JPWO2016052042A1 - スタートアップ回路 - Google Patents

Abstract

ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｐ５）とＰチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｐ６）とＮチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｎ３）とを直列に接続した回路を電流経路（Ｓ３）とする。定電流回路（１００）の起動後、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｎ３）をオンとし、電流経路（Ｓ３）に動作電流Ｉｘを流して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｎ４）をオフとし、スタートアップ電流Ｉｓを遮断する。スタートアップ電流Ｉｓの遮断後、ノードＶ５の電圧（定電流回路（１００）の動作時のバイアス電圧）によりＰチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｐ６）のゲート電圧を制御し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｐ５）のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓを小さくして、電流経路（Ｓ３）を流れる動作電流Ｉｘを制限する。

Description

この発明は、定電流を生成する定電流回路に対して電源電圧の供給開始時にスタートアップ電流を供給するスタートアップ回路に関する。

従来より、カレントミラーのソース抵抗による電位差を用いた定電流回路（定電流源）では、電源電圧の供給開始時にその起動を確実とするために、スタートアップ回路を設けて、このスタートアップ回路から定電流回路にスタートアップ電流を供給している。

〔定電流回路へのスタートアップ電流の供給の必要性〕
図５にカレントミラーのソース抵抗による電位差を用いた定電流回路の一例を示す。この定電流回路１０１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ１， Ｐ２と抵抗Ｒ１とから構成されている。電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１と抵抗Ｒ１とが直列に接続されて、第１の電流経路Ｓ１を形成し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とが直列に接続されて、第２の電流経路Ｓ２を形成している。

また、この定電流回路１０１では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮ２のゲート同士が接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１とＰ２のゲート同士が接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のドレインとゲートとが互いに接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインとゲートとが互いに接続されている。

このような回路構成とすることによって、定電流回路１０１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮ２で構成される第１のカレントミラー回路とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１とＰ２で構成される第２のカレントミラー回路によって、第１の電流経路Ｓ１と第２の電流経路Ｓ２とに同一の値の電流Ｉが流れるフィードバック回路が形成されている。以下、第１の電流経路Ｓ１に流れる電流Ｉを「左側のカレントミラー電流ＩＬ」と呼び、第２の電流経路Ｓ２に流れる電流Ｉを「右側のカレントミラー電流ＩＲ」と呼ぶ。

この定電流回路１０１では、例えば左側のカレントミラー電流ＩＬと右側のカレントミラー電流ＩＲが０．５μＡで安定するように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮ２のトランジスタサイズと抵抗Ｒ１の抵抗値を選んでいる。しかし、定電流回路１０１には、図６に示すように、電源電圧ＶＤＤがゼロボルトの点から起動するときに、左側のカレントミラー電流ＩＬと右側のカレントミラー電流ＩＲとが等しいところで安定する以外にも、どちらにも電流が流れない電流ゼロの点にも安定点がある。図６では、左側のカレントミラー電流ＩＬと右側のカレントミラー電流ＩＲとが等しいところで安定する点を安定点Ａとして示し、どちらにも電流が流れない電流ゼロの点を安定点Ｂとして示している。

通常は、ノイズや２つの電流経路Ｓ１，Ｓ２のアンバランスのために、電流ゼロの点で安定することは極めて希である。しかし、温度、プロセス、電源などの条件によっては、電流ゼロの点で安定してしまう可能性があり、一度電流ゼロの点で安定してしまうと、定電流回路１０１は二度と立ち上がらなくなってしまう。このため、定電流回路１０１への電源電圧ＶＤＤの供給開始時だけ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２またはＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１に強制的に電流を流すことで、安定点Ａまで持ち上げる必要がある。この安定点Ａまで持ち上げるための電流を「スタートアップ電流」と呼んでいる。また、このスタートアップ電流を供給する回路を「スタートアップ回路」と呼んでいる。

〔従来のスタートアップ回路〕
〔従来例１〕
図７に従来の代表的なスタートアップ回路２０１が設けられた定電流回路１０２（従来例１）を示す。

この例において、定電流回路１０２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１，Ｐ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１，Ｎ２と抵抗Ｒ１とから構成されている。直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１と抵抗Ｒ１とが、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に第１の電流経路Ｓ１を形成する。直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２とが、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に第２の電流経路Ｓ２を形成する。

