JPS631026B2 - - Google Patents
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- JPS631026B2 JPS631026B2 JP6133880A JP6133880A JPS631026B2 JP S631026 B2 JPS631026 B2 JP S631026B2 JP 6133880 A JP6133880 A JP 6133880A JP 6133880 A JP6133880 A JP 6133880A JP S631026 B2 JPS631026 B2 JP S631026B2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 33
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はスイツチングレギユレータの改良に
関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improvements in switching regulators.
第１図は周知の共振型スイツチングレギユレー
タである。直流電源１１にはコンデンサ１２が並
列接続され、この電源１１の正極端には電力を伝
送するコンバータトランス１３の一次巻線n1の一
端部が接続される。この一次巻線n1の他端部には
第１のスイツチ素子例えばトランジスタ１４のコ
レクタが接続され、このトランジスタ１４のエミ
ツタは前記電源１１の負極端に接続される。この
トランジスタ１４のコレクタ−エミツタ間には前
記一次巻線n1とともに共振回路を構成するコンデ
ンサ１５が並列接続され、このコンデンサ１５に
はダンパ用ダイオード１６が並列接続される。 FIG. 1 shows a well-known resonant switching regulator. A capacitor 12 is connected in parallel to the DC power source 11, and one end of a primary winding n1 of a converter transformer 13 for transmitting power is connected to the positive end of the power source 11. The collector of a first switch element, such as a transistor 14, is connected to the other end of the primary winding n1 , and the emitter of the transistor 14 is connected to the negative terminal of the power source 11. A capacitor 15 forming a resonant circuit together with the primary winding n1 is connected in parallel between the collector and emitter of the transistor 14, and a damper diode 16 is connected in parallel to the capacitor 15.
一方、前記トランス１３の二次巻線n2の一端部
にはダイオード１７のアノードが接続され、カソ
ードはコンデンサ１８に介して前記二次巻線n2の
他端部に接続される。前記コンデンサ１８の両端
部には負荷１９が接続される。前記ダイオード１
７のカソードは制御回路２０を介して前記トラン
ジスタ１４のベースに接続され、この制御回路２
０によりトランジスタ１４のオン、オフの繰返し
周期およびオン、オフの時比率が同時に制御され
る。 On the other hand, an anode of a diode 17 is connected to one end of the secondary winding n 2 of the transformer 13, and a cathode is connected to the other end of the secondary winding n 2 via a capacitor 18. A load 19 is connected to both ends of the capacitor 18 . The diode 1
The cathode of 7 is connected to the base of the transistor 14 via a control circuit 20, and this control circuit 2
0 simultaneously controls the on/off repetition period and the on/off time ratio of the transistor 14.
上記構成において動作を説明する。トランジス
タ１４がオン状態にされるとトランス１３の一次
巻線n1に磁気エネルギーが蓄積される。このエネ
ルギーはトランジスタ１４がオフ状態にされると
同時に放出され、コンデンサ１５が充電される。
これに伴ないトランス１３の一次電圧は滅少し、
コンデンサ１５の電位が電源１１の電圧とほぼ同
一になつた状態で零となる。コンデンサ１５の電
圧はトランス１３の二次巻線n2の電圧が出力電圧
にロツクされるまで上昇される。電圧がロツクさ
れている間は一次巻線n1に蓄積されたエネルギー
が出力側に放出され、ダイオード１７を介してコ
ンデンサ１８に蓄えられる。そして、一次巻線n1
のエネルギーが零になると、コンデンサ１８の蓄
積エネルギーが一次巻線n1に供給され、このエネ
ルギーも減衰振動して零になる。しかして、再び
トランジスタ１４をオン状態とすると上記動作が
繰返えされる。このトランジスタ１４は負荷１９
の変動に応じて制御回路２０により制御される。
したがつて、一次巻線n1の蓄積エネルギーが制御
されて出力電圧が安定化される。第２図は上記動
作を示すものである。同図ａはトランジスタ１４
のコレクタ−エミツタ間電圧を示し、同図ｂは各
部の電流波形を示すものであり、Ａはトランジス
タ１４のコレクタ電流、Ｂはコンデンサ１５の充
電電流、Ｃはダイオード１７の一次側換算電流、
Ｄはコンデンサ１５の放電電流、Ｅはダイオード
１６のダンパー電流である。また、第３図はコン
デンサ１５の初期電圧を示すもので、同図ａは入
力電圧Ein（電源１１の電圧）と出力電圧Eout（負
荷１９の両端電圧）とがEin＝n1／n2Eoutの関係
にある場合、同図ｂはEin＜n1／n2Eoutの場合、
同図ｃは異常動作の場合である。即ち、同図ｂの
ようにコンデンサ１５の初期電圧が２倍の入力電
圧以上である場合はダンパーダイオード１６で零
にロツクされるが、２倍以下の場合は零にならず
本来のレギユレータ動作からはずれる。また、高
圧出力の場合トランス１３の二次巻線n2に生ずる
浮遊容量が多くなるが、浮遊容量によるエネルギ
ーをトランス１３の磁気エネルギーに変換してい
るため、トランジスタ１４のスイツチング損失が
非常に少ない。 The operation in the above configuration will be explained. When the transistor 14 is turned on, magnetic energy is stored in the primary winding n1 of the transformer 13. This energy is released as soon as transistor 14 is turned off, and capacitor 15 is charged.
