JPS6130961A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents
スイツチング制御型電源回路Info
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- JPS6130961A JPS6130961A JP15171384A JP15171384A JPS6130961A JP S6130961 A JPS6130961 A JP S6130961A JP 15171384 A JP15171384 A JP 15171384A JP 15171384 A JP15171384 A JP 15171384A JP S6130961 A JPS6130961 A JP S6130961A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
げ） 産業上の利用分野
本発明は各種電気機器の電源回路やニッカド電池等の充
電用電源として使用されるスイッチング制御型電源回路
に関する。
電用電源として使用されるスイッチング制御型電源回路
に関する。
（ロ）従来の技術
序述の如きスイッチング制御型電源回路１こはコンバー
タトランスを使用したプロプキング発振タイプのものが
あり、その−例として特開昭５８−１７５９７３号公報
に記載されている第４図のものが挙げられる。
タトランスを使用したプロプキング発振タイプのものが
あり、その−例として特開昭５８−１７５９７３号公報
に記載されている第４図のものが挙げられる。
第４図の電源回路は大別すると、入力整流部（１）と、
プロプキング発振部（２）と、コンバータトランス（３
）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出力
整流部（６）から構成されており、基本的には次の動作
を行なう。即ち、電源スィッチ（ＳＷ）の投入時に入力
整流部（１）から起動電流Ｉｓがスイッチングトランジ
スタ（ＴＲ４）のベースに供給されてプロプキング発振
部（２）が起動され、起動後の定常状態では制御回路部
（５）によって、上記スイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のターンオフタイミングを誤差検出部（４）の出力
に応じて制御するよう（仁なつている。以下、この定常
状態の動作について説明する。
プロプキング発振部（２）と、コンバータトランス（３
）と、誤差検出部（４）と、制御回路部（５）と、出力
整流部（６）から構成されており、基本的には次の動作
を行なう。即ち、電源スィッチ（ＳＷ）の投入時に入力
整流部（１）から起動電流Ｉｓがスイッチングトランジ
スタ（ＴＲ４）のベースに供給されてプロプキング発振
部（２）が起動され、起動後の定常状態では制御回路部
（５）によって、上記スイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のターンオフタイミングを誤差検出部（４）の出力
に応じて制御するよう（仁なつている。以下、この定常
状態の動作について説明する。
定常状態に於いて、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）がターンオン（その動作原理は後に説明）すると、こ
のトランジスタ及び入力巻線（Ｎ１）を通って電流Ｉｉ
（第５図（Ｂｌ）が流れ、この電流ＩｉによってＥ点に
は時間につれて増大する負電圧が発生する。ここで、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のそれ以前のオフ期
間には帰還兼検出巻線（Ｎ３）の一端＋ｉｌから流れる
電流Ｉ「によってターンオフ用のコンデンサ（Ｃ５）は
図示の極性に充電されている。そして、制御トランジス
タ（ＴＲ２）のエミッタ即ちＭ点は、ライン（Ｌｏ）に
対しＥ点の電位と上記コンデンサ（Ｃ５）の両端間電圧
の和に相当する負電位（第５図ｆＩｌのＶＭ）であるか
ら、この電位■にがスイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のオン期間では時間につれて低下（負の値が増大）し
て行くことになる。
）がターンオン（その動作原理は後に説明）すると、こ
のトランジスタ及び入力巻線（Ｎ１）を通って電流Ｉｉ
（第５図（Ｂｌ）が流れ、この電流ＩｉによってＥ点に
は時間につれて増大する負電圧が発生する。ここで、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のそれ以前のオフ期
間には帰還兼検出巻線（Ｎ３）の一端＋ｉｌから流れる
電流Ｉ「によってターンオフ用のコンデンサ（Ｃ５）は
図示の極性に充電されている。そして、制御トランジス
タ（ＴＲ２）のエミッタ即ちＭ点は、ライン（Ｌｏ）に
対しＥ点の電位と上記コンデンサ（Ｃ５）の両端間電圧
の和に相当する負電位（第５図ｆＩｌのＶＭ）であるか
ら、この電位■にがスイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のオン期間では時間につれて低下（負の値が増大）し