また、この定電流回路１０２では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１とＰ２のゲート同士が接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮ２のゲート同士が接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートとドレインとが互いに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとドレインとが互いに接続されている。

スタートアップ回路２０１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３により構成されている。すなわち、スタートアップ回路２０１は、定電流回路１０２に対して、このＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートとドレインとの接続ライン（ノードＶ１）に接続し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のソースをＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとドレインとの接続ライン（ノードＶ２）に接続し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲートをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のドレインとの接続ライン（ノードＶ３）に接続することによって、構成されている。

このスタートアップ回路２０１が設けられた定電流回路１０２では、定電流回路１０２への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２の経路にスタートアップ電流Ｉｓが流れる。

すなわち、定電流回路１０２への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、ダイオード接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路でノードＶ２の電圧（ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲート電圧）が上昇するため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２がオンとなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２に確実に電流が流れる。

そして、このスタートアップ電流Ｉｓの供給を受けて定電流回路１０２が起動し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１、抵抗Ｒ１の経路Ｓ１で左側のカレントミラー電流ＩＬが流れると、ノードＶ３の電圧、すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート電圧が下降するため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオフとなり、定電流回路１０２へのスタートアップ電流Ｉｓの供給が遮断される。

〔従来例２〕
図８に従来のスタートアップ回路の別の例を含む定電流回路（従来例２）を示す。この例では、定電流回路１０２に対して、インバータ回路ＩＮＶ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３とから構成されるスタートアップ回路２０２が設けられている。

このスタートアップ回路２０２において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートとＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のゲートとの接続ライン（ノードＶ１）に接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のソースは、接地ラインＬ２に接続されている。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲートは、インバータ回路ＩＮＶ１の出力側に接続されている。インバータ回路ＩＮＶ１の入力側は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとの接続ライン（ノードＶ２）に接続されている。

このスタートアップ回路２０２が設けられた定電流回路１０２では、定電流回路１０２への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路にスタートアップ電流Ｉｓが流れる。

すなわち、定電流回路１０２への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、インバータ回路ＩＮＶ１からの高レベルのゲート電圧を受けてＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンとなり、ダイオード接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路に電流が流れる。これにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２がオンとなり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２に確実に電流が流れる。

そして、このスタートアップ電流Ｉｓの供給を受けて定電流回路１０２が起動し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２の経路に右側のカレントミラー電流ＩＲが流れると、ノードＶ２の電圧が上昇し、インバータ回路ＩＮＶ１の出力が高レベルから低レベルへと反転するため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオフとなり、定電流回路１０２へのスタートアップ電流Ｉｓの供給が遮断される。

〔従来例３〕
図９に従来のスタートアップ回路の他の例を含む定電流回路（従来例３）を示す（例えば、特許文献１参照）。この例では、定電流回路１０２’に対して、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３，Ｎ４とから構成されるスタートアップ回路２０３が設けられている。

このスタートアップ回路２０３において、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３とは、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に直列に接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲートとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲートとは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとの接続ライン（ノードＶ３）に接続されている。

また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲートが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインとの接続ライン（ノードＶ１）に接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレインが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のドレインとの接続ライン（ノードＶ２）に接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のソースは接地されている。

なお、この例における定電流回路１０２’では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインとゲートとが互いに接続されている。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のドレインとゲートとが互いに接続されている。

このスタートアップ回路２０３が設けられた定電流回路１０２’では、定電流回路１０２’への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４の経路にスタートアップ電流Ｉｓが流れる。

すなわち、電源が投入される前は、ノードＶ１，Ｖ２，Ｖ３が０Ｖ近辺にある。このため、定電流回路１０２’への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３がオンとなり、ノードＶ１の電圧、すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧が上昇して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオンとなる。これにより、ダイオード接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４の経路に電流が流れ、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１に確実に電流が流れる。

