JPS61198825A - 放送デ−タ信号のｓ／ｎ選別によるダイバ−シチ受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は固定局の複数送信所または複数固定局から常時
放送形式で放射されるデータ信号を固定局より地理的に
遠い距離に散在する不特定多数の移動局が受信し良品質
のデータを確保するための受信方法に関するものである
。

（従来の技術） 主としてＩＰ　（短波）帯の電波を用いて地上固定局よ
り不特定多数の移動局に対するデータ伝送を行うに当た
って従来は送信側では使用できる伝送帯域内を周波数分
割して複数チャネルを割当て、その各チャネルに同一伝
送符号を入力させて１つの送信所設備から空間に送出し
、移動局では複数チャネルを同時受信復調して合成する
周波数ダイバーシチ方法、同じように１つの送信所から
電波の偏波面を水平と垂直の偏波の組み合わせとして送
信し、移動局では偏波面毎に受信し復調後合成する偏波
面ダイバーシチ方法、または伝送符号を一定時間間隔で
、多数回繰返して送信し、受信側では多数回復調符号の
多数決または誤り検定を行うタイムダイバーシチ方法の
いずれかが用いられている。しかしいずれの方法も伝搬
路上の障害をほぼ完全に除去することは難しく、特に放
送形式による不特定多数の移動体への通信では送受信点
間距離によりＨＦ帯では最適運用周波数の変化があって
データすなわちディジタル符号の良品質の伝送は′困難
であったが他方アンテナに関連する手法では実施困難な
ものが多かった。

（発明の具体的な目的） 広範囲を移動する不特定多数の移動体が連続して良品質
の受信が行われることを目的とし、特に広い地域にあり
、移動速度の大きい航空機、自動車、船舶などへの伝送
が良好でかつ移動局設備を経済的にすることが特徴であ
る。

（発明の構成と動作） 第１図は本発明を実施しようとする通信系統の一例図を
示すもので、図中のＡＩ＋　Ａｚ＋　Ａ３１’−−−−
−−一は固定局、Ｂ＋、Ｈｇ、−−−−−−−Ｂ−は移
動局である。固定局にはたとえば１周当たり２波ずつの
周波数を予め割当てておきＡ、局よりはｆ＋、　ｂ、Ａ
２よりはｆ３゜ｆ４、Ａ、よりは１％、　ｆ、の各割当
周波数を用いて同一データを同時放送モードで送信する
。この場合Ａ＋。

Ａ２．　Ａ３の各局は互いに遠く離れていて各移動局は
自局の受信地点、季節、受信時刻によって最適の周波数
を選択して受信する。

第２図は本発明の主流となる通信系の一例図で、Ｃは中
央（固定）局、ＡＩ＋　ＩＩ！＋＾、は相互に遠隔地点
に配設された送信設備または送信所で以下送信所という
。中央局Ｃと各送信所はそれぞれ専用回線（たとえばマ
イクロ回線や有線線路）によって接続され中央局Ｃから
送出したデータは各送信所より異なる周波数を用いて同
時に放射される。

第３図は第２図の中央局と各送信所間の通信系の構成例
ブロック図であるが第１図の各固定局の送信系ブロック
図にも適用できる。第３図において１〜４は中央局設備
、５〜１０とＴＸＩ〜ＴＸ３は送信所側設備で、送信端
末１には送信データを発生するためのコンピュータ、タ
イプライタ、紙テープリーグ等が用いられる。２〜４は
送信端末からのデータを遠方の送信所Ａ、−Ａ、にそれ
ぞれ伝送する各専用回線の変調器でＰＳＫ　（位相偏移
キーイング）またはＦＳＫ　（周波数偏移キーイング）
等の変調方式にて１２００ｂｐｓ〜２４００ｂｐｓ程度
の速度で複数（本例では３）箇所の送信所のそれぞれに
同時に伝送される。５〜７は各送信所側に設けた専用回
線入力端の復調器で伝送された変調信号をディジタル信
号に変換する。

第４図は中央局と各送信所間の専用回線にて伝送される
変調波のスペクトラムの一例を示すもので、伝送帯域（
たとえば３　ｋＨｚ）内に１チヤネルのサブチャネルｆ
０を用い時分割多重方式でデータを伝送する場合である
。