て行くことになる。
一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタとラ
イン（ＬＯ）の間に接続された抵抗（Ｒ７）、（Ｒ８）
間の分圧中点（Ｎ）は、検出兼帰還巻線（Ｎ３）の両端
ｆｌｙ（ｋ１間の電圧をダイオード（Ｄ６）とコンデン
サ（Ｃ３）で整流平滑して得るライン（ＬＯ）（Ｌｉ２
間の直流電圧を誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）でツェ
ナーダイオード（Ｄ５）の電圧と比較した結果に応じた
負電位（第５図ｆｌｌのＶＮ ）となっている。
イン（ＬＯ）の間に接続された抵抗（Ｒ７）、（Ｒ８）
間の分圧中点（Ｎ）は、検出兼帰還巻線（Ｎ３）の両端
ｆｌｙ（ｋ１間の電圧をダイオード（Ｄ６）とコンデン
サ（Ｃ３）で整流平滑して得るライン（ＬＯ）（Ｌｉ２
間の直流電圧を誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）でツェ
ナーダイオード（Ｄ５）の電圧と比較した結果に応じた
負電位（第５図ｆｌｌのＶＮ ）となっている。
このため、先のＭ点がＮ点の電位よりも低下した時に、
制御トランジスタの（ＴＲ’２）がオンとなって（ＴＲ
３）もオンになり、これによってターンオフ用コンデン
サ（Ｃ５）→コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）→スイ
ッチングトランジスタ（ＴＲ４）のエミッタ・ベース間
→制御トランジスタ（ＴＲ３）→抵抗（Ｒ１０）→上記
コンデンサ（Ｃ５）の経路で逆バイアス電流が流れ、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオフする。
制御トランジスタの（ＴＲ’２）がオンとなって（ＴＲ
３）もオンになり、これによってターンオフ用コンデン
サ（Ｃ５）→コレクタ電流検出用抵抗（Ｒ１１）→スイ
ッチングトランジスタ（ＴＲ４）のエミッタ・ベース間
→制御トランジスタ（ＴＲ３）→抵抗（Ｒ１０）→上記
コンデンサ（Ｃ５）の経路で逆バイアス電流が流れ、ス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオフする。
その後、このトランジスタ（ＴＲ４）は、次にこれが再
びターンオンされるまで、前記巻線（Ｎ５）の端子（ｉ
ｌ（ｊ １間の逆電圧（第５図（Ｆ））によりてオフ
状態に保持される。
びターンオンされるまで、前記巻線（Ｎ５）の端子（ｉ
ｌ（ｊ １間の逆電圧（第５図（Ｆ））によりてオフ
状態に保持される。
次に、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）の上記オフ
状態からのターンオンは、以下のようにして行なわれる
。即ち、上記トランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間には入
力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量による共振
動作が行なわれ、この共振電流が電流Ｉｆの方向に反転
すると、それによって巻線（Ｎ３）の端子山から図示の
経路で正帰還電流（第５図（Ｅ）のオン期間参照）が流
れるので、この正帰還動作によって上記トランジスタ（
ＴＲ４）はターンオンし、前述の動作によって再びター
ンオフされるまでオン状態を持続する。
状態からのターンオンは、以下のようにして行なわれる
。即ち、上記トランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間には入
力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量による共振
動作が行なわれ、この共振電流が電流Ｉｆの方向に反転
すると、それによって巻線（Ｎ３）の端子山から図示の
経路で正帰還電流（第５図（Ｅ）のオン期間参照）が流
れるので、この正帰還動作によって上記トランジスタ（
ＴＲ４）はターンオンし、前述の動作によって再びター
ンオフされるまでオン状態を持続する。
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のこのようなオン
、オフ動作によって、コンバータトランス（３）の出力
巻線（Ｎ２）には第５図１）の如き矩形波電圧が現われ
、そのオン期間部分の電圧がダイオード（Ｄ９）とコン
デンサ（Ｃ９）によって直流出力電圧として取り出され
る。それと共に、上記出力電圧に略比例した電圧が前述
のライン（Ｌｏ）（Ｌｌ）間に得られる。そして、この
電圧が電源入力電圧や出力整流部（６）の負荷状態によ
って変化すると、Ｎ点即ち制御トランジスタ（ＴＲ２）
のベース電位が変化するので、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のターンオフタイミングが変化して定電圧
制御されるのである。例えば、直流出力電圧が上昇した
ときは前記ライン（Ｌｏ）（Ｌｌ）間の電圧が増大して