そして、このスタートアップ電流Ｉｓの供給を受けて定電流回路１０２’が起動し、抵抗Ｒ１、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２経路に右側のカレントミラー電流ＩＲが流れると、ノードＶ３の電圧（ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート電圧）が上昇するため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンとなり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路に電流Ｉｘが流れる。これにより、ノードＶ１、すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧が下降し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオフとなり、定電流回路１０２’へのスタートアップ電流Ｉｓの供給が遮断される。

なお、このスタートアップ回路２０３では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路が第３の電流経路Ｓ３となり、この第３の電流経路Ｓ３にＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４をオフとするための電流Ｉｘが動作電流として流れる。この動作電流Ｉｘは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のオフ状態を維持するために、定電流回路１０２’の起動後も流れ続ける。

図７に示した従来例１のスタートアップ回路２０１では、定電流回路１０２を正常に動作させるために、定電流回路１０２の起動後、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３をオフとして、定電流回路１０２へのスタートアップ電流Ｉｓの供給を遮断しなければならない。

このために、このスタートアップ回路２０１では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲート電圧とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲート電圧を正しく設定し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート電圧がソース電圧よりも低くなるようにする必要がある。

しかしながら、このスタートアップ回路２０１では、定電流回路１０２の電源電圧ＶＤＤの使用範囲を広くしたい場合、例えば電源電圧ＶＤＤが５Ｖ〜１８Ｖまでの動作を予定しているような場合、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲート電圧とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲート電圧とを、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３をオフ状態にするように設定することができない。このため、従来例１のスタートアップ回路２０１は、電源電圧ＶＤＤの使用範囲を広くする場合には採用することができない。

図８に示した従来例２のスタートアップ回路２０２では、インバータ回路ＩＮＶ１を使用して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３をオン／オフする。このスタートアップ回路２０２では、定電流回路１０２の電源電圧ＶＤＤの使用範囲が広い場合、インバータ回路ＩＮＶ１の閾値電圧を適切に設定することができない。このため、従来例２のスタートアップ回路２０２も、電源電圧ＶＤＤの使用範囲を広くする場合には採用することができない。

なお、図８において、インバータ回路ＩＮＶ１に代えて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４（図示せず）を使用し、このＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレインを抵抗を介して電源電圧ＶＤＤに接続する方法もある。しかし、起動後にＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート電圧を低レベルとするためには、この抵抗を相当の高抵抗としてＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレイン電流を小さくしなければならない。高抵抗を集積回路上で実現するには大きな面積が必要になるためコスト高となるため、この方法も好ましくない。

図９に示した従来例３のスタートアップ回路２０３では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲートをノードＶ３に接続しているので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲートを接地する場合と比較して、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを小さくすることができる。

このため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３の電流供給能力が小さくなり、電源電圧ＶＤＤが高くなってもノードＶ１の電圧が大きく引き上げられることがなく、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲートを接地する場合に比べ、より確実にＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４をオフ状態とさせることができる。

しかしながら、この従来例３のスタートアップ回路２０３では、電源電圧ＶＤＤの上昇する量には限度がある。すなわち、電源電圧ＶＤＤが上昇すれば、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが広がるため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３を流れる電流が増える。その結果、ノードＶ１の電圧（ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧）が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４をオフ状態とすることができないことがある。このため、従来例３のスタートアップ回路２０３も、電源電圧ＶＤＤの使用範囲を広くする場合には採用することができない。

特開２００２−６４３７４号公報

本発明は、このような問題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、電源電圧の使用範囲を広くすることが可能なスタートアップ回路を提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、電源電圧の供給を受けて定電流を生成する定電流回路に対して電源電圧の供給開始時にスタートアップ電流を供給するスタートアップ回路において、電源電圧の供給開始時にオンとされ定電流回路にスタートアップ電流を供給するスイッチング素子と、定電流回路の起動後、スイッチング素子をオフとして、定電流回路へのスタートアップ電流の供給を遮断するスタートアップ電流遮断回路とを備え、スタートアップ電流遮断回路は、スイッチング素子をオフとするための電流が動作電流として流れる電流経路と、電流経路に動作電流が流れることによってスイッチング素子がオフとされた後、この電流経路に流れる動作電流を制限する動作電流制限素子とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、電源電圧の供給開始時にスイッチング素子がオンとされ、定電流回路にスタートアップ電流が供給される。そして、このスタートアップ電流の供給を受けて定電流回路が起動した後、電流経路に動作電流が流れてスイッチング素子がオフとされ、定電流回路へのスタートアップ電流の供給が遮断される。本発明では、このスイッチング素子のオフ後、電流経路に流れる動作電流が制限される。

