００４２、００９０、第４図、第１４図（ｃ）〜（ｄ））

特許文献１の第１４図（ｃ）、（ｄ）の構成は、一つの過電流保護回路において、トランジスタを用いて抵抗を短絡することで閾値を切替えている。この構成では、トランジスタとして低価格のデジタルトランジスタを用いた場合、デジタルトランジスタは比較的バラツキが大きく、保護レベルの精度が低下するといった問題がある。また、バラツキを考慮して閾値を低めに設定する（余裕を持たせる）こととすれば、電動機をその能力の限界まで運転させることができないという問題がある。一方、バラツキの小さいトランジスタ、抵抗は高価であり、そのような素子を用いれば、過電流保護回路が高価となるという問題がある。

また、デルタ結線時には巻線に循環電流が流れるが、インバータ電流からは循環電流を推定することができず、減磁に対する保護のためには、循環電流を考慮して閾値を低めに設定する必要があり、この点からも電動機をその能力の限界まで運転させることができないという問題がある。

特許文献１の第４図の構成は、母線電流を検出する検出素子のほかに、巻線電流を検出する検出素子が必要であるという問題がある。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、必要な検出素子が少なく、かつ巻線電流が過大とならないようにするための保護及びインバータの制御を適切に行うことができる電動機駆動装置を得ることを目的とする。

本発明の電動機駆動装置は、
電動機の巻線の結線状態を、スター結線状態又はデルタ結線状態に切替える結線切替手段と、
前記電動機に交流電力を供給して、前記電動機を運転させるインバータと、
前記結線切替手段に結線の切替えを行わせ、前記インバータを制御する制御装置と、
前記巻線のうちの１又は２以上の巻線に対応して設けられ、各々対応する巻線に流れる電流を検出する１又は２以上の巻線電流検出素子と、
前記巻線電流検出素子で検出された電流が過大になったときに、前記インバータを停止させる過電流保護回路とを備え、
前記制御装置は、前記巻線電流検出素子で検出された巻線電流から、デルタ結線時の循環電流成分を除去した上で、前記インバータの出力電流を算出し、算出されたインバータ出力電流を用いて前記インバータの制御を行う
ことを特徴とする。

本発明によれば、巻線電流の検出値に基づいて巻線の過電流保護を行うので、デルタ結線時の循環電流をも考慮に入れた減磁防止を行うことができるのみならず、上記循環電流の影響を除去した上でインバータの制御を行うことができ、電流検出素子の数を抑制し、かつ、過電流保護及び制御を適切に行うことができる。

本発明の実施の形態１の電動機駆動装置を電動機とともに示す概略配線図である。 図１の電動機の巻線と結線切替手段とをより詳細に示す配線図である。 図１の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図１の電流検出回路及び過電流保護回路の概略構成を示すブロック図である。 図３のインバータ電流算出部における処理の手順の一例を示すフローチャートである。 （ａ）及び（ｂ）は、図５の循環電流成分除去の処理を示す波形図である。 図３のインバータ電流算出部における処理の手順の他の例を示すフローチャートである。 図４の電流値検出回路の構成を示す配線図である。 図１の過電流保護回路７０の配線図である。 本発明の実施の形態２の電動機駆動装置を電動機とともに示す概略配線図である。 本発明の実施の形態３の電動機駆動装置を電動機とともに示す概略配線図である。 本発明の実施の形態４における電動機の巻線と結線切替手段をより詳細に示す配線図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。
以下の実施の形態は、本発明を、空気調和機の圧縮機を駆動する電動機の駆動装置に適用したものである。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１の電動機駆動装置を、電動機とともに示す概略配線図である。
図示の電動機駆動装置２は、電動機４を駆動するためのものであり、
コンバータ２０と、インバータ３０と、インバータ駆動回路３２と、結線切替手段４０と、制御装置５０と、電流検出回路６０と、過電流保護回路７０とを有する。

インバータ３０とインバータ駆動回路３２との組合せは、ＩＰＭ（intelligent power module)１２で構成されている。ＩＰＭ１２と、コンバータ２０と、結線切替手段４０と、制御装置５０と、電流検出回路６０と、過電流保護回路７０とは、インバータ基板１０上に実装されている。

コンバータ２０は、交流電源６からリアクトル７を介して交流電力を受けて整流、平滑化等を行なって直流電力を出力する。コンバータ２０は、次に述べるインバータ３０に直流電力を供給する直流電源として作用する。

インバータ３０は、入力端子がコンバータ２０の出力端子に接続され、出力端子がそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗを介して電動機４の３相の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗに接続されている。

インバータ３０は、インバータ駆動回路３２からの駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６に応じて、６つのアームのスイッチング素子がオン、オフ動作し、３相交流電流を生成し、電動機４に供給する。