第３図に戻って８〜１０はＨＦ　（短波）用変調器で５
〜７の復調器よりの時分割多重ディジタル信号を第５図
に示すように伝送帯域Δｆ（たとえば３ｋＨｚ）内に配
列された複数サブチャネルｆ、。、ｆｌｌ＋−−−−−
−−”　ｒ　ｎ　−＋　ｌ　ｆ　１．１に割当てて同時
変調するといういわゆるＦＤＭ　（周波数分割多重）の
ＰＳＫまたはＦＳＫ変調を行う、これはＨＦ回線のよう
に電離層伝搬によるフェージングやマルチパスを伴う無
線回線ではサブチャネル当たりの伝送速度は１５０ｂｐ
ｓ程度が限度であるから採用するもので通常のＨＦ回線
ではΔｆ　−３ｋＨｚ程度の場合１サブチヤネル当たり
の伝送速度は７５〜１５０ｂｐｓ、サブチャネル数を１
６とすれば全体の伝送速度は１２００ｂｐｓ〜２４００
ｂｐｓとなる。ＴＸＩ〜ＴＸ３はそれぞれｆ１〜ｆ６中
の１波にセットされた送信機、ＡＮＴ　１〜ＡＮＴ　３
は送信アンテナである。送信アンテナにはコニカル、イ
ンバーテンドコーン、回転ログペリアンテナなどが使用
される。なお移動受信局Ｂ、〜Ｂ１としては航空機、船
舶１列車、陸上車輌などが対象になる。

第６図及び第７図は各移動局の受信装置の構成例ブロッ
ク図（構成の詳細は後に説明する）であるが、第６図は
移動局がスペースダイバーシチ方式にて２台の受信装置
を用い１つの送信所を選択してそのｌ送信波のデータを
受信する場合であり、第７図は移動局が３つの送信所か
らのデータを３組の受信装置にてそれぞれスペースダイ
バーシチ方式にて受信し、各送信所からの受信データを
ビット単位に自動選択して出力するという、スペースダ
イバーシチと周波数ダイバーシチの両方式を組合わせた
受信方式である。このような周波数ダイバーシチ受信で
はその効果を発生させるためたとえばり、ｆｌ　ｆｓの
組合わせで行う場合にはこれら３周波が互いに接近した
周波数となるように運用周波数（放射する搬送波）を選
択する。実際に第６′図と第７図のどちらの方式を選ぶ
かはコストや装備の都合などによって決められるであろ
う。

第６図においてＲＸＩ、ＲＸ２は受信機で、通常はこの
ように２組の受信機を用い、そのそれぞれに入力を供給
する一対のアンテナはある間隔離して設け、アンテナへ
の入力電波の伝搬経路と入射偏波面の相違を利用したス
ペースと偏波面入射角による２系統ダイバ一シチ受信方
式を用いている。

１１と１２は復調器で受信機よりの低周波信号出力を２
進ディジタル信号に変換出力する。本発明ではＰＳＫま
たはＦＳＫの復調器が使用されるがここではＰＳＫ復調
の場合を説明する。このような２系統の各受信入力に対
する復調器の出力は常時系統毎にＳ／Ｎ　（信号対雑音
比）が常時測定されていてピント単位にＳ／Ｈの良い方
の出力が選択される。

すなわち１３はＳ／Ｎ比較器でビット単位に１１と１２
の出力を比較しＳ／Ｎの良い方の系のデータ出力のみを
切替器１４を制御して受信端末１５（たとえばパンチャ
、タイプライタ、コンピュータ）へ送り出す。

次に第７図においてａ、　ｂ、　ｃはそれぞれ第１図の
固定局または送信所り、　Ａｘ、　Ａｓよりの電波をス
ペースダイバーシチ方式にて受信する装置の構成例ブロ
ック図でそれぞれ第６図の受信端末１５を除く部分とほ
ぼ同一である。１６は切替回路でａ、ｂ、ｃ各装置から
のスペースダイバーシチ受信方式で選択されたデータが
入力し、同時にその時のＳ／Ｎ情報もビット単位に入力
するから３つの情報のうちＳ／Ｎの最良のデータのみを
選択して受信端末１５に出力する。