本発明では、スイッチング素子のオフ後、電流経路を流れる動作電流が制限される。すなわち、スイッチング素子のオフ後、電流経路を流れる動作電流が小さくなる。これにより、広範囲の電源電圧に対して、電流経路中のノードの電圧がスイッチング素子の閾値電圧を超えることがないようにして、スイッチング素子を確実にオフ状態とすることが可能となる。

本発明によれば、電源電圧の供給開始時にオンとされ定電流回路にスタートアップ電流を供給するスイッチング素子と、定電流回路の起動後、スイッチング素子をオフとして、定電流回路へのスタートアップ電流の供給を遮断するスタートアップ電流遮断回路とを設け、スタートアップ電流遮断回路を、スイッチング素子をオフとするための電流が動作電流として流れる電流経路と、電流経路に動作電流が流れることによってスイッチング素子がオフとされた後、この電流経路に流れる動作電流を制限する動作電流制限素子とで構成するようにしたので、スイッチング素子のオフ後、電流経路を流れる動作電流が制限されるものとなり、広範囲の電源電圧に対して、電流経路中のノードの電圧がスイッチング素子の閾値電圧を超えることがないようにして、スイッチング素子を確実にオフ状態とすることが可能となり、電源電圧の使用範囲を広くすることができるようになる。

図１は、本発明の一実施例に係るスタートアップ回路を含む定電流回路を示す図である。 図２Ａは、本実施例に係るスタートアップ回路がある場合の定電流回路の起動時のカレントミラー電流の変化を示す図である。 図２Ｂは、本実施例に係るスタートアップ回路が無い場合の定電流回路の起動時のカレントミラー電流の変化を示す図である。 図３Ａは、本実施例に係るスタートアップ回路を含む定電流回路の起動時のカレントミラー電流、動作電流およびスタートアップ電流の変化を示す図である。 図３Ｂは、本実施例に係るスタートアップ回路を含む定電流回路の起動時のカレントミラー電流、動作電流およびスタートアップ電流の変化を示す図である。 図４は、本実施例に係るスタートアップ回路を含む定電流回路の他の回路構成を示す図である。 図５は、カレントミラーのソース抵抗による電位差を用いた定電流回路の一例を示す図である。 図６は、図５に示す定電流回路における２つの安定点を示す図である。 図７は、従来のスタートアップ回路を含む定電流回路（従来例１）を示す図である。 図８は、従来のスタートアップ回路の別の例を含む定電流回路（従来例２）を示す図である。 図９は、従来のスタートアップ回路の他の例を含む定電流回路（従来例３）を示す図である。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例に係るスタートアップ回路を含む定電流回路を示す図である。

図１において、定電流回路１００は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ４と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１，Ｎ２と、抵抗Ｒ１とから構成されている。直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１と抵抗Ｒ１とが、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に接続されて、第１の電流経路Ｓ１を形成する。直列に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２とが、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に接続されて、第２の電流経路Ｓ２を形成する。

また、この定電流回路１００では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１とＰ２のゲート同士が接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３とＰ４のゲート同士が接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮ２のゲート同士が接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートとドレインとは互いに接続されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲートとドレインとは互いに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとドレインとは互いに接続されている。

図１において、定電流回路１００に設けられた本実施例に係るスタートアップ回路２００は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５，Ｐ６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３，Ｎ４とから構成されている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３とからなる直列回路Ｓ３が、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に接続されている。

このスタートアップ回路２００では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレインをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲートとドレインとの接続ライン（ノードＶ１）に接続し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のソースをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のドレインとの接続ライン（ノードＶ２）に接続し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲートをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインとの接続ライン（ノードＶ３）に接続している。