Ｎ点の電位が上昇するので、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のターンオフタイミングが早くなり、その結
果、オン期間が短くなって上記直流出力電圧が低下する
訳である。
、オフ動作によって、コンバータトランス（３）の出力
巻線（Ｎ２）には第５図１）の如き矩形波電圧が現われ
、そのオン期間部分の電圧がダイオード（Ｄ９）とコン
デンサ（Ｃ９）によって直流出力電圧として取り出され
る。それと共に、上記出力電圧に略比例した電圧が前述
のライン（Ｌｏ）（Ｌｌ）間に得られる。そして、この
電圧が電源入力電圧や出力整流部（６）の負荷状態によ
って変化すると、Ｎ点即ち制御トランジスタ（ＴＲ２）
のベース電位が変化するので、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のターンオフタイミングが変化して定電圧
制御されるのである。例えば、直流出力電圧が上昇した
ときは前記ライン（Ｌｏ）（Ｌｌ）間の電圧が増大して
Ｎ点の電位が上昇するので、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のターンオフタイミングが早くなり、その結
果、オン期間が短くなって上記直流出力電圧が低下する
訳である。
（ハ）発明が解決しようとする問題点
第４図の従来回路は上述のように動作するが、次のよう
な問題点を有している。即ち、第４図の介 回路は、その負荷電流２流出力電圧特性を示す第６図か
ら分るよう１ζ負荷電流が所定値以下のときに定電圧制
御が行なわれるが、この定電圧制御範囲が電源入力電圧
の大小に応じて第６図の破線のように変化することであ
る。なぜなら、第６図のＡ点が電源回路から取り出され
る最大電力点を表わして奢り、このＡ点でスイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ電流のピーク値１ｃ
ｐ （’Ｊ ５図（Ｄｌ参照）が最大になるが１、この
Ｉｃｐは上記トランジスタ（ＴＲ４）の正帰還電流１ｆ
即ちオン期間のベース電流ＩＢ１ （第５図（Ｅｌ参照
）のβ倍として決まり、且つ、この■１１の大きさが入
力巻線（Ｎ１）に印加される電源入力電圧に比例するか
らである。
な問題点を有している。即ち、第４図の介 回路は、その負荷電流２流出力電圧特性を示す第６図か
ら分るよう１ζ負荷電流が所定値以下のときに定電圧制
御が行なわれるが、この定電圧制御範囲が電源入力電圧
の大小に応じて第６図の破線のように変化することであ
る。なぜなら、第６図のＡ点が電源回路から取り出され
る最大電力点を表わして奢り、このＡ点でスイッチング
トランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ電流のピーク値１ｃ
ｐ （’Ｊ ５図（Ｄｌ参照）が最大になるが１、この
Ｉｃｐは上記トランジスタ（ＴＲ４）の正帰還電流１ｆ
即ちオン期間のベース電流ＩＢ１ （第５図（Ｅｌ参照
）のβ倍として決まり、且つ、この■１１の大きさが入
力巻線（Ｎ１）に印加される電源入力電圧に比例するか
らである。
このように電源入力電圧に応じて定電圧制御範囲が変化
すると言うことは、上記入力電圧の最も高い場合を考慮
して、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）にコレクタ
定格電流やコレクタ・エミ豐夕間耐電圧の大きいものを
使用したり、出力整流部（６）のコンデンサ（Ｃ９）に
高耐圧のものを使用しなければならず、従って、回路が
大型となり安価に実現できないことを意味する。このこ
とは上述のような定電圧制御型の電源回路だけでなく、
定電流制御型の電源回路についても同様である。即ち、
定電流制御型の場合には、電源入力電圧の大きさに応じ
て定電流制御範囲が変化することになる。
すると言うことは、上記入力電圧の最も高い場合を考慮
して、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）にコレクタ
定格電流やコレクタ・エミ豐夕間耐電圧の大きいものを
使用したり、出力整流部（６）のコンデンサ（Ｃ９）に
高耐圧のものを使用しなければならず、従って、回路が
大型となり安価に実現できないことを意味する。このこ
とは上述のような定電圧制御型の電源回路だけでなく、
定電流制御型の電源回路についても同様である。即ち、
定電流制御型の場合には、電源入力電圧の大きさに応じ
て定電流制御範囲が変化することになる。
そこで、本発明では、上記の点を考慮し、電源回路の最
大出力電力点が略一点に固定されるようにして、スイッ
チングトランジスタにコレクタ定格電流及びコレクタ・
エミッタ間耐電圧の小さいものを使用できると共に、出
力整流部の平滑用コンデンサにも低耐圧のものが使用で
きるようにして回路の小型化、低廉化を画ろうとしてい
る。
大出力電力点が略一点に固定されるようにして、スイッ
チングトランジスタにコレクタ定格電流及びコレクタ・
エミッタ間耐電圧の小さいものを使用できると共に、出
力整流部の平滑用コンデンサにも低耐圧のものが使用で