次に変調波の構成と受信側の復調の方法を説明する。

（１）ＰＳＫ変調の場合（第８図〜第１３図参照）第８
図はサブチャネル中の１チヤネルの２相ＰＳＫ変調信号
波作成のタイムチャートで左端の番号（１）は搬送波、
（２）は送信時に送信端末１より出力されるディジタル
符号でこの例は０１０１１０−−としである、この変調
ではたとえば１１またはＯＯのように同じ符号が続くと
（３）に示すように符号の変わり目で搬送波の位相は変
化しない、しかし０１や１０のように前ビットと符号が
異なったときには位相がπラジアン進んだり遅れたりす
る。

（３）の波形ではＡ、Ｂ、Ｃ，Ｈの各点でπラジアン変
化し、Ｄ点では位相変化はない。

第９図は受信側復調器の位相変化θと出力電圧Ｖとの関
係図で、このような特性から１，０のディジタル信号（
２）を検出することができる。

第１０図の（１）は４相ＰＳＫ変調回路の構成側図で、
２相ＰＳＫの場合は変調入力符号の変化に対する位相変
化は０とπであるが４相ＰＳＫでばπ／２刻みで位相が
変化する。図中の１７は搬送波の発振器、１８は信号分
配器、１９はレベル調整用減衰器でその出力り、は第１
０図（２）のベクトルＬ１になるものとする。

２１はπ／２位相器でその出力し２は（２）のベクトル
Ｌ２となりし、と位相がπ／２異なっている。２０と２
２は位相変調器で端末装置からのディジタル信号（図示
の）ＡとＢに応じて第８図で示したＯまたはπの位相変
化を行う。この２０と２２よりの２相ＰＳＫ波を混合器
２３において合成すると４相ＰＳＫ波が得られることは
以下に説明するが、４相ＰＳＫはこのように１つのサブ
チャネルにＡ、　Ｂ各１チャネルずつのディジタル信号
による変調を行うことができるので、２相ＰＳＫの２倍
の伝送容量を持つことができる。このためＦＤＭ（周波
数分割多重）方式の４相ＰＳＫではｌチャネル当たりの
シンボルレートが７５ｂｐｓでサブチャネル数を１６と
すれば伝送速度は７５ｘ　２　Ｘ１６＝２４ＱＯｂｐｓ
となる。

ここで４相ＰＳＫ変調信号が混合器２３で発生されるご
とを第１０図（３）〜（６）によって説明する。例とし
て変調器２０と２２への変調入力信号をＡチャネル　　
０１０１−−−−−−−−−−・−・Ｂチャネル　　０
０１１・−一−−−−−−−−−−・とするとＡ、Ｂが
共に“Ｏ″のときにはＡチャネルの変調波ベクトルをＯ
Ｐ、、　　Ｂチャネルの変調波ベクトルをＯＲ２として
これらを合成すると第１Ｏ図（３）の０ＰｏＩとなる。

次にＡが１．Ｂが０の場合にはＡチャネルだけ０−１の
変化があったのでＰｌのみ位相がπ進み合成ベクトルは
第１０図（４）のように、０Ｐ０２となる。次にＡが０
．８が１の場合ではＰＩは（３）と同じでＲ２のみ位相
がπ進むから合成ベクトルは第１０図（５）のように０
Ｐ０３となる。さらにＡ、Ｂが共に１の場合は同様に考
えれば第１Ｏ図（６）のように合成ベクトルは０Ｐ０４
となることは明らかである。

このようにサブチャネル１チヤネル当たり第１０図（１
）のような回路を用いて４相ＰＳＫ波を作り、これをサ
ブチャネルの数だけ設備すればＨＦ回線用高速変調器が
得られる。

次に４相ＰＳＫ波に対する受信回路について説明する。

第１１図はＦＤＭ４相ＰＳＫ波を２受信系ダイバ一シチ
方式にて受信して端末装置へデータを出力させるまでの
受信回路の構成例図で、特に受信データ選択方式の第６
図及び第７図のうち第６図の方式に従ったものである。