As a result, the primary voltage of the transformer 13 decreases,
When the potential of the capacitor 15 becomes almost the same as the voltage of the power supply 11, it becomes zero. The voltage on capacitor 15 is increased until the voltage on secondary winding n2 of transformer 13 is locked to the output voltage. While the voltage is locked, the energy stored in the primary winding n 1 is released to the output side and stored in the capacitor 18 via the diode 17. And the primary winding n 1
When the energy becomes zero, the energy stored in the capacitor 18 is supplied to the primary winding n1 , and this energy also undergoes damped oscillation and becomes zero. Then, when the transistor 14 is turned on again, the above operation is repeated. This transistor 14 is a load 19
It is controlled by the control circuit 20 in accordance with the fluctuation of.
Therefore, the stored energy in the primary winding n1 is controlled and the output voltage is stabilized. FIG. 2 shows the above operation. In the same figure, a shows the transistor 14.
Figure b shows the current waveform of each part, A is the collector current of the transistor 14, B is the charging current of the capacitor 15, C is the primary side converted current of the diode 17,
D is the discharge current of the capacitor 15, and E is the damper current of the diode 16. In addition, Fig. 3 shows the initial voltage of the capacitor 15, and Fig. 3a shows that the input voltage Ein (the voltage of the power supply 11) and the output voltage Eout (the voltage across the load 19) are Ein=n 1 /n 2 Eout. If the relationship is, b in the same figure is Ein<n 1 /n 2 Eout,
Figure c shows the case of abnormal operation. That is, as shown in Figure b, if the initial voltage of the capacitor 15 is more than twice the input voltage, it will be locked to zero by the damper diode 16, but if it is less than twice the input voltage, it will not become zero and the original regulator operation will be interrupted. It comes off. Furthermore, in the case of high voltage output, the stray capacitance generated in the secondary winding n2 of the transformer 13 increases, but since the energy due to the stray capacitance is converted into magnetic energy of the transformer 13, the switching loss of the transistor 14 is extremely small. .
上記のようなスイツチングレギユレータでは入
力電圧や負荷の変動による出力電圧の変動を制御
するため、トランジスタ１４のオン、オフの繰返
し周期と、オン、オフの時比率を同時に制御して
いる。したがつて、制御回路２０の構成が複雑と
なる欠点を有している。 In the switching regulator as described above, in order to control fluctuations in the output voltage due to fluctuations in the input voltage and load, the on/off repetition period and the on/off time ratio of the transistor 14 are simultaneously controlled. Therefore, there is a drawback that the configuration of the control circuit 20 is complicated.
この発明は上記事情に基づいてなされたもの
で、トランスの一次巻線に接続された第１のスイ
ツチ素子のオン時間を最大負荷時に設定し、前記
一次巻線の余剰電流を電源側に帰還する三次巻線
に接続された第２のスイツチ素子のオン時間のみ
を入力、出力状態の変動に応じて制御することに
より、制御回路の構成を簡単化し得るとともに制
御幅が広いスイツチングレギユレータを提供しよ
うとするものである。 This invention was made based on the above circumstances, and sets the ON time of the first switch element connected to the primary winding of the transformer at maximum load, and returns the excess current of the primary winding to the power supply side. By controlling only the on-time of the second switching element connected to the tertiary winding according to fluctuations in the input and output states, the configuration of the control circuit can be simplified and a switching regulator with a wide control range can be created. This is what we are trying to provide.