インバータ駆動回路３２は、制御装置５０から後述のオン・オフ制御信号、例えばＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に基づいて、上記の駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成する。

電動機４は、結線切替手段４０により、スター結線及びデルタ結線のいずれかへの切替えが可能なものである。図２に、電動機の巻線と結線切替手段４０をより詳細に示す。

図示のように、３つの相、即ちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗの第１の端部４ｕａ、４ｖａ、４ｗａ及び第２の端部４ｕｂ、４ｖｂ、４ｗｂが外部端子４ｕｃ、４ｖｃ、４ｗｃ、４ｕｄ、４ｖｄ、４ｗｄに接続され、電動機４の外部との接続が可能となっている。外部端子４ｕｃ、４ｖｃ、４ｗｃには、インバータ３０の出力線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗが接続されている。

結線切替手段４０は、図示の例では、３個の切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗで構成されている。３個の切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗはそれぞれ３つの相に対応して設けられたものである。

切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗとしては、電磁的に駆動される機械スイッチが用いられている。そのようなスイッチは、リレー、コンタクターなどと呼ばれるものであり、図示しない励磁コイルに電流が流されているときと、電流が流されていないときとで、異なる状態を取る。

切替スイッチ４１ｕの共通接点４１ｕｃは、リード線４４ｕを介して端子４ｕｄに接続され、常閉接点４１ｕｂは、中性点ノード４２に接続され、常開接点４１ｕａは、インバータ３０のＶ相の出力線３０ｖに接続されている。
切替スイッチ４１ｖの共通接点４１ｖｃは、リード線４４ｖを介して端子４ｖｄに接続され、常閉接点４１ｖｂは、中性点ノード４２に接続され、常開接点４１ｖａは、インバータ３０のＷ相の出力線３０ｗに接続されている。
切替スイッチ４１ｗの共通接点４１ｗｃは、リード線４４ｗを介して端子４ｗｄに接続され、常閉接点４１ｗｂは、中性点ノード４２に接続され、常開接点４１ｗａは、インバータ３０のＵ相の出力線３０ｕに接続されている。

通常は、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗが図示のように、常閉接点側に切替わった状態、即ち、共通接点４１ｕｃ、４１ｖｃ、４１ｗｃが常閉接点４１ｕｂ、４１ｖｂ、４１ｗｂに接続された状態にある。この状態では、電動機４は、スター結線状態にある。
図示しない励磁コイルに電流が流されると、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗが図示とは逆に、常開接点側に切替わった状態、即ち、共通接点４１ｕｃ、４１ｖｃ、４１ｗｃが常開接点４１ｕａ、４１ｖａ、４１ｗａに接続された状態にある。この状態では、電動機４は、デルタ結線状態にある。

制御装置５０は、結線切替手段４０を制御して、電動機の結線状態の切替えを制御するとともに、インバータ３０をオン・オフ制御して電動機４に交流電力を供給させる。制御装置５０は、オン・オフ制御のため、オン・オフ制御信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を生成して、インバータ駆動回路３２に供給する。
以下では、オン・オフ制御として例えばＰＷＭ制御が行われる場合について説明する。ＰＷＭ制御が行われる場合には、制御信号としてＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６がインバータ駆動回路３２に供給される。この場合、インバータ３０から周波数可変で電圧可変の３相交流電流を発生させることができる。オン・オフ制御の他の例としては、矩形波駆動制御がある。矩形波駆動制御の場合には、例えば各相の巻線に１２０度ずつ通電させるための制御信号が供給される。この場合、インバータ３０から周波数可変の３相交流電流を発生させることができる。

制御装置５０は、マイコン５２を備えている。
マイコン５２は、図３に示すように、結線切替制御部５２１と、Ａ／Ｄ変換部５２２と、インバータ電流算出部５２３と、ＰＷＭ信号生成部５２４と、強制遮断部５２５とを有する。

結線切替制御部５２１は、結線選択信号Ｓｗを生成する。この信号Ｓｗは、電動機４をスター結線状態にすべきかデルタ結線状態にすべきかを指定するものである。
例えば、結線選択信号Ｓｗは、スター結線を指定するときはＬｏｗとなり、デルタ結線を指定するときはＨｉｇｈとなる。

結線選択信号Ｓｗは、結線切替手段４０に供給されて、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗの状態の制御に用いられる。具体的には、結線選択信号ＳｗがＬｏｗであるときに、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗは、図２に示すように共通接点と常閉接点とが接続された状態にあり、結線選択信号ＳｗがＨｉｇｈであるときには、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗは、図２とは逆に共通接点と常開接点とが接続された状態にある。
結線選択信号Ｓｗは、インバータ電流算出部５２３にも供給される。