第１１図中のＲｘ。

Ｒｘ２は各受信系の受信機、６１．６２は分配器で各受
信系について受信機の出力をサブチャネル別に分配する
ための帯域が波器群を含み、サブチャネルは図示のよう
に各受信系毎にＣＨＩ〜ＣＨｎ　、　Ｃｌ２１〜ＣＨ２
ｎの復調回路に分かれて入力する。以下にはこのサブチ
ャネルの１つＣＨＩの回路について説明する。なおＣ）
ＩＩにおいて６５〜６９および６１０を含む部分は入力
データの遅延検波回路を形成する回路である。

いま４相ＰＳＫ波のサブチャネルの１チヤネル（以下Ｃ
Ｈと略記する）のＰＳＫ波を Ｅ　＝　Ａｃｏｓ（ωｔ＋φｋ）　−−−−−−−−−
−−−＝　（１−１）とする。４相の場合には φ五＝（π／２）　ｆｌｉ＋φ。　−一−−−・−・−
・・−（１−２）ただしｎｉは２系統Ａ、　Ｂ両チャネ
ルの変調用ＰＣＭ符号のｉ番目の符号２つの組合わせに
よって決まる４値符号すなわちｎｚ＝ｏ、　１．２．３
である。

従って（１−２）式におけるφ！１は φｉ−＋　＝　　ｎ＝−＋　＋φＯ・−−−−−−−−
−−−−−−（１−３）そこでＰＳＫ波Ｅおよび１符号
（ビット）分遅延されたＰＳＫ波（Ｅａ　とする）は Ｅ　＝　ＡＣＯ５（６Ｊ　ｔ　＋　−ｎｉ　　＋φｏ）
　　’−−−−−−’ｉｌ　　４）Ｅａ　”Ａ４　ｃｏ
ｓ（ωｔ　＋　　ｎｉ−＋　　＋φｏ）−−−−−（１
５：のようになる。（１−５）のＥ４は第１１図の遅延
回路６７の出力に当たり遅延量τ＝Ｔ（Ｔは１ビツトの
時間）となり１ビツト分である。さらにＥを２分し一方
の位相をπ／２遅らせるとその出力Ｅｐは次式で表され
（’、’　ｃｏｓ　（θ−２）＝ｓｉｎθ）Ｅｐ　＝Ａ
ｓｉｎ（ωｔ　＋−ｎｉ　＋φ、＞　−ｉ−（ｔ−６）
第１１図のπ／２位相器６５の出力の波形がこの式で表
される。またＥｄの波形をπ／４位相器６８でπ／４遅
らせるとその出力Ｅ’　ａは次式で表される。

−・−・・−（１−７） 次にＥ’ａを２分しそのそれぞれとＥおよびＥｐとを６
９と６１０の乗積回路に入力させてそれぞれ直流分を取
り出すが、６９と６１０の出力Ｒ１とＲ２は次のように
なる。

・−−−−−−−（１−８） ここでｎｌ−１およびｎユは４進数（０，１，２，３）
であるからｎｉ　　ｎｌ−１は−３，−２，−１，０，
１，２゜３の値をとる。６６はレベル調整用の減衰器で
π／２位相器６５と同一の減衰量を持っている。これら
による位相ｎｉ　＊　ｎｌ−１の各値に対するＲ１．　
Ｒｚを計算すると次の表のようになる。

ただしＡ−Ａａ　／２＝Ｉ丁とする。

表　　１ （１−８）、　（１−９）は遅延検波の場合の位相と検
波出力を表すものである。さて、ｎ１ｎｉ−１は４進数
で前記のような値をとるから、−３，−２，−１はそれ
ぞれ括弧内に示した１、　２．３のように読み替えるこ
とができる。またＲ、、　Ｒ２が−１のときは１゜１の
ときはＯと読み替えればＲ＋、　Ｒｚはｎｉ、　ｎｉ−
１を０．１の２進符号で表した形となり、６９．６１０
の出力として遅延検波後の出力が得られる。

６９、６１０以後の回路は遅延検波出力を符号処理する
部分であって６１１．６１４は直流増幅器、６１２゜６
１５は積分器、６１３．６１６はサンプリング回路、６
１７は前記Ｒ＋、　Ｒｚ２系統によるサンプリング回路
出力を切替えて１つの連続信号として出力するための切
替回路■である。