また、このスタートアップ回路２００では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のゲートをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレインとの接続ライン（ノードＶ４）に接続し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のゲートをＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレインとノードＶ１との接続ライン（ノードＶ５）に接続し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲートをＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のドレインとの接続ライン（ノードＶ６）に接続している。

このスタートスタートアップ回路２００において、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に設けられたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３とからなる直列回路Ｓ３が、本発明でいう「電流経路」に相当し（以下、この直列回路Ｓ３を「第３の電流経路Ｓ３」と呼ぶ。）、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５が「第１のトランジスタ」に相当し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６が「第２のトランジスタ」に相当する。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４が、本発明でいう「スイッチング素子」に相当し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６が「動作電流制限素子」に相当し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３を含む第３の電流経路Ｓ３の回路構成ＣＢが「スタートアップ電流遮断回路」に相当する。この回路構成ＣＢをスタートアップ電流遮断回路と呼ぶ。

このスタートアップ回路２００では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４によって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２に定電流回路１００の起動時のスタートアップ電流Ｉｓを供給する。起動後に速やかにＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオフ状態となるように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のソースをＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲート（ドレイン）に接続している。起動後にＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４をオフ状態にするのは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３で行う。

このＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレイン電流は、ダイオード接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５から供給する。但し、単純にＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５をダイオード接続しただけでは電源電圧ＶＤＤが１８ＶになったときにＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレイン電流が大きくなってしまう。このＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレイン電流を少なくするために、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のトランジスタサイズのＬ長を大きくすることも考えられるが、チップサイズが大きくなるためコストに影響してしまう。

そこで、本実施例では、定電流回路１００の起動後、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６によって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓを小さくすることで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５を飽和領域からリニア領域の使用に変えて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５に流れる電流を絞り、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３に流れるドレイン電流を制限する。

このスタートアップ回路２００の電源供給開始時の動作は、以下の通りである。
先ず、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２の電流はゼロの状態であるため、この電流がゼロの状態から抜け出させるために、電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１から、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２を介して、接地ラインＬ２に至る電流経路を作る。ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧は、定電流回路１００の起動直後にはＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５を介して電源側に引き寄せられる。これにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオンとなって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲート（ノードＶ１）とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲート（ノードＶ２）とがつながる。

すなわち、電源が投入される前は、ノードＶ１〜Ｖ６は０Ｖ近辺にある。このため、定電流回路１００への電源電圧ＶＤＤの供給開始時、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５，Ｐ６がオンとなり、ノードＶ３の電圧、すなわちＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧が上昇して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオンとなる。これにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２からなる経路にスタートアップ電流Ｉｓが流れる。

一旦ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２に電流が流れると、定電流回路１００はカレントミラーとして動作するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２を含む第２の電流経路Ｓ２に流れるカレントミラー電流ＩＲは、トランジスタサイズと抵抗値によって決められた電流値になる。このとき、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート電圧が上昇することで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンとなり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５から供給される電流よりも大きくドライブできるようにＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３をサイズ設定しておくことで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のスイッチとしての動作が停止する。

すなわち、スタートアップ電流Ｉｓの供給を受けて定電流回路１００が起動すると、第２の電流経路Ｓ２に流れるカレントミラー電流ＩＲによって、ノードＶ６の電圧、すなわちＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート電圧が上昇し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンとなる。これにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路を第３の電流経路Ｓ３として、動作電流Ｉｘが流れる。これにより、ノードＶ３の電圧（ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧）が下降し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオフとなり、定電流回路１００へのスタートアップ電流Ｉｓの供給が遮断される。

このスタートアップ回路２００を広い電源電圧で動作させるために、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５の電流値よりも、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の電流ドライブ能力が高くなるように、そのトランジスタサイズだけで決定するのでは、バラツキ誤差が大きくなってしまう。そこで、本実施例では、定電流回路１００の動作時のバイアス電圧でＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のゲート電圧を制御することで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓを小さくする。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５は、ドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓが小さくなることで、リニア領域に入り、そこを流れる電流が絞られる。

