JPS59193609A

JPS59193609A - Ｆｍ復調回路

Info

Publication number: JPS59193609A
Application number: JP58066954A
Authority: JP
Inventors: Kuniaki Miura; 三浦　邦昭; Yasunori Kobori; 康功小堀; Isao Fukushima; 福島　勇夫; Makoto Shiomi; 誠塩見; Kenji Kano; 加納　賢二
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-04-18
Filing date: 1983-04-18
Publication date: 1984-11-02
Also published as: JPH0122765B2; US4591798A; EP0122632A3; EP0122632A2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（利用分野）本発明はＶＴＲの再生回路などに用いて好適なＦＭ信号
復調回路に関する。

（背　　景）従来、家庭用ＶＴＲでは輝度信号をＦＭ変調して記録し
ている。たとえば、ＶＨＳＶＴＲの場合、第１図に示さ
れているように、シンクチップ１は３、　４　Ｍ　Ｈｚ
　、白２は４．４ＭＨ２のキャリアに設定され、上下的
３ＭＨ２の帯域が取られている。

第２図に再生回路の一例を示す。ヘッド３により再生さ
れた信号はプリアンプ４にょシ増幅され、イコライザ５
によシ再生等化される。その後、復調回路６により復調
され、さらにビデオ信号処理回路７を通ってビデオ信号
Ｖとなる。復調回路６としてはパルスカウント形式がよ
く用いられている。

第３図ＫＫ来のパルスカウント形復調回路を示す。脣た
、第４図は第３図の回路の主要部の信号の波形を示す。

入力信号ｌはリミタ８に入力し、該リミタ８からは互に
１８０°位相の異なる波形雅形された出力信号ｔ）Ｉ＋
ｔ）２が出力される。この出力信号１）Ｉ＋１）２はト
ランジスタＱ１のベースおよびＱ２のベースのそれぞれ
に印加される。トランジスタＱ３およびＱ４エミッタの
それぞれにはトランジスタＱ１およびＱ２のベースから
遅延時間τだけ遅延した信号ａｌ＋ａ２が得られる。こ
れらの信号ａＩ＋　ａ２＋　ｂｌ＋ｂ２は、乗算器１０
で乗算される。そうすると、乗算器１０の出力端１１か
らは第４図に示されているような波形の出力ｖｏが得ら
れる。この出力ｖ６をＬＰＦに通すと、復調信号が得ら
れる。

なお、上記の遅延時間τは、次式で与えられる。

■ ここに、ＣはトランジスタＱ１とＱ２のコレクタ間に接
続された容量、工◎は、該Ｑｌ、Ｑ２の共通エミッタと
アース間に接続された定電流源の定電流値である。また
ＶＡ、ＶＢは第３図中に示されている点の電圧である。

第３図の回路は基本的には無安定マルチバイブレータで
あり、トランジスタの縦積み数が５個になる。このため
、５■程度の低電圧動作がむずかしいという欠点がある
。これは、特に、ポータプルＶＴＲなどの省電力化が必
要な場合には大きな欠点となっていた。

（目　　的）本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくシ、低
電圧動作が可能でかつ素子面積ひいては回路面積も低減
できる、新たなＦＭ復調回路を提供するＫある。

（概　　要）本発明の特徴は、第１の信号が入力する第１のインバー
タと、第１の信号の反転信号が入力する第２のインバー
タと、該第１のインバータ出力と第２のインバータ出力
間、又はそれぞれのインバータとグランド間に接続され
た容量と、該第１のインバータ出力が入力する第３のイ
ンバータと、該第２のインバータ出力が入力する第４の
インバータと、第３のインバータと第４のインバータ出
力の論理積をとる手段とを具備した点にある。

実施例以下に、本発明を実施例によって詳しく説明する。第５
図は本発明によるＦＭ復調回路の一実施例を示す。

本実施例のＦＭ復調回路は５つのインバータ１２゜１３
．１４，１５，１６、およびインバータ１２の出力端と
インバータ１３の出力端との間に接続された容量１７か
ら構成されている。インバータ１２としては、第６図に
示されているような、トランジスタ１２ａとインジェク
タ電流１２１からなるインチグレイティド・インジェク
ション・ロジック（以下Ｉ”Ｌと略す）等が用いられる
。