第１２図は６１１〜６１７の回路の各部波形図で、図中
の（１）と（２）は２つの受信系のｌ？Ｘ、とＲＸ、で
同時に受信したサブチャネルの１つの６９に相当する乗
積回路の出力波形を示し、１ビア）長をＴとすればサブ
チャネル当たりのシンボルレートが７５ｂｐｓの場合Ｔ
　＝１／７５−１３．３＋ａｓとなる。（３）はＲＸ、
　（７）積分器６１２の出力波形、（４）は６１８のＳ
／Ｎ回路で６９よりのＲ９と６１０よりのＲ２のたとえ
ばＳ＋Ｎを比較しレベルの高いＳ／Ｎ信号を取出して積
分回路６１９で積分後の波形である。また（７１．　（
８）はＲＸ２系の同じ積分器６１２．６１９の出力波形
である。この積分時間および（３）の積分結果よりデー
タの１．０をサンプルトリガするクロックについてはＲ
Ｘ、とＲＸｚの受信系毎にビット単位に同期がとれてい
ることが本発明の重要事項である。すなわち（５）はク
ロック（ＣＭと略記する）１のクエンチパルスで１ビツ
ト当たりの積分時間を決定し、（６）はＣＫ２のサンプ
ルパルスで１ビツト毎に１．０またはＳ／Ｎを判定する
。なおｌ？ＸＺ系ではＣＫＩ、ＣＫ２はそれぞれＣＫ２
１．　ＣＫ２２になる。

受信系のＳ／Ｎ判定はサブチャネルが１つの場合にはＳ
／Ｎ判定に用いたチャネルと信号チャネルとは一致する
が、サブチャネルが複数の場合にはその１チヤネルをＳ
／Ｎ判定に選んで全体のＳ／Ｎを判定し、ダイバーシチ
の信号選択切替を行う。第１１図の例ではＣＨＩとＣＨ
２１すなわち受信系毎に１サブチヤネルを用いてＳ／Ｎ
判定を行っている。　（９）は６１７の切替回路ｌから
取出されたＲ１系すなわち６１１−６１２−６１３系の
サンプル信号波形で切替回路６１７はＲ，系とＲ２系の
サンプル信号を交互に切替出力することになる。（９）
の波形を微分回路６２１に。

入力するとその出力はα〔に示すような変換点パルス１
となる。この変換点パルス１によって水晶発振器６２６
．　　分周器６２７．　　タイミング発生回路６２８を
動作させ、クロックＣＫ１．　ＣＫ２．　ＣＫ２１．　
Ｃに２２のタイミングを作り出す。すなわち受信した検
波出力ディジタル信号よりピントの変換点を抽出し第１
２図（５１，（６）のクエンチパルスＣＫＩとサンプリ
ングパルスＣＫ２の位相補正を常時ＲＸ、、　Ｒに２の
受信系毎に実施するもので第１１図のＣＫ　１　、　Ｃ
Ｋ　２　、　ＣＫ２１゜ＣＫ２２がこれに相当する。Ｒ
ＸＩとＲＸｚのどちらのビットを採用するかは両受他系
のＳ／Ｎ比較回路６３０で判定しその結果の切替選択信
号にてと７）毎に切替回路６３１を動作させどちらかの
受信系の信号を出力させる。これらをさらに詳しく次に
説明する。

第１２図の（４）と（８）で示した各受信系のＳ／Ｎ積
分出力よりサンプリングクロックのタイミングでそのレ
ベルをサンプリング回路（第１１図６２０に出力させか
つＳ／Ｎ比較回路６３０で比較判定し良好な受信系の方
の出力を切替器６３１の出力とするための切替信号を切
替器６３１に送る。また微分回路６２１よりの変換点パ
ルスによるクロック系の位相修正もビット毎にＳ／Ｎの
良好な方の系によってビット同期が行われるように切替
器６２９においてＳ／Ｎ良好な系の信号（６３０の出力
）によっておこなわれる。