Ａ／Ｄ変換部５２２は、後述のようにして検出された巻線電流を示す信号を、デジタル信号に変換する。
インバータ電流算出部５２３は、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力0に基づいて、かつ結線選択信号Ｓｗを参照して、インバータ出力電流を求める。

ＰＷＭ信号生成部５２４は、インバータ電流算出部５２３で求められたインバータ出力電流に基づいて、インバータ３０をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を出力する。

ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、それぞれ、インバータ３０の６つのアームのスイッチング素子のオン・オフ制御に用いられる。
ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、それぞれ対応するスイッチング素子をオン状態に維持したい期間にＨｉｇｈの状態を維持し、それぞれ対応するスイッチング素子をオフ状態に維持したい期間にＬｏｗの状態を維持する。

上記のように、インバータ駆動回路３２は、それぞれＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に基づいて、インバータ３０の６つのアームのスイッチング素子をオン・オフさせるための駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成して出力する。

駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６は、それぞれＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に対応して生成されるものであり、対応するＰＷＭ信号がＨｉｇｈの期間中対応するスイッチング素子をオン状態に維持し、対応するＰＷＭ信号がＬｏｗの期間中、対応するスイッチング素子をオフ状態に維持するようにスイッチング素子を制御する。
ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６が論理回路の信号レベルの大きさ（０〜５Ｖ）のものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６は、スイッチング素子を制御するのに必要な電圧レベル、例えば１５Ｖの大きさを持つ。

インバータ駆動回路３２は、ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎに接続されており、過電流遮断ポートＣｉｎに信号が入力されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、インバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。

強制遮断部５２５は、マイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに接続されており、該ポートＰＯＥに信号が入力されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、ＰＷＭ信号生成部５２４からのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力を停止させる。インバータ駆動回路３２は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６がすべて供給されなくなると、インバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。
スイッチング素子がオフとなる結果、インバータ３０は交流電力の出力を停止する（インバータ３０が停止状態になる）。

強制遮断部５２５は、マイコン５２で実行されている制御プログラムから独立して動作するハードウェアで構成されている。
インバータ出力異常遮断ポートＰＯＥへの信号に応じてＰＷＭ信号生成部５２４からＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力を停止させる処理は、ハードウェアで構成された強制遮断部５２５で行われ、マイコン５２のソフトウェアによる処理を介さないので、高速に行われる。

以上のようにインバータ３０を停止させるための処理を二重に行うのは、動作をより高速に、かつより確実に行うためである。

電流検出回路６０は、巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗを有する。
巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗは、それぞれ３つの相の巻線に対応して設けられたものであり、それぞれ対応する巻線に流れる電流を検出する。
例えば、巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗはそれぞれ変流器で構成されている。巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗは例えば、それぞれの相の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗに接続されたリード線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗに設けられている。具体的には、各相の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗの第２の端部４ｕｂ、４ｖｂ、４ｗｂと、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗの共通接点４１ｕｃ、４１ｖｃ、４１ｗｃとを結ぶリード線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗに設けられている。

図１に示される電流検出回路６０は、巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗに加えて、図４に示すように、信号変換回路６２ｕ、６２ｖ、６２ｗ及び電流値検出回路６３ｕ、６３ｖ、６３ｗを有する。

信号変換回路６２ｕ、６２ｖ、６２ｗは、それぞれ巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗに対応して設けられ、各々対応する巻線電流検出素子から出力される電流に対応するアナログ電圧信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。信号変換回路６２ｕ、６２ｖ、６２ｗは、各々対応する巻線電流検出素子からの電流を流す抵抗で構成されている。なお、必要に応じてレベル調整のための増幅回路或いは分圧回路を付加してもよい。
信号変換回路６２ｕ、６２ｖ、６２ｗの出力Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、マイコン５２のアナログポートを介して図３に示されるＡ／Ｄ変換部５２２に入力される。

Ａ／Ｄ変換部５２２は、信号変換回路６２ｕ、６２ｖ、６２ｗの出力Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを時分割で順次選択して、Ａ／Ｄ変換する。その結果、Ａ／Ｄ変換部５２２からは、それぞれ巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗで検出された交流電流のサンプル値を示すデータの時系列が出力される。
サンプリングの周期は、インバータ３０から出力される交流電流の周期に対して十分に短く設定される。

インバータ電流算出部５２３は、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力から、インバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。この算出に当たり、結線選択信号Ｓｗに応じて、異なる処理が行われる。ここでいうインバータ出力電流は、振幅成分と位相成分とを含むベクトル量である。後述の巻線電流についても同様である。