きるようにして回路の小型化、低廉化を画ろうとしてい
る。
に）問題点を解決するための手段
本発明では、上記目的のために、コンバータトランスを
備えるスイッチング制御型電源回路に於いて、上記トラ
ンスの出力側に接続された整流平流出力電圧の変動を検
出する第２の誤差検出回路が設けられている。そして、
この第１第２の誤差検出回路が前記整流平滑回路の負荷
電流と出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、その各
検出出力に応じて前記トランスの入力側に接続されたス
イッチングトランジスタのスイッチングタイミングが制
御されるようになっている。
備えるスイッチング制御型電源回路に於いて、上記トラ
ンスの出力側に接続された整流平流出力電圧の変動を検
出する第２の誤差検出回路が設けられている。そして、
この第１第２の誤差検出回路が前記整流平滑回路の負荷
電流と出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、その各
検出出力に応じて前記トランスの入力側に接続されたス
イッチングトランジスタのスイッチングタイミングが制
御されるようになっている。
捧）作用
第１第２の誤差検出回路が先の整流平滑回路の前記電流
・電圧状態に応じて選択的に動作するので、電源入力電
圧の変化に対して必ず上記第１第２誤差検出回路の一方
の出力によって定電圧制御型たは定電流制御が行なわれ
ることになり、その結果、電源回路から取り出し得る最
大出力電力が上記入力電圧の変化に拘わらず一定値に固
定される。
・電圧状態に応じて選択的に動作するので、電源入力電
圧の変化に対して必ず上記第１第２誤差検出回路の一方
の出力によって定電圧制御型たは定電流制御が行なわれ
ることになり、その結果、電源回路から取り出し得る最
大出力電力が上記入力電圧の変化に拘わらず一定値に固
定される。
（へ）実施例
第１図は本発明の一実施例を示しており、第３図の従来
回路と対応部分に同一図番を付して説明すると、この実
施例では特に出力整流部（６）と誤差検出部（４）を次
のように構成した点を特徴としてい（Ｃ１１）トチう−
クコイル（ＣＨ）によって構成されており、上記コンデ
ンサ（Ｃ９） （Ｃ１１）八一方の端子間に負荷電流検
出用の抵抗（Ｒ１６）が直列に接続されている。そして
、この出力整流部（６）の出力ライン（Ｌ２）（Ｌ３）
間の直流電圧を動作電源として誤差検出部（４）を構成
する第１第２の誤差検出回路（４Ａ）（４Ｂ）が設けら
れている。
回路と対応部分に同一図番を付して説明すると、この実
施例では特に出力整流部（６）と誤差検出部（４）を次
のように構成した点を特徴としてい（Ｃ１１）トチう−
クコイル（ＣＨ）によって構成されており、上記コンデ
ンサ（Ｃ９） （Ｃ１１）八一方の端子間に負荷電流検
出用の抵抗（Ｒ１６）が直列に接続されている。そして
、この出力整流部（６）の出力ライン（Ｌ２）（Ｌ３）
間の直流電圧を動作電源として誤差検出部（４）を構成
する第１第２の誤差検出回路（４Ａ）（４Ｂ）が設けら
れている。
前記第１誤差検出回路（４Ａ）はライン（ｆ、ｚ）（Ｌ
５）間に流れる負荷電流ＩＬの変動を検出するものであ
り、ライン（Ｌ２）とＰ点との間に差動対トランジスタ
（ＴＲｓ）（ＴＲ６）のコレクタ・エミッタ間が接続さ
れ、その一方のベースがツェナーダイオード（Ｚ［）＋
） （７）基準電圧を抵抗（Ｒｌｇ） （Ｒ１９）
トチ分圧する可変抵抗（ＶＲｌ）の摺動子に接続され、
他方のベースが抵抗（Ｒ２２）を介して前記ライン（Ｌ
５）に接続されており、前記トランジスタ（ＴＲ６）の
コレクタ電流がフォトカップラ（７）内の発光ダイオー
ドを通って流れるようになっている。また、第２誤差検
出回路（４Ｂ）はライン（Ｔ−２）（Ｌ３）間に得る直
流出力電圧の変動を検出するものであり、前記差動対の
一方のトランジスタ（ＴＲ６）のコレクタにトランジス
タ（ＴＲ７）のコレクタが接続され、エミッタにツェナ
ーダイオード（ＺＤ２）によって基準電圧が与えられる
と共に、ベースが前記ライン（Ｌ２）（Ｌ３）間の出力
電圧を抵抗（Ｒ２４）（Ｒ２ｓ）Ｑ′で分圧する可変抵
抗（ＶＲ２）の摺動子に接続された構成となっている。
５）間に流れる負荷電流ＩＬの変動を検出するものであ
り、ライン（Ｌ２）とＰ点との間に差動対トランジスタ
（ＴＲｓ）（ＴＲ６）のコレクタ・エミッタ間が接続さ
れ、その一方のベースがツェナーダイオード（Ｚ［）＋
） （７）基準電圧を抵抗（Ｒｌｇ） （Ｒ１９）
トチ分圧する可変抵抗（ＶＲｌ）の摺動子に接続され、
他方のベースが抵抗（Ｒ２２）を介して前記ライン（Ｌ
５）に接続されており、前記トランジスタ（ＴＲ６）の
コレクタ電流がフォトカップラ（７）内の発光ダイオー
ドを通って流れるようになっている。また、第２誤差検
出回路（４Ｂ）はライン（Ｔ−２）（Ｌ３）間に得る直
流出力電圧の変動を検出するものであり、前記差動対の
一方のトランジスタ（ＴＲ６）のコレクタにトランジス
タ（ＴＲ７）のコレクタが接続され、エミッタにツェナ
ーダイオード（ＺＤ２）によって基準電圧が与えられる