通常４相ＰＳＫ波のＳ／Ｎ判定を行う場合は第１０図の
（３）〜（６）に示したように符号によって信号のベク
トルがＯＰ　ｏ　ｒ　、　ＯＰ　ｏ　ｚ、　ＯＰ　ｏ　
ｓ、　ＯＰ　ｏ　ａのように異なるのでＳ／Ｎが良好な
ら少なくとも第１３図に示す各ｏｐベクトルを中心とす
る破線域内が信号成分のベクトルと考え、破線域外は混
信または外来雑音による雑音成分である。すなわちＲ，
、Ｒｇ系それぞれの遅延検波出力を第９図のような位相
角対電圧特性を用いてＳ／Ｎ回路６１８において信号成
分と雑音成分の差をＳ／Ｎ成分として取出し、これを積
分器６１９で１ビツトずつ積分し第１２図の＋４）、　
＋８）のようなＳ／Ｎ信号積分出力が得られる。

６３と６４は受信機ＲＸ、、　ＲＸ、それぞれが受信し
た各サブチャネル信号を１ビツトずつ並列に入力し文字
同期、誤り訂正処理などを行う符号処理回路であってこ
の出力は切替器６３１に入力し比較回路６３０よりのＳ
／Ｎ判定信号によって常にビット単位のダイバーシチ処
理によるディジタル信号を出力させることができる。

以上は第６図の受信データ選択方式で予め複数送信所の
うちの１つを任意に選んでその送信周波数にＲＸ、、　
ＲＸ！の受信周波数チャネルをプリセットし、ビット単
位のＳ／Ｎ判定によるスペース、偏波面ダイバーシチを
行う受信方式である。

他方第７図の受信データ選択方式は基本的には第１１図
の受信回路を送信所の数（たとえば送信所が３つなら３
回路分）だけ保有し、各受信系を相手送信所の発射周波
数にプリセントしておき各基をスペース、偏波ダイバー
シチ方式で受信し、さらにこの３系統の受信出力のうち
ビット単位に最もＳ／Ｎの良いものを選んでデータを自
動的に出力する方法である。具体的には第１１図の６３
０の出力より各受信系のＳ／Ｎ判定を出力し３つのＳ／
Ｎのうち最も良いＳ／Ｎのデータをさらに１ピントずつ
選択して符号処理するという方法であって、スペースと
偏波ダイバーシチに加えて周波数ダイバーシチを採用し
ている。この場合ＨＦ回線で各送信所の発射周波数に大
きな差（たとえば６　Ｍｎ２と９　Ｍｎ２のように）が
あると周波数によるＳ／Ｎ切替の効果はあまりないが、
たとえば６．２ＭＨｚと６．３ＭＨｚのように小差の場
合には周波数グイバーシチによるビット単位のＳ／Ｎに
よる切替の効果が顕著に現れ受信データの品質改善に大
きく貢献する。

（２）ＦＳＫ変調の場合（第１４図、第１５図参照）第
１４図はＦＳＫ変調波のＩＣ１１当たりの信号スペクト
ラムで、縦軸はレベルの高さを表し、ｆ６８．はマーク
周波数、ｆｏｌ、はスペース周波数である。入力される
２進ディジタル信号によって変調器はマークとスペース
の各周波数に切替えて変調信号を作り出す。ｆｏＩはｆ
ｏｌＴｌｌとｆ。１．の中央周波数である。

受信波のＳ／Ｎが悪化すればｆ＠１ｍ＋とｆ０９．共通
の雑音領域にあるｆ６１成分が増加しスペクトラムは第
１４図の（１）から（２）のように変化する。従って受
信側ではＳ／Ｎの判定にｆ０８．とｆｌｌｌｓの成分（
Ｓ）とｆ０１成分（Ｎ）の差をＳ／Ｎとして用いる。

第１５図はＦＳＫ変調波の受信側装置の構成例図でＰＳ
Ｋの場合の第１１図に対応するものである。

図中のＲＸ＋、　ＲＸｚおよびそれぞれのアンテナは第
１１図と同様の２つの受信系を構成している。７１．７
２は各受信系にて受信復調されたサブチャネル信号をチ
ャネル別に分配する分配器でチャネル別帯域フィルタで
構成される。この出力はＲＸ、受信系ではＣＨＩからＣ
Ｈｎまでのサブチャネルに、ＲＸ２受信系ではＣｌ２１
からＣ）１２ｎまでのサブチャネルにそれぞれ分けられ
るがまずそのうちのチャネルＣＨＩについて説明する。