以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。尚、第１図と同一部分には同一符
号を付し、説明は省略する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. Incidentally, the same parts as in FIG. 1 are given the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
第４図において、トランス１３の一次側には三
次巻線n3が一次巻線n1と逆極性に設けられる。こ
の三次巻線n3の一端部はダイオード４１のアノー
ドに接続され、他端部は前記電源１１の負極端に
接続される。前記ダイオード４１のカソードは第
２のスイツチ素子例えばトランジスタ４２のコレ
クタに接続される。このトランジスタ４２のエミ
ツタは前記電源１１の正極端に接続され、ベース
は制御回路４３の一方出力端に接続される。この
制御回路４３の入力端は前記ダイオード１７のカ
ソードに接続され、他方出力端は前記トランジス
タ１４のベースに接続される。このような構成に
おいて、トランジスタ１４のオン時間な最大負荷
時に対応して固定され、トランジスタ４２のオン
時間は入力、出力状態の変動に応じて制御され
る。即ち、トランジスタ１４は常時最大負荷時の
時間間隔でオンされるから、負荷が減つた場合は
それに相当する一次巻線n1のエネルギーがn3、ダ
イオード４１、トランジスタ４２を介して電源１
１側に帰還される。この帰還量はトランジスタ４
２のオン時間のみの制御で行なわれる。 In FIG. 4, a tertiary winding n 3 is provided on the primary side of the transformer 13 with a polarity opposite to that of the primary winding n 1 . One end of this tertiary winding n 3 is connected to the anode of the diode 41, and the other end is connected to the negative terminal of the power source 11. The cathode of the diode 41 is connected to the collector of a second switch element, such as a transistor 42. The emitter of this transistor 42 is connected to the positive terminal of the power supply 11, and the base is connected to one output terminal of the control circuit 43. The input terminal of this control circuit 43 is connected to the cathode of the diode 17, and the other output terminal is connected to the base of the transistor 14. In such a configuration, the on-time of the transistor 14 is fixed corresponding to the maximum load, and the on-time of the transistor 42 is controlled according to fluctuations in the input and output states. That is, since the transistor 14 is always turned on at the time interval when the load is at its maximum, when the load decreases, the corresponding energy of the primary winding n 1 is transferred to the power supply 1 via n 3 , the diode 41, and the transistor 42.
It is returned to the 1st side. This amount of feedback is
This is done by controlling only the on time of No. 2.
第５図は上記回路の動作を示すものである。同
図ａはトランジスタ１４のコレクタ−エミツタ間
電圧を示し、同図ｂは各部の電流波形を示すもの
であり、Ｆはトランジスタ１４のコレクタ電流
（オン時）、Ｇはコンデンサ１５の充電電流、Ｈは
トランジスタ４２のコレクタ電流（オン時、一次
巻線n1に換算した電流）、Ｉはコンデンサ１５の
充電電流、Ｊはダイオード１７の電流（一次巻線
n1に換算した電流）、Ｋはコンデンサ１５の放電
電流、Ｌはダイオード１６のダンパ電流である。
トランジスタ４２はトランジスタ１４がオフ時に
オン状態となるよう同期制御される。 FIG. 5 shows the operation of the above circuit. Figure a shows the voltage between the collector and emitter of the transistor 14, and Figure b shows the current waveforms at various parts, where F is the collector current of the transistor 14 (when on), G is the charging current of the capacitor 15, and H is the collector current of the transistor 42 (when turned on, the current converted to the primary winding n 1 ), I is the charging current of the capacitor 15, and J is the current of the diode 17 (the current converted to the primary winding
(current converted to n 1 ), K is the discharge current of the capacitor 15, and L is the damper current of the diode 16.
The transistor 42 is synchronously controlled so that it is turned on when the transistor 14 is turned off.
上記構成によれば、トランジスタ１４のオン時
間を最大負荷時に固定し、トランジスタ４２のオ
ン時間を負荷変動に応じて制御し、一次巻線n1の
余剰電流を三次巻線n3を介して電源１１側に帰還
している。したがつて、制御回路４３はトランジ
スタ４２のオン時間のみを制御すればよいため、
従来に比べて回路構成を簡単化することができ、
しかも、負荷変動に対する制御の幅が広くなり一
層出力電圧を安定化することが可能である。 According to the above configuration, the on-time of the transistor 14 is fixed at the maximum load, the on-time of the transistor 42 is controlled according to load fluctuations, and the surplus current of the primary winding n1 is transferred to the power supply via the tertiary winding n3 . He has returned to the 11th side. Therefore, since the control circuit 43 only needs to control the on-time of the transistor 42,
The circuit configuration can be simplified compared to the conventional one,
Moreover, the range of control over load fluctuations is widened, making it possible to further stabilize the output voltage.