すなわち、第３の電流経路Ｓ３に動作電流Ｉｘが流れ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオフとされると、ノードＶ５の電圧（ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のゲート電圧）がＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１、抵抗Ｒ１の経路、すなわち第１の電流経路Ｓ１に流れるカレントミラー電流ＩＬによって規定される電圧（定電流回路１００の動作時のバイアス電圧）となる。これにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓが小さくなり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６のソースの電位が高まって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓが小さくなり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５がリニア領域に入り、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５を流れる電流が絞られる。

このようにして、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオフとされた後、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３に流れるドレイン電流が制限されるものとなり、すなわち第３の電流経路Ｓ３に流れる動作電流Ｉｘが制限されるものとなり、広範囲の電源電圧ＶＤＤに対して、第３の電流経路Ｓ３中のノードＶ３の電圧（ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート電圧）がＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４の閾値電圧を超えることがないようにして、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４を確実にオフ状態とすることが可能となる。

すなわち、定電流回路１００の起動後は、常にＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４をオフにする必要があるため、第３の電流経路Ｓ３には動作電流Ｉｘを常に流す。この場合、本実施例では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６によってＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５の電流が絞られているため、第３の電流経路Ｓ３に流れる動作電流Ｉｘが小さくなる。これにより、広範囲の電源電圧ＶＤＤに対して、第３の電流経路Ｓ３中のノードＶ３の電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４の閾値電圧を超えることがないようになり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４が確実にオフ状態とされるものとなる。

このようにして、本実施例に係るスタートアップ回路２００では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４をオフとして定電流回路１００へのスタートアップ電流Ｉｓを遮断した後、第３の電流経路Ｓ３に流れる動作電流Ｉｘが制限され、広範囲の電源電圧ＶＤＤに対して、第３の電流経路Ｓ３中のノードＶ３の電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４の閾値電圧を超えることがないようにして、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４を確実にオフ状態とし、電源電圧ＶＤＤの使用範囲を広くすることができるようになる。また、本実施例では、第３の電流経路Ｓ３に流れる動作電流Ｉｘが制限されるので、消費電力も少なくなる。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のサイズを小さくすることができ、コストダウンを図ることも可能となる。

〔シミュレーション結果〕
本実施例に係るスタートアップ回路２００の効果を確認するために、スタートアップ回路２００の有無を同時にシミュレーションした。まず、電源電圧ＶＤＤを０Ｖから１８ＶまでをＤＣ的に与えたときの、定電流回路１００に流れる電流を解析するＤＣ解析を行った。

図２Ａにスタートアップ回路２００が有る場合のカレントミラー電流ＩＬ、ＩＲを示し、図２Ｂにスタートアップ回路２００が無い場合のカレントミラー電流ＩＬ、ＩＲを示す。なお、図２Ａには、第３の電流経路Ｓ３に流れる動作電流Ｉｘも合わせて示している。

図２Ａ，図２Ｂにおけるカレントミラー電流ＩＬ，ＩＲの波形を見るように、スタートアップ回路２００の有無で差はない。すなわち、スタートアップ回路２００が、起動後の定電流回路１００の電流値に影響を与えていないことが分かる。

次に、電源電圧ＶＤＤを０Ｖから１８Ｖまで時間変化するときのスタートアップ回路２００が付加された定電流回路１００の過渡解析を行った。ここでは、電源電圧ＶＤＤを１００μｓの時間で立ち上げる過渡解析を行った。図３Ａに起動直後のカレントミラー電流ＩＬ、ＩＲおよび動作電流Ｉｘを示し、図３Ｂに起動直後のスタートアップ電流Ｉｓを示す。

スタートアップ回路２００のＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオンとされることによって、スタートアップ電流Ｉｓが流れて定電流回路１００が起動し、その結果、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンとなる。このＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のオンによって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４がオフとされ、定電流回路１００へのスタートアップ電流Ｉｓの供給が遮断され、このときの定電流回路１００からのバイアス電圧をゲート電圧として受けるＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６によって、第３の電流経路Ｓ３を流れる動作電流Ｉｘが制限されていることが確認できる。