７５は共通増幅器、７６、７７、７８はそれぞれマーク
周波数、中心周波数、スペース周波数を取り出す帯域フ
ィルタである。通常３　ｋＨｚ帯域の中に１６ＣＨ程度
のＦＳＫサブチャネルを配列する場合には１例として中
心周波数をｆｏとしてｆｏを中心に±４５．５Ｈｚのシ
フト幅で約１１０Ｈｚ間隔にて第５図のようなサブチャ
ネル配列を行うのでこれらの帯域フィルタの帯域幅Δｆ
は約±ｌ０Ｈ７程度にとる。７９．８０．８１は増幅器
、８２．８３．８４はダイオ−ド検波器で、入力はここ
で直流成分に変換されそれぞれマーク信号、中心周波数
成分、スペース信号の検波出力が得られる。８５は差動
増幅器でマーク、スペース信号成分を取り出すと増幅器
８８を経て積分器８９に送られ、ここで信号成分を１ビ
ツトずつ積分する。

９０はサンプリング回路１で積分器８９から信号を取り
出す役目をもっている。また８６はマーク、スペース両
信号の加算器で、この加算器出力（信号成分）と中心周
波数の検波出力（雑音成分）との差を加算器８７でとり
、これをＳ／Ｎ信号成分として増幅器９１にて増幅後積
分器９２にて１ビツトずつのＳ／Ｎ信号を積分し、９３
のサンプリング回路２によってＳ／Ｎ成分を取り出す。

９５は比較回路で９３よりのＲＸ、受信系の（ＣＨ１の
＞　Ｓ／Ｎ成分とＲＸ、受信系の（たとえばＣｌ２１の
）　Ｓ／Ｎ成分を比較し良い方の受信系を選択する。そ
の結果によって９７の切替器２がＳ／Ｎの良い方の受信
系の信号を出力信号として出力させることは第１１図の
場合と同様である。

このようにＦＳＸ変調の場合もダイオード検波後の符号
処理はＰＳＫ変調の場合と同様で第１２図のタイムチャ
ートと全く同じタイミングとなる。

すなわちクロックＣＫ　１　、　ＣＮ２１のクエンチパ
ルス。

ＣＮ３．　ＣＮ２２のサンプリング回路用の位相タイミ
ングは第１２図のタイムチャートの（５）、　（６）と
同じである。サンプリング回路９３の出力を微分回路９
４に入力させその出力である変換点パルス１は切替回路
１０１に送られる。９８は水晶発振器、９９は分周器、
１００はタイミング発生回路でこれらの動作は第１１図
の場合と全く同じである。切替回路１０１はビット単位
にＳ／Ｎの良好な受信系のタイミングに切替えるために
あることも同様である。また７３と７４はそれぞれＲＸ
＋、　ＲＸｚの受信系の各サブチャネルのサンプリング
出力を並列に入力させこれを並直列変換や誤り訂正など
の符号処理を行うための符号処理回路で、各サブチャネ
ルの符号は１ビツトずつが切替回路９７に送られここで
選択されれば受信端末装置へ送出される。以上のように
ＰＳＫ変調方式の場合と同様に第６図と第７図のいずれ
のデータ受信方式にても採用可能な回路方式である。

第１６図は本発明を実施した場合のデータ送受信のタイ
ムチャートで、図中の（１）〜（４）は送信側、（５）
〜（８）は受信側である。（１）は第２図の中央局Ｃか
ら各送信所への送信指令の信号で時点Ａから各送信所の
送信機が放送を開始する。（２１，（３）、　（４）は
Ａ１−八、の各送信所からそれぞれ送出される無線デー
タ信号で、中央局Ｃからの同一データが各送信所から異
周波数にて同時に放送される。信号のうち５ＹＮＣは同
期信号でデータの送信に先立って送られる。受信側では
この５ＹＮＣによりビット同期、フレーム同期（文字同
期）が設定される。５ＹＮＣに続いてデータが送られる
が図中のＢ−Ｃには送出するデータを具体的に２進コー
ドで例示しである。すなわちＢ時点より送られるデータ
は０１１０１００１１０−・−・−・−のようになる。