インバータ電流算出部５２３は、インバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出するにあたり、循環電流の成分を除去する。この循環電流は、巻線がデルタ結線状態にあるときに発生するものである。
インバータ電流算出部５２３は、例えば図５に示される手順でインバータ出力電流を算出する。

まず、電動機４がデルタ結線状態かスター結線状態かの判定を行う（Ｓ１０１）。この判定は、結線切替制御部５２１から出力される結線選択信号Ｓｗに基づいて行われる。デルタ結線状態であれば、ステップＳ１０２に進み、スター結線状態であれば、ステップＳ１０５に進む。

ステップＳ１０２では、インバータ電流算出部５２３は、Ａ／Ｄ変換部５２２から出力されるデータの時系列から、循環電流成分を除去する。この循環電流成分の除去は、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力に対し帯域通過フィルタリングを施して、基本波のみを残し、高調波を除去することで行われる。この場合、基本波の周波数Ｆ０は、図３に点線の矢印で示すように、ＰＷＭ信号生成部５２４からインバータ電流算出部５２３に通知される。

循環電流成分による高調波として特に問題となるのは、第３次高調波、第９次高調波である。
巻線電流に循環電流による高調波が含まれる場合、Ａ／Ｄ変換部５２２から出力されるデータの時系列で示される電流の波形には、例えば図６（ａ）に示されるように高調波の成分が含まれる。ステップＳ１０２では、高調波成分を除去し、例えば図６（ｂ）に示される波形を示すデータの時系列を生成する。

ステップＳ１０３では、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０２の処理で循環電流成分が除去されたデータの時系列に基づいて、３つの相のそれぞれの巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｗ、Ｉｍｗを算出する。ここで、各相の巻線電流は、当該相の巻線の第１の端部から第２に端部へと流れる電流と定義される。

次に、ステップＳ１０４で、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０３の処理で算出された巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗに基づいて３つの相のインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。ここで、各相のインバータ出力電流は、当該相の出力線を、インバータ３０から電動機４へと流れる電流と定義される。

インバータ電流の算出は下記の式（１ｕ）、（１ｖ）、（１ｗ）の関係を利用して行われる。
Ｉｉｕ＝√３×Ｉｍｕ×ｅｘｐ（ｊπ／６） （１ｕ）
Ｉｉｖ＝√３×Ｉｍｖ×ｅｘｐ（ｊπ／６） （１ｖ）
Ｉｉｗ＝√３×Ｉｍｗ×ｅｘｐ（ｊπ／６） （１ｗ）

ステップＳ１０５では、インバータ電流算出部５２３は、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力に基づいて、巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗを算出する。

続いて、ステップＳ１０６では、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０５で算出された巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗに基づいてインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。この算出は下記の式（２ｕ）、（２ｖ）、（２ｗ）の関係を利用して行われる。
Ｉｉｕ＝Ｉｍｕ （２ｕ）
Ｉｉｖ＝Ｉｍｕ （２ｖ）
Ｉｉｗ＝Ｉｍｕ （２ｗ）

式（２ｕ）、（２ｖ）、（２ｗ）は、スター結線時には、巻線電流とインバータ出力電流とは等しいことを示している。したがって、巻線電流をそのままインバータ出力電流として用いることができる。

なお、上記の例では、ステップＳ１０２では、帯域通過フィルタリングにより、循環電流成分の除去を行っているが、代わりに、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力を、周波数領域のデータに変換し、不要周波数成分、例えば第３次高調波成分、第９次高調波成分を除去し、そのあとで、時間領域のデータ（瞬時値を示すデータの時系列）に戻すこととしてもよい。周波数領域への変換は例えばＦＦＴで行うことができ、時間領域への変換は、例えば逆ＦＦＴで行うことができる。

図７は、インバータ電流算出部５２３における処理の手順の他の例を示す。
最初にステップＳ１０５ｂでは、インバータ電流算出部５２３は、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力に基づいて巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄを算出する。ここで、巻線電流の符号として、Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄを用いるのは、後述のように、循環電流成分が除去された巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗとの区別のためである。

ステップＳ１０５ｂの次に、電動機４がデルタ結線状態かスター結線状態かの判定を行う（Ｓ１０１）。
デルタ結線状態であれば、ステップＳ１０２ｂに進み、スター結線状態であれば、ステップＳ１０６ｂに進む。

ステップＳ１０２ｂでは、ステップＳ１０５ｂで算出された巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄから、循環電流成分を除去する。この循環電流成分の除去は、ステップＳ１０５ｂで算出された巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄに対する、下記の式（３ｔ）〜（３ｗ）で表される演算により行われる。