なお、上述した実施例では、説明を分かり易くするために、スタートアップ回路２００を含む定電流回路１００の回路構成として最も単純な形を示したが、より実際的には、カレントミラーの特性を向上させるために、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタもカスコード型とすることもできる。図４に、定電流回路１００においてカスコード型のＮチャンネルＭＯＳトランジスタを用いた場合の回路構成を示す。

図４において、図３と同じトランジスタには同じ符号を付している。図４では、電源電圧ＶＤＤの動作範囲を広げるために、定電流回路１００は、よく知られたカスコード型のカレントミラー回路としている。この定電流回路１００では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ７とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ８とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ７とを直列に接続した回路を電源電圧ＶＤＤの供給ラインＬ１と接地ラインＬ２との間に接続し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ７によりＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲート電圧を設定している。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５とＮ６を追加することによって、カレントミラーとしての出力抵抗をあげて、電源電圧ＶＤＤの変動の影響を少なくしている。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートとの接続点の電圧およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のゲートとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ６のゲートとの接続点の電圧をバイアス電圧として、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ７およびＮ８のゲートに与えるようにしている。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインを接続してダイオード接続とする代わりに、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のドレインに接続されている。またＰチャンネルＰ３のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ７のドレインに接続されている。

この回路構成では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ７、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ６、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２の経路にスタートアップ電流Ｉｓが流れ、図３同様にＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ６、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３の経路に動作電流Ｉｘが流れる。

図４に示した回路構成は、電源電圧ＶＤＤの設定範囲を広げ、電源変動による電流変動の影響を低減する改良であり、そのことでスタートアップ電流の経路に変化があるが、定常動作後にスタートアップ電流を流れなくし、その遮断電流も低減させるという本発明の動作には本質的に何ら変わりはない。

〔実施例の拡張〕
以上、実施例を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の技術思想の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

本発明は、定電流を生成する定電流回路に対して電源電圧の供給開始時にスタートアップ電流を供給するスタートアップ回路として利用することが可能である。

１００…定電流回路、２００…スタートアップ回路、Ｐ１〜Ｐ６…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｎ１〜Ｎ４…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｓ１…第１の電流経路、Ｓ２…第２の電流経路、Ｓ３…第３の電流経路、ＣＢ…スタートアップ電流遮断回路、Ｖ１〜Ｖ６…ノード、Ｌ１…電源供給ライン、Ｌ２…接地ライン。

Claims (4)

1. 電源電圧の供給を受けて定電流を生成する定電流回路に対して前記電源電圧の供給開始時にスタートアップ電流を供給するスタートアップ回路において、
   前記電源電圧の供給開始時にオンとされ前記定電流回路に前記スタートアップ電流を供給するスイッチング素子と、
   前記定電流回路の起動後、前記スイッチング素子をオフとして、前記定電流回路への前記スタートアップ電流の供給を遮断するスタートアップ電流遮断回路とを備え、
   前記スタートアップ電流遮断回路は、
   前記スイッチング素子をオフとするための電流が動作電流として流れる電流経路と、
   前記電流経路に前記動作電流が流れることによって前記スイッチング素子がオフとされた後、この電流経路に流れる前記動作電流を制限する動作電流制限素子と
   を備えることを特徴とするスタートアップ回路。
2. 請求項１に記載されたスタートアップ回路において、
   前記動作電流制限素子は、
   前記スイッチング素子がオフとされた後、前記定電流回路の動作時のバイアス電圧を受けて、前記電流経路に流れる前記動作電流を制限する
   ことを特徴とするスタートアップ回路。
3. 請求項２に記載されたスタートアップ回路において、
   前記電流経路は、
   直列に接続された第１のトランジスタと第２のトランジスタとを備え、
   前記動作電流制限素子は、
   前記電流経路中の前記第２のトランジスタとされ、
   前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとは、
   前記第１のトランジスタのゲートが前記第２のトランジスタのドレインに接続され、前記第１のトランジスタのドレインが前記第２のトランジスタのソースに接続され、前記第２のトランジスタのゲートに前記定電流回路の動作時のバイアス電圧が与えられる
   ことを特徴とするスタートアップ回路。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載されたスタートアップ回路において、
   前記スイッチング素子は、トランジスタである
   ことを特徴とするスタートアップ回路。

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