尚、この発明は上記実施例に限定されるもので
はなく、第１、第２のスイツチ素子はトランジス
タに限定されず、例えばサイリスタ等を用いても
よい。 It should be noted that the present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and the first and second switch elements are not limited to transistors, and for example, thyristors or the like may be used.
また、第４図ではコンデンサ１５がトランジス
タ１４のエミツタ−コレクタ間に接続された場合
で説明したが、このコンデンサ１５は一次巻線n1
または二次巻線n2の両端間に接続しても同様な動
作が期待できる。 In addition, in FIG. 4, the case where the capacitor 15 is connected between the emitter and the collector of the transistor 14 has been explained, but this capacitor 15 is connected to the primary winding n 1
Alternatively, a similar operation can be expected by connecting it between both ends of the secondary winding n2 .
また、ダイオード１６はトランジスタ１４のベ
ースとアースライン間に接続してもよく、トラン
ジスタ１４のベース−エミツタの逆耐圧を越えて
ダンパー電流を流す場合には省略することも可能
である。 Further, the diode 16 may be connected between the base of the transistor 14 and the earth line, and may be omitted if the damper current exceeds the reverse breakdown voltage between the base and emitter of the transistor 14.
その他、この発明の要旨を変えない範囲で種種
変形実施可能なことは勿論である。 It goes without saying that other modifications can be made without departing from the gist of the invention.
以上、詳述したようにこの発明によれば、制御
回路の構成を簡単化し得るとともに制御幅が広い
スイツチングレギユレータを提供できる。 As described in detail above, according to the present invention, it is possible to simplify the configuration of the control circuit and provide a switching regulator with a wide control range.
第１図は従来のスイツチングレギユレータの一
例を示す回路構成図、第２図ａ，ｂおよび第３図
ａ，ｂ，ｃはそれぞれ第１図の動作を示す波形
図、第４図はこの発明に係わるスイツチングレギ
ユレータの一実施例を示す回路構成図、第５図
ａ，ｂはそれぞれ第４図の動作を説明するために
示す波形図である。
１１……電源、１３……トランス、n1……一次
巻線、n2……二次巻線、n3……三次巻線、１４，
４２……第１、第２のスイツチ素子、１５……コ
ンデンサ、１６……ダイオード、４３……制御回
路。
Fig. 1 is a circuit configuration diagram showing an example of a conventional switching regulator, Fig. 2 a, b and Fig. 3 a, b, c are waveform diagrams showing the operation of Fig. 1, and Fig. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching regulator. FIGS. 5A and 5B are waveform diagrams shown to explain the operation of FIG. 4, respectively. 11...power supply, 13...transformer, n1 ...primary winding, n2 ...secondary winding, n3 ...tertiary winding, 14,
42...First and second switch elements, 15...Capacitor, 16...Diode, 43...Control circuit.
Claims (1)
トランスの一次巻線および電源間に直列接続され
前記トランスの二次巻線側に接続された制御回路
によりオン時間が最大負荷時に対応して設定され
た第１のスイツチ素子と、前記一次巻線と逆極性
に設けられた三次巻線と、この三次巻線および前
記電源間に直列接続され前記制御回路により入力
出力状態の変動に応じてオン時間が制御される第
２のスイツチ素子とを具備したことを特徴とする
スイツチングレギユレータ。1. A converter transformer that transmits power, and a control circuit connected in series between the primary winding of this transformer and a power supply and connected to the secondary winding side of the transformer, the on-time is set corresponding to the maximum load. 1 switch element, a tertiary winding provided with a polarity opposite to that of the primary winding, and the tertiary winding and the power supply are connected in series, and the on-time is controlled by the control circuit according to fluctuations in the input/output state. A switching regulator comprising a second switching element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6133880A JPS56159971A (en) | 1980-05-09 | 1980-05-09 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6133880A JPS56159971A (en) | 1980-05-09 | 1980-05-09 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56159971A JPS56159971A (en) | 1981-12-09 |
| JPS631026B2 true JPS631026B2 (en) | 1988-01-11 |
Family
ID=13168242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6133880A Granted JPS56159971A (en) | 1980-05-09 | 1980-05-09 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56159971A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2583457B2 (en) * | 1990-03-20 | 1997-02-19 | サンケン電気株式会社 | Switching power supply |
-
1980
- 1980-05-09 JP JP6133880A patent/JPS56159971A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56159971A (en) | 1981-12-09 |
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