Ｉ０＝（Ｉｍｕｄ＋Ｉｍｖｄ＋Ｉｍｗｄ）／３ （３ｔ）
Ｉｍｕ＝Ｉｍｕｄ−Ｉ０ （３ｕ）
Ｉｍｖ＝Ｉｍｖｄ−Ｉ０ （３ｖ）
Ｉｍｗ＝Ｉｍｗｄ−Ｉ０ （３ｗ）

上記の式（３ｕ）、（３ｖ）、（３ｗ）で、
Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗは、それぞれ、循環電流成分を除去した、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電流を表す。
式（３ｔ）で与えられるＩ０が循環電流成分を表す。

式（３ｔ）〜（３ｗ）で表される演算は、巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗで検出された、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄの和（ベクトル和）の１／３を求めることで、循環電流成分Ｉ０を求め、該循環電流成分Ｉ０を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄから減算することで、循環電流成分が除去された巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗを求める処理を表している。

ステップＳ１０４では、図５の場合と同様に、ステップＳ１０２ｂで算出された巻線電流に対し、図５のステップＳ１０４と同様に、式（１ｕ）、（１ｖ）、（１ｗ）の演算を行うことでインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。

ステップＳ１０６ｂでは、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０５ｂで算出された巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄに基づいてインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。この算出は下記の式（４ｕ）、（４ｖ）、（４ｗ）の関係を利用して行われる。
Ｉｉｕ＝Ｉｍｕｄ （４ｕ）
Ｉｉｖ＝Ｉｍｕｄ （４ｖ）
Ｉｉｗ＝Ｉｍｕｄ （４ｗ）
式（４ｕ）、（４ｖ）、（４ｗ）は、式（２ｕ）、（２ｖ）、（２ｗ）と類似であるが、Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗの代わりにＩｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄが用いられる点で異なる。

図５の処理又は図７の処理で算出されたインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗは、インバータ電流算出部５２３における算出結果として、ＰＷＭ信号生成部５２４に供給される。

ＰＷＭ信号生成部５２４は、３つの相のインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを用いて、インバータ３０をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を出力する。

電流値検出回路６３ｕ、６３ｖ、６３ｗは、それぞれ巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗに接続され、各々巻線電流検出素子で検出された交流電流の大きさを示す直流電圧信号を生成する。

電流値検出回路６３ｕ、６３ｖ、６３ｗの各々は、例えば図８に示されるように、ダイオード６３１と、コンデンサ６３２と、抵抗６３３とを有する。

ダイオード６３１は、対応する巻線電流検出素子６１（図４の６１ｕ、６１ｖ、６１ｗのいずれか）の出力を整流するものであり、そのアノードが、それぞれ対応する巻線電流検出素子６１の第１の出力端子（変流器の巻線の第１の端部）に接続されている。

コンデンサ６３２は、ダイオード６３１から出力される直流電流を平滑化する。コンデンサ６３２はその第１の端子がダイオード６３１のカソードに接続され、第２の端子が巻線電流検出素子の第２の端子（変流器の巻線の第２の端部）に接続されるとともに、グランドに接続されている。

抵抗６３３は、コンデンサ６３２の両端子間に接続され、コンデンサ６３２の電荷を放電する。

電流値検出回路６３ｕ、６３ｖ、６３ｗの各々のコンデンサ６３２の両端子間の電圧Ｓｃは、当該電流値検出回路の出力（電流の大きさを示す電圧信号）Ｓｃｕ、Ｓｃｖ又はＳｃｗとして過電流保護回路７０に供給される。

過電流保護回路７０は、図９に示すように、比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗと、閾値生成回路７２と、合成回路７３とを有する。

電流値検出回路６３ｕ、６３ｖ、６３ｗの出力は、それぞれ比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗの非反転入力端子（＋端子）に供給される。
比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗの反転入力端子（−端子）には、閾値生成回路７２で生成された閾値Ｖｔが供給される。

閾値生成回路７２は、抵抗７２１、７２２から成る分圧回路で構成されている。
抵抗７２１の第１の端部は、制御電源Ｖｄに接続され、抵抗７２１の第２の端部は、抵抗７２２の第１の端部に接続され、抵抗７２２の第２の端部は、グランドに設置されている。
抵抗７２１の第２の端部と抵抗７２２の第１の端部の接続点、即ち分圧ノードからは、分圧回路の分圧比に応じた電圧Ｖｔ、即ち、
Ｖｔ＝Ｖｄ×Ｒ７２２／（Ｒ７２１＋Ｒ７２２） （５）
で与えられる電圧Ｖｔが現れ、この電圧Ｖｔが閾値として、比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗの反転入力端子に供給される。