第７図は第５図におけるＦＭ復調回路において、インバ
ータを第６図に示した工２して構成したものである。ト
ランジスタ１２ａ、１３ａ、１４ａ。

１５ａ、１６ａのベースには、それぞれインジェクタ電
流１２ｉ、１３ｉ、１４ｉ、１５ｉ、’１６１が供給さ
れている。トランジスタ１２ａの入力にはＦＭ変調信号
Ａ１　トランジスタ１３ａの入力には該ＦＭ変調信号Ａ
と逆相のＦＭ変変調信号上入力する。

信号Ａがハイレベル（図では、Ｈと示す）の時は、イン
ジェクタ電流１２ｉはトランジスタ１２ａＫ流れ込み、
トランジスタ１２ａはオンになシ、その出力信号Ｃはロ
ーレベルとなる。逆に信号Ａがローレベル（図では、Ｌ
と示す）の時はインジェクタ電流１２１は入力側に吸い
込１れ、トランジスタ１２ａはカットオフする。このた
め、その出力信号Ｃはノ・イレベルとなる。トランジス
タ１３ａのベースに入力する信号Ｂとトランジスタ１３
ａに関しても、上記したトランジスタ１２ａの場合と全
く同様なことが成り立つことは明らかで塾る。

トランジスタ１２ｇの出力端はトランジスタ１４ａの入
力端に接続され、またトランジスタ１３ｓ１の出力端は
トランジスタ１５ａの入力端に接続されている。また、
トランジスタ１２ａの出力端とトランジスタ１３ａの出
力端との間に容量１７が接続されている。さらに、トラ
ンジスタ１４ａの出力端とトランジスタ１５ｇの出力端
は互に接続された後、トランジスタ１６ａｌＣ入力され
る。

以下、本実施例の回路がＦＭ復調回路として動作するこ
とを第８図を用いて説明する。まず、ＦＭ変調信号Ａ、
Ｈの波形は互に逆相でＦＭ変調されたものであるとする
。パルスの高さはＶＦ（”：０．６■）以上あればよい
。

先ず、ＦＭ変調信号Ａがハイレベルの時、トランジスタ
１２ａの出力信号Ｃはローレベル、すなわち、は＃′！
ｌｌ′ＯＶに固定される。この時、ＦＭ変変調信号上ロ
ーレベルである。したがって、トランジスタ１３ａはカ
ットオフされ、容量１７はインジェクタ電流１５ｉによ
シ充電され、トランジスタ１３ａの出力信号りの電圧は
上昇する。この出力信号りの電圧が一定電圧ｖＦに達す
ると、トランジスタ１５＆はオンになり、該出力信号り
の電圧はＶＦＫ固定される。この時、トランジスタ１５
．ａの出力信号Ｆはローレベルとなる。

したがって、ＦＭ変調信号Ａがハイレベル、Ｂがローレ
ベルの間は、容量１７には出力信号ＣがＯｖ１出力信号
りが＋ＶＦとなるような電荷が充電され、保持されてい
る。

一方、ＦＭ変調信号Ａが・・イレベルからローレベルに
変シ、これと同時にＦＭ変変調信号上ローレベルからハ
イレベルに変わると、トランジスタ１２ａはカクトメフ
、トランジスタ１３ａはオンになり、出力信号りは０■
に固定される。この時、前述のように、容量１７０両端
にはＶＦの電位差があるから、この時点で出力信号Ｃの
電圧は−ＶＦとなる。

時間の経過と共に、容量１７はインジェクタ電流１４ｉ
により充電され、出力信号Ｃの電圧が＋ＶＦに達すると
トランジスタ１４ａがオンになる。

そして、出力信号Ｃの電圧はｖＦＫ固定される。この時
、トランジスタ１４ａの出力信号Ｅはローレベルとなる
。出力信号Ｃの電圧が−ＶＦから＋ＶＦに変化するのに
要する時間τは、インジェクタ電流ｉ４ｔが定電流で、
これをＩｄとすると、下記の０式で表わされる。

Ｉｄ（ただし、Ｃｄ　は容量１７の容量値）ＦＩＩＬＪ信号
Ａがハイレベル、Ｂがローレベルの時も、出力信号りの
電位が−ＶＦから＋ＶＦに変化するのに要する時間では
、インジェクタ電流１５１が定電流でＩｄとすると上記
の０式で表わされる。

インジェクタ電流１４ｉ、１５１が定電流でない場合は
、ンース側のインピーダンスＲと容量１７の時定数によ
ってτは決定される。

トランジスタ１４ａの出力信号Ｅとトランジスタ１５