と共に、ベースが前記ライン（Ｌ２）（Ｌ３）間の出力
電圧を抵抗（Ｒ２４）（Ｒ２ｓ）Ｑ′で分圧する可変抵
抗（ＶＲ２）の摺動子に接続された構成となっている。
そして、前記フォトカップラ（７）内の受光トランジス
タのコレクタ・エツタ間は、制御回路部（５）のトラン
ジスタ（ＴＲ２）のベースバイアス用の分圧抵抗の二つ
（Ｒ８）（Ｒ７）に並列に接続されている。
タのコレクタ・エツタ間は、制御回路部（５）のトラン
ジスタ（ＴＲ２）のベースバイアス用の分圧抵抗の二つ
（Ｒ８）（Ｒ７）に並列に接続されている。
なお、この実施例ではコンバータトランス（３）の巻線
（Ｎ３）のｉ、に間は、後述するようにｉ、ＪＩＩＪ５
ト制御］トランジスタ（ｒ□２）のベース・エミッタ間
に略一定のバイアス電圧を与えるためだけに使用される
ので、上記巻線（Ｎ３）は前述の従来回路はどには出力
巻線（Ｎ２λＸＮ２ｂ）に密結合しな（てもよい。
（Ｎ３）のｉ、に間は、後述するようにｉ、ＪＩＩＪ５
ト制御］トランジスタ（ｒ□２）のベース・エミッタ間
に略一定のバイアス電圧を与えるためだけに使用される
ので、上記巻線（Ｎ３）は前述の従来回路はどには出力
巻線（Ｎ２λＸＮ２ｂ）に密結合しな（てもよい。
また、補助出力巻線（Ｎ２ｂ）を設けたのは、差動対ト
ランジスタ（ＴＲ１ＳＸＴＲ６）を動作させるためにＰ
点を基準とする負電圧を必要とするからである。
ランジスタ（ＴＲ１ＳＸＴＲ６）を動作させるためにＰ
点を基準とする負電圧を必要とするからである。
さて、斯る実施例に於いて、制御トランジスタ（ＴＲ２
ＸＴＲ３）によるスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のターンオフ動作及びこのトランジスタのターンオン動
作は第３図の従来回路と同一であるから、ここでは本発
明で特徴とする第１第２誤差検出回路Ｃ４Ａ）（４Ｂ）
による制御動作についてのみ説明する。
ＸＴＲ３）によるスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のターンオフ動作及びこのトランジスタのターンオン動
作は第３図の従来回路と同一であるから、ここでは本発
明で特徴とする第１第２誤差検出回路Ｃ４Ａ）（４Ｂ）
による制御動作についてのみ説明する。
今、出力整流部（６）のライン（Ｌ２）（Ｌ３）間に接
続された負荷回路（８）のインピーダンスが充分大きく
て、上記ライン（Ｌ２）（ＩＪ）間に第２図に示す定電
圧（■０）を得ている状態とする。すると、この場合は
平滑コンデンサ（Ｃ１１）を電流源として上記負荷回路
（８）に流れる電流（負荷電流） ＩＬは第２図のＩＬ
Ｏ以下であり、従って、検出用抵抗（Ｒ１６）を通って
流れる上記コンデンサ（Ｃ１１）への充電電流ｌｃ （
この電流は上記負荷電流Ｉｔに略等しい）も小さい。そ
れゆえ、上記抵抗（Ｒ１６）の一端Ｃ）を基準とするラ
イン（Ｌ３）の電位即ち差動対トランジスタの一方（Ｔ
Ｒ６）のベース電位が他方（ＴＲｓ）のベース電位より
も低くなっており、このため上記トランジスタ（ＴＲ６
）がオフとなっている。一方、このとき前記ライン（Ｌ
２）（ＩＪ）間に定格値の出力電圧（Ｖｏ ）が現われ
ているので、第２誤差検出回路（４Ｂ）のトランジスタ
（ＴＲ７）のベース電位は高く、このトランジスタがオ
ンになっている。
続された負荷回路（８）のインピーダンスが充分大きく
て、上記ライン（Ｌ２）（ＩＪ）間に第２図に示す定電
圧（■０）を得ている状態とする。すると、この場合は
平滑コンデンサ（Ｃ１１）を電流源として上記負荷回路
（８）に流れる電流（負荷電流） ＩＬは第２図のＩＬ
Ｏ以下であり、従って、検出用抵抗（Ｒ１６）を通って
流れる上記コンデンサ（Ｃ１１）への充電電流ｌｃ （
この電流は上記負荷電流Ｉｔに略等しい）も小さい。そ
れゆえ、上記抵抗（Ｒ１６）の一端Ｃ）を基準とするラ
イン（Ｌ３）の電位即ち差動対トランジスタの一方（Ｔ
Ｒ６）のベース電位が他方（ＴＲｓ）のベース電位より
も低くなっており、このため上記トランジスタ（ＴＲ６
）がオフとなっている。一方、このとき前記ライン（Ｌ
２）（ＩＪ）間に定格値の出力電圧（Ｖｏ ）が現われ
ているので、第２誤差検出回路（４Ｂ）のトランジスタ
（ＴＲ７）のベース電位は高く、このトランジスタがオ
ンになっている。
したがって、５ヒ記トランジスタ（Ｔｌ＜、７）のコレ
クタ電流がフォトカップラ（７）内の発光ダイオードに
流れ、このカップラ内の受光トランジスタは上記電流に
応じたインピーダンスを呈している。このため、この状
態から前記出力電圧（ｖＯ）が上昇すると、前記トラン
ジスタ（ＩＲ７）のコレクタ電流が増大し受光トランジ
スタのインピーダンスが減少するので、制御回路部（５
）内のＮ点の電位が上昇することになり、前述の如くス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間が短くな
って出力電圧を低下させるのである。
クタ電流がフォトカップラ（７）内の発光ダイオードに
流れ、このカップラ内の受光トランジスタは上記電流に
応じたインピーダンスを呈している。このため、この状
態から前記出力電圧（ｖＯ）が上昇すると、前記トラン