比較器７１ｕは、電流値信号Ｓｃｕが閾値Ｖｔよりも高ければ、その出力がＨｉｇｈとなり、そうでなければその出力がＬｏｗとなる。
同様に、比較器７１ｖは、電流値信号Ｓｃｖが閾値Ｖｔよりも高ければ、その出力がＨｉｇｈとなり、そうでなければその出力がＬｏｗとなる。
同様に、比較器７１ｗは、電流値信号Ｓｃｗが閾値Ｖｔよりも高ければ、その出力がＨｉｇｈとなり、そうでなければその出力がＬｏｗとなる。

合成回路７３は、比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗによる判定結果を合成する。
図示の例では、合成回路７３は、ダイオードＯＲ回路で構成されており、
比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗのうちの１つ以上の出力がＨｉｇｈとなれば、合成回路７３の出力がＨｉｇｈとなり、そうでなければ、合成回路７３の出力がＬｏｗとなる。

合成回路７３は例えば、抵抗７３１ｕ、７３１ｖ、７３１ｗと、ダイオード７３２ｕ、７３２ｖ、７３２ｗと、抵抗７３３とを有する。
抵抗７３１ｕ、７３１ｖ、７３１ｗは、各々第１の端部が制御電源Ｖｄに接続され、第２の端部が対応する比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗの出力端子に接続されている。
ダイオード７３２ｕ、７３２ｖ、７３２ｗは、アノードがそれぞれ対応する比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗの出力端子に接続され、カソードがすべて抵抗７３３の第１の端部に接続されている。
抵抗７３３の第２の端部はグランドに接続されている。

抵抗７３３の第１の端部に現れる信号が、合成回路７３の出力、従って、過電流保護回路７０の出力である。

過電流保護回路７０の出力は、ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎに供給されるとともに、マイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに供給される。

ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎに信号が供給されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、インバータ駆動回路３２がインバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。
また、マイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに信号が供給されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、強制遮断部５２５の動作により、ＰＷＭ信号生成部５２４からのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力が停止され、その結果、インバータ駆動回路３２には、ＰＷＭ信号が供給されなくなる。すると、インバータ駆動回路３２は、インバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。
インバータ３０のそれぞれのアームのスイッチング素子がオフとなると、インバータ３０は交流電力を出力しない状態（停止状態）となる。
上記のように、合成回路７３の出力がＨｉｇｈとなると、インバータを停止させる処理が二重に行われる。

変形例.
上記の実施の形態１では、合成回路７３がダイオードＯＲ回路で構成されているが、代わりに、トランジスタ、例えばＭＯＳトランジスタを組み合わせることで構成されたＯＲ回路で構成されていても良い。

以上のように、本実施の形態では、インバータ電流ではなく、電動機の巻線電流を検出するので、スター結線時のみならず、デルタ結線時にも、巻線電流を正確に検出することができる。そのため、永久磁石の減磁を防ぎつつ、電動機を限界まで動作させることができる。
また、検出した巻線電流から循環電流成分を除去したうえでインバータ出力電流を算出し、算出されたインバータ出力電流をＰＷＭ制御に用いているので、ＰＷＭ制御を高精度で行うことができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、３つの相の巻線に対して、それぞれ巻線電流検出素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗを設けているが、１つ又は２つの相にのみ巻線電流検出素子を設けることとしてもよい。その場合の構成の一例を図１０に示す。図示の例では、３つの相のうちの一つ、具体的にはＵ相に対してのみ、巻線電流検出素子６１ｕが設けられている。

この場合、循環電流成分の除去は図５を参照して説明したのと同様に、フィルタリングを施すことで行うことができる。或いは、上記のように、周波数領域への変換した上で不要周波数成分を除去し、時間領域へ戻す処理で行うことができる。

また、インバータ電流算出部５２３では、一つの相のインバータ出力電流から他の相のインバータ出力電流を推定する。例えば、１つの相のインバータ出力電流に対して位相が２π／３遅れたもの、４π／３遅れたものをそれぞれ他の２つの相の電流と推定することとしてもよい。

また過電流保護回路７０では、１つの相の巻線電流のみから、過電流となったか否かの判定を行う。この場合、比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗのうちの一つのみが用いられ、合成回路７３は不要となる。

実施の形態３．
実施の形態１では、図１の構成では、巻線電流を検出して、巻線の過電流保護を行っているが、図１１に示すようにインバータ３０の入力電流（母線電流）をも検出することとしてもよい。
母線電流の検出は、母線に挿入された抵抗Ｒ６５の電圧降下の測定により行うことができる。
この場合、検出した母線電流の値をも過電流保護に利用することができる。
検出した母線電流の値はさらに、インバータ３０のアーム短絡保護にも利用が可能である。母線電流の検出をも行うことで、信頼性の高いシステムを実現することができる。