なお送信発射周波数はＡ、　（送信所）がｆ、（（２）
のデータ〕。

Ａ２がｆ３（（３１のデータ〕、Ａ３がｆｓ（（４）の
データ〕のようになる。

次に（５）〜（８）は不特定多数の移動体のうち１つの
移動体、たとえばＢ、が受信した場合のデータで、（５
）はＡ、送信所からのデータをｆ、で、（６）はＡ２送
信所からのデータをｆ、で、（７）はＡ３送信所からの
データをｆｓにそれぞれの受信機の受信周波数をプリセ
ットして前記第６図のデータ受信方式で受信した場合で
ある。この場合には移動体側（移動局）が最も良品質の
受信チャネルの周波数に手動にてブリセントしスペース
・偏波面ダイバーシチ方式にて受信する。（８）は第７
図のように各送信所からのデータを３波同時に受信し、
さらに周波数ダイバーシチ方式にて受信したデータであ
るとする。いずれにしても）ＩＰ回線のようにフェージ
ング、マルチパス等を伴う遠距離の無線回線では受信デ
ータの誤りを全く無とすることは困難であるから本発明
のように複数送信所から発射放送される同一データをダ
イバーシチ受信方式にて受信し常時最良品質の通信回線
を構成できるようにすることが必要である。

（発明の効果） 本発明の実施によって地理的に遠距離に散在する不特定
多数の移動体に対して最小の運用周波数を用い放送形式
のデータ伝送を行う場合に時々刻々通信状況が変化する
ことが多い無線ＨＦ回線に対し、受信（移動体）側では
最小の設備で連続して良品質通信回線を確保することが
できる。従って送受設備の縮小と伝送効率の改善に大き
な貢献が期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施しようとする通信系統の一例図、
第２図は本発明の主な対象となる通信系統の一例図、第
３図は第２図の中央局と各送信所間の通信系構成別図、
第４図は中央局と各送信所間に伝送される変調波のスペ
クトラムの一例図、第５図は伝送帯域内に配列した複数
サブチャネルのスペクトラム配列の一例図、第６図およ
び第７図は各移動局の受信装置の構成例図、第８図〜第
１３図はＰＳＫ　（位相偏移）変調関連図で第８図はサ
ブチャネル中の１チヤネルの２相ＰＳＫ変調波作成のタ
イムチャート、第９図は復調器の位相変化対出力電圧特
性例図、第１０図は４相ＰＳＫ変調回路構成例図（１）
と４相ＰＳＫ波生成の説明ベクトル図（２）〜（６）、
第１１図は４相ＰＳＫ波受信回路の構成例図、第１２図
は受信信号処理のタイムチャート、第１３図は４相ＰＳ
Ｋ波の信号成分と雑音成分の比較図、第１４図はＦＳＸ
　（周波数偏移）変調波の１チャネルスペクトル例図、
第１５図はＦＳＫ波受信回路の構成例図、第１６図は本
発明を実施した場合のデータ送受信のタイムチャートで
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 地理的に分散した不特定多数の移動体に放送形式で連続
   してデータを送信するため陸上中央固定局より相互に遠
   距離に分散配置した複数の送信所に専用回線を介して同
   時に同一データを送出し各送信所は一般に相互に近接し
   た搬送周波数を用いその専有帯域幅内に任意数のサブチ
   ャネルを割当て、それらのサブチャネルに位相偏移また
   は周波数偏移による変調を行って放射する場合に、移動
   体側ではスペース・偏波面ダイバーシチによる２系統以
   上前記送信所の数までの周波数ダイバーシチをも加えた
   多系統のアンテナと受信回路よりなる複数受信系を設け
   、その各受信系は常時最適周波数の送信所を選択して受
   信するように予め調整しておき各受信系の復調された信
   号出力の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を信号のビット単位に
   て比較して常に信号対雑音比の最良の受信系の復調出力
   のみを受信端末装置に出力することを特徴とする放送デ
   ータ信号のＳ／Ｎ選別によるダイバーシチ受信方法。