ジスタ（ＩＲ７）のコレクタ電流が増大し受光トランジ
スタのインピーダンスが減少するので、制御回路部（５
）内のＮ点の電位が上昇することになり、前述の如くス
イッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間が短くな
って出力電圧を低下させるのである。
次に、斯る定電圧制御状態から前記負荷回路（８）のイ
ンピーダンスが大きく低下したとする。すると、ライン
（Ｌ２）（ＩＪ）間の出力電圧が非常に小さくなるので
、第２誤差検出回路（４Ｂ）のトランジスタ（ＴＲ７）
がオフになる。一方、このときには負荷電流Ｉｂが増大
するため、検出用抵抗（Ｒ１６）を流れる電流１ｃも増
加し、これによって前述のＰ点を基準とするライン（Ｌ
３）の電圧が上昇して差動対トランジスタ（ＴＲｓ ）
（ＴＲ６）が能動状態になる。
ンピーダンスが大きく低下したとする。すると、ライン
（Ｌ２）（ＩＪ）間の出力電圧が非常に小さくなるので
、第２誤差検出回路（４Ｂ）のトランジスタ（ＴＲ７）
がオフになる。一方、このときには負荷電流Ｉｂが増大
するため、検出用抵抗（Ｒ１６）を流れる電流１ｃも増
加し、これによって前述のＰ点を基準とするライン（Ｌ
３）の電圧が上昇して差動対トランジスタ（ＴＲｓ ）
（ＴＲ６）が能動状態になる。
したがって、今度は上記トランジスタ（ＴＲ６）のコレ
クタ電流がフォトカップラ（７）の発光ダイオードに流
れている。このため、この状態から前記負荷電流が更に
増大すると、この場合も上記発光ダイオードの電流が増
加してフォトカップラ（力内の受光トランジスタのイン
ピーダンスが減少する。
クタ電流がフォトカップラ（７）の発光ダイオードに流
れている。このため、この状態から前記負荷電流が更に
増大すると、この場合も上記発光ダイオードの電流が増
加してフォトカップラ（力内の受光トランジスタのイン
ピーダンスが減少する。
これにより前述と同様にスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のオン期間が短縮されて前記負荷電流Ｉｔ。
Ｒ４）のオン期間が短縮されて前記負荷電流Ｉｔ。
゛の増加が阻止される。従って、この負荷電流ＩＬが第
２図の一定値ＩＬＯに固定された定電流制御状態になる
。
２図の一定値ＩＬＯに固定された定電流制御状態になる
。
ここで、上述の如く定電圧動作及び定電流動作の両ｉの
動作をすることは、前述した最大電力点が電源入力電圧
の大小に拘わらず第２図のＡ点に固定されることを意味
する。なぜなら、例えば定電圧動作している状態で、電
源入力電圧を増大させると、前述の如くそれに伴って最
大負荷電流が増加しようとしても、この負荷電流が設定
値ＩＬＯを越えると、前述の如く定電流動作して上記最
大負荷電流が増大するのを阻止するからである。
動作をすることは、前述した最大電力点が電源入力電圧
の大小に拘わらず第２図のＡ点に固定されることを意味
する。なぜなら、例えば定電圧動作している状態で、電
源入力電圧を増大させると、前述の如くそれに伴って最
大負荷電流が増加しようとしても、この負荷電流が設定
値ＩＬＯを越えると、前述の如く定電流動作して上記最
大負荷電流が増大するのを阻止するからである。
、 な詔、上記では定電圧動作している状態から負荷イ
ンピーダンスが低下して定電流動作に移行する場合につ
いて説明したが、逆に定電流動作している状態から定電
圧動作に移行する場合についても全く同様のことが言え
る。
ンピーダンスが低下して定電流動作に移行する場合につ
いて説明したが、逆に定電流動作している状態から定電
圧動作に移行する場合についても全く同様のことが言え
る。
次に、第３図は他の実施例を示しており、この実施例は
第１誤差検出回路（４Ａ）を１個のトランジスタ（ｒＲ
ｓ）で構成しているが、その動作は第１図の実施例と同
一であり、第１図の実施例に比較すると補助出力巻線（
Ｎ２ｂ）等も不要になるので回路構成が簡単番どなるが
、その反面、負荷電流検出用抵抗（Ｒ１６）の抵抗値が
小さい場合や上記トランジスタ（ＴＲｓ）のＶＢｌｌの
バラツキや温度変化によって動作点が変化するため、負
荷電流が若干変動する虞れがある。
第１誤差検出回路（４Ａ）を１個のトランジスタ（ｒＲ
ｓ）で構成しているが、その動作は第１図の実施例と同
一であり、第１図の実施例に比較すると補助出力巻線（
Ｎ２ｂ）等も不要になるので回路構成が簡単番どなるが
、その反面、負荷電流検出用抵抗（Ｒ１６）の抵抗値が
小さい場合や上記トランジスタ（ＴＲｓ）のＶＢｌｌの
バラツキや温度変化によって動作点が変化するため、負
荷電流が若干変動する虞れがある。
なお、前述の定電圧動作、定電流動作の何れの場合にも
、第４図の従来回路のように制御トランジスタ（ＴＲ，
２）のターンオンが巻線（Ｎ３）側のコンデンサ（Ｃｓ
）に得る電圧の変化によって直接制御されることはない
。なぜなら、上記トランジスタ（ＴＲ２）のベース電位
とエミッタ電位をそれぞれ決めるコンデンサ（Ｃｓ）（
Ｃｓ）の各電圧は、同一の巻線（Ｎ３）のそれぞれの端
子ｕ＋ｔｈ＋間と端子ｆｉ １０１間から得ているので