実施の形態４．
図１、図１０、図１１の構成では結線切替手段４０として、切替スイッチを用いている。代わりに、常閉スイッチと常開スイッチとの組み合わせで結線切替手段を構成してもよい。その場合の結線切替手段の構成例を図１２に示す。

図１２の構成では、切替スイッチ４１ｕの代わりに常閉スイッチ４６ｕと常開スイッチ４７ｕとの組合せが用いられ、切替スイッチ４１ｖの代わりに常閉スイッチ４６ｖと常開スイッチ４７ｖとの組合せが用いられ、切替スイッチ４１ｗの代わりに常閉スイッチ４６ｗと常開スイッチ４７ｗとの組合せが用いられている。

図示のように、常閉スイッチ４６ｕ、４６ｖ、４６ｗが閉じ（オンしており）、常開スイッチ４７ｕ、４７ｖ、４７ｗが開いた（オフしている）状態では、電動機はスター結線されており、図示とは逆に、常閉スイッチ４６ｕ、４６ｖ、４６ｗが開き、常開スイッチ４７ｕ、４７ｖ、４７ｗが閉じた状態では、電動機はデルタ結線されている。

結線切替手段４０で用いるスイッチとしては、オン時の導通損失が小さいものが好適であり、リレー、コンタクタ等の機械スイッチが好適である。
しかしながら、図１２に示すように、常閉スイッチと常開スイッチとの組合せを用いる場合、ＳｉＣやＧａＮといったＷＢＧ半導体を用いてもよい。これらは、オン抵抗が小さく、低損失で素子発熱も少ない。これらはまた、切替え動作を高速に行うことができる。従って、電動機の駆動中に結線状態を切替えるには半導体で構成した方が好適である。

また、電動機が空気調和機の圧縮機の駆動に用いられるものである場合であって、図１２に示すように、常閉スイッチと常開スイッチとの組合せを用いる場合、圧縮機の負荷が小さいときに用いられる結線状態（例えばスター結線状態）が選択された際にオンとなるスイッチとして、ノーマリオン型の半導体スイッチを用いるのが望ましい。そのようにすることで、軽負荷時の損失を低減することができ、運転時間のうち軽負荷での運転が占める割合が高い空気調和機の圧縮機の駆動に用いられる電動機に適用した場合に、総合的効率が高くなるからである。

４ 電動機、 ４ｕ、４ｖ、４ｗ 巻線、 １０ インバータ基板、 １２ ＩＰＭ、 ２０ コンバータ、 ３０ インバータ、 ３２ インバータ駆動回路、 結線切替手段、 ５０ 制御装置、 ５２ マイコン、 ５２１ 結線切替制御部、 ５２２ Ａ／Ｄ変換部、 ５２３ インバータ電流算出部、 ５２４ ＰＷＭ信号生成部、 ５２５ 強制遮断部、 ６０ 電流検出回路、 ６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ 巻線電流検出素子（変流器）、 ６２ｕ、６２ｖ、６２ｗ 信号変換回路、 ６３ｕ、６３ｖ、６３ｗ 電流値検出回路、 ７０ 過電流保護回路、 ７１ｕ、７１ｖ、７１ｗ 比較器、 ７２ 閾値生成回路、 ７３ 合成回路。

Ａ／Ｄ変換部５２２は、後述のようにして検出された巻線電流を示す信号を、デジタル信号に変換する。
インバータ電流算出部５２３は、Ａ／Ｄ変換部５２２の出力に基づいて、かつ結線選択信号Ｓｗを参照して、インバータ出力電流を求める。

ステップＳ１０３では、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０２の処理で循環電流成分が除去されたデータの時系列に基づいて、３つの相のそれぞれの巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗを算出する。ここで、各相の巻線電流は、当該相の巻線の第１の端部から第２に端部へと流れる電流と定義される。

続いて、ステップＳ１０６では、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０５で算出された巻線電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗに基づいてインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。この算出は下記の式（２ｕ）、（２ｖ）、（２ｗ）の関係を利用して行われる。
Ｉｉｕ＝Ｉｍｕ （２ｕ）
Ｉｉｖ＝Ｉｍｖ （２ｖ）
Ｉｉｗ＝Ｉｍｗ （２ｗ）

ステップＳ１０６ｂでは、インバータ電流算出部５２３は、ステップＳ１０５ｂで算出された巻線電流Ｉｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄに基づいてインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを算出する。この算出は下記の式（４ｕ）、（４ｖ）、（４ｗ）の関係を利用して行われる。
Ｉｉｕ＝Ｉｍｕｄ （４ｕ）
Ｉｉｖ＝Ｉｍｖｄ （４ｖ）
Ｉｉｗ＝Ｉｍｗｄ （４ｗ）
式（４ｕ）、（４ｖ）、（４ｗ）は、式（２ｕ）、（２ｖ）、（２ｗ）と類似であるが、Ｉｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗの代わりにＩｍｕｄ、Ｉｍｖｄ、Ｉｍｗｄが用いられる点で異なる。