、略一定の関係にあり、従って、上記トランジスタ（Ｔ
Ｒ２）のベース・エミッタ間電圧が前記巻線（Ｎ３）の
電圧変動に対しては略一定に保持されるからである。
、第４図の従来回路のように制御トランジスタ（ＴＲ，
２）のターンオンが巻線（Ｎ３）側のコンデンサ（Ｃｓ
）に得る電圧の変化によって直接制御されることはない
。なぜなら、上記トランジスタ（ＴＲ２）のベース電位
とエミッタ電位をそれぞれ決めるコンデンサ（Ｃｓ）（
Ｃｓ）の各電圧は、同一の巻線（Ｎ３）のそれぞれの端
子ｕ＋ｔｈ＋間と端子ｆｉ １０１間から得ているので
、略一定の関係にあり、従って、上記トランジスタ（Ｔ
Ｒ２）のベース・エミッタ間電圧が前記巻線（Ｎ３）の
電圧変動に対しては略一定に保持されるからである。
（ト）発明の効果
本発明のスイッチング制御型電源回路に依れば、電源入
力電圧の大小に拘わらず直流出力電圧及び負荷電流がそ
れぞれ所定の値に制限されるので、上記入力電圧を安定
化範囲内の最大値に設定しても、スイッチングトランジ
スタをコレクタ定格電流やコレクタ・エミッタ間耐電圧
の大きいものに変更する必要がなく、且つ、高耐圧の平
滑用コンデンサを使用する必要もない。また、定電圧電
源としても定電流電源としても使用でき、定電圧電源と
して使用したときは第１誤差検出回路が過電流保護回路
として機能し、定電流電源として使用したときは第２誤
差検出回路が過電圧保護回路として機能するので、確実
な保護動作を実現できる。
力電圧の大小に拘わらず直流出力電圧及び負荷電流がそ
れぞれ所定の値に制限されるので、上記入力電圧を安定
化範囲内の最大値に設定しても、スイッチングトランジ
スタをコレクタ定格電流やコレクタ・エミッタ間耐電圧
の大きいものに変更する必要がなく、且つ、高耐圧の平
滑用コンデンサを使用する必要もない。また、定電圧電
源としても定電流電源としても使用でき、定電圧電源と
して使用したときは第１誤差検出回路が過電流保護回路
として機能し、定電流電源として使用したときは第２誤
差検出回路が過電圧保護回路として機能するので、確実
な保護動作を実現できる。
９Ｊ１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はそ
の負荷電流対出力電圧特性図、第３図は他の実施例を示
す回路図である。 第４図は従来回路の一例を示す回路図、第５図はその各
部の電圧・電流波形図、９Ｊ６図はその負荷電流対出力
電圧特性図である。 （ＴＲ４）・・・スイッチングトランジスタ、＋３１・
・・コンバータトランス、（４Ａ）・・・第１誤差検出
回路、（４Ｂ）・・・第２誤差検出回路。
の負荷電流対出力電圧特性図、第３図は他の実施例を示
す回路図である。 第４図は従来回路の一例を示す回路図、第５図はその各
部の電圧・電流波形図、９Ｊ６図はその負荷電流対出力
電圧特性図である。 （ＴＲ４）・・・スイッチングトランジスタ、＋３１・
・・コンバータトランス、（４Ａ）・・・第１誤差検出
回路、（４Ｂ）・・・第２誤差検出回路。
Claims (1)
- （１）直流入力に対してコンバータトランスの入力巻線
とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間を
直列に接続し、このスイッチングトランジスタを制御す
ることによつて前記トランスの出力巻線に接続された整
流平滑回路から安定化直流出力を取り出す電源回路に於
いて、前記整流平滑回路を通って流れる負荷電流の変動
を検出する第１の誤差検出回路と、前記整流平滑回路か
ら得る直流出力電圧の変動を検出する第２の誤差検出回
路を設け、この第１第２の誤差検出回路が前記負荷電流
と前記出力電圧の状態に応じて選択的に動作し、その各
検出出力に応じて前記スイッチングトランジスタのスイ
ッチングタイミングが制御されるようにしたスイッチン
グ制御型電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15171384A JPS6130961A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | スイツチング制御型電源回路 |
| DE8585108890T DE3568673D1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| EP85108890A EP0170944B1 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-16 | Power supply circuit of switching regulator type |
| US06/755,764 US4649464A (en) | 1984-07-20 | 1985-07-17 | Dual operating mode switching power supply |