ダイオード６３１は、対応する巻線電流検出素子６１（図４の６１ｕ、６１ｖ、６１ｗのいずれか）の出力を整流するものであり、そのアノードが、対応する巻線電流検出素子６１の第１の出力端子（変流器の巻線の第１の端部）に接続されている。

閾値生成回路７２は、抵抗７２１、７２２から成る分圧回路で構成されている。
抵抗７２１の第１の端部は、制御電源Ｖｄに接続され、抵抗７２１の第２の端部は、抵抗７２２の第１の端部に接続され、抵抗７２２の第２の端部は、グランドに接続されている。
抵抗７２１の第２の端部と抵抗７２２の第１の端部の接続点、即ち分圧ノードからは、分圧回路の分圧比に応じた電圧Ｖｔ、即ち、
Ｖｔ＝Ｖｄ×Ｒ７２２／（Ｒ７２１＋Ｒ７２２） （５）
で与えられる電圧Ｖｔが現れ、この電圧Ｖｔが閾値として、比較器７１ｕ、７１ｖ、７１ｗの反転入力端子に供給される。

４ 電動機、 ４ｕ、４ｖ、４ｗ 巻線、 １０ インバータ基板、 １２ ＩＰＭ、 ２０ コンバータ、 ３０ インバータ、 ３２ インバータ駆動回路、 ４０ 結線切替手段、 ５０ 制御装置、 ５２ マイコン、 ５２１ 結線切替制御部、 ５２２ Ａ／Ｄ変換部、 ５２３ インバータ電流算出部、 ５２４ ＰＷＭ信号生成部、 ５２５ 強制遮断部、 ６０ 電流検出回路、 ６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ 巻線電流検出素子（変流器）、 ６２ｕ、６２ｖ、６２ｗ 信号変換回路、 ６３ｕ、６３ｖ、６３ｗ 電流値検出回路、 ７０ 過電流保護回路、 ７１ｕ、７１ｖ、７１ｗ 比較器、 ７２ 閾値生成回路、 ７３ 合成回路。

Claims (10)

1. 電動機の巻線の結線状態を、スター結線状態又はデルタ結線状態に切替える結線切替手段と、
   前記電動機に交流電力を供給して、前記電動機を運転させるインバータと、
   前記結線切替手段に結線の切替えを行わせ、前記インバータを制御する制御装置と、
   前記巻線のうちの１又は２以上の巻線に対応して設けられ、各々対応する巻線に流れる電流を検出する１又は２以上の巻線電流検出素子と、
   前記巻線電流検出素子で検出された電流が過大になったときに、前記インバータを停止させる過電流保護回路とを備え、
   前記制御装置は、前記巻線電流検出素子で検出された巻線電流から、デルタ結線時の循環電流成分を除去した上で、前記インバータの出力電流を算出し、算出されたインバータ出力電流を用いて前記インバータの制御を行う
   電動機駆動装置。
2. 前記制御装置は、前記巻線電流検出素子で検出された電流に対し、帯域通過フィルタリングを施すことで、前記循環電流成分の除去を行うことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記巻線電流検出素子が３つの相の巻線に対してそれぞれ設けられており、
   前記制御装置は、前記３つの相に対してそれぞれ設けられた巻線電流検出素子で検出された３つの巻線の電流のベクトル和の１／３を、前記３つの巻線の電流からそれぞれ減算することで、前記循環電流成分の除去を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
4. 前記過電流保護回路は、
   それぞれ前記巻線に対応して設けられ、それぞれ前記巻線電流検出素子で検出された電流が、閾値を超えたか否かの判定を行う第１乃至第３の比較器と、
   前記第１乃至第３の比較器での判定結果を合成する合成回路と
   を備える請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記合成回路は、前記第１乃至第３の比較器の判定結果の論理和を求めるＯＲ回路で構成されていることを特徴とする請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記閾値として、スター結線時も、デルタ結線時も同じ値が用いられることを特徴とする請求項４又は５に記載の電動機駆動装置。
7. 前記インバータの入力側の電流を検出する母線電流検出素子をさらに有することを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
8. 前記制御装置は、前記母線電流検出素子で検出した母線電流に基づいてインバータのアーム短絡に対する保護を行うことを特徴とする請求項７に記載の電動機駆動装置。
9. 前記結線切替手段のスイッチ素子が半導体素子で構成されていることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
10. 前記半導体素子としてＷＢＧ半導体素子が用いられていることを特徴とする請求項９に記載の電動機駆動装置。

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