| AU45176/85A AU574484B2 (en) | 1984-07-20 | 1985-07-19 | Power supply circuit of switching regulator type |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15171384A JPS6130961A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6130961A true JPS6130961A (ja) | 1986-02-13 |
| JPH0315423B2 JPH0315423B2 (ja) | 1991-03-01 |
Family
ID=15524645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15171384A Granted JPS6130961A (ja) | 1984-07-20 | 1984-07-20 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6130961A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6443409A (en) * | 1987-08-08 | 1989-02-15 | Sintokogio Ltd | Screw feeder |
| JPH08182313A (ja) * | 1994-07-21 | 1996-07-12 | Samsung Electro Mech Co Ltd | 出力電圧制御及び過電流保護機能を有するスイッチングモード電源供給回路 |
| JP2003302933A (ja) * | 2002-03-01 | 2003-10-24 | Magnetek Spa | プラズマテレビジョンディスプレイ用給電回路、該給電回路を備えたプラズマテレビジョン装置及びそれぞれの給電方法 |
| EP1630938A3 (de) * | 1996-05-15 | 2009-07-22 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| WO2016030264A1 (de) * | 2014-08-28 | 2016-03-03 | BSH Hausgeräte GmbH | Getakteter energiewandler zur energieversorgung einer elektronischen steuereinheit eines haushaltsgeräts |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56107783A (en) * | 1980-01-31 | 1981-08-26 | Origin Electric Co Ltd | Power converter |
| JPS631030A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 露光装置 |
-
1984
- 1984-07-20 JP JP15171384A patent/JPS6130961A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56107783A (en) * | 1980-01-31 | 1981-08-26 | Origin Electric Co Ltd | Power converter |
| JPS631030A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 露光装置 |
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| JPH08182313A (ja) * | 1994-07-21 | 1996-07-12 | Samsung Electro Mech Co Ltd | 出力電圧制御及び過電流保護機能を有するスイッチングモード電源供給回路 |
| EP1630938A3 (de) * | 1996-05-15 | 2009-07-22 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| JP2003302933A (ja) * | 2002-03-01 | 2003-10-24 | Magnetek Spa | プラズマテレビジョンディスプレイ用給電回路、該給電回路を備えたプラズマテレビジョン装置及びそれぞれの給電方法 |
| WO2016030264A1 (de) * | 2014-08-28 | 2016-03-03 | BSH Hausgeräte GmbH | Getakteter energiewandler zur energieversorgung einer elektronischen steuereinheit eines haushaltsgeräts |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0315423B2 (ja) | 1991-03-01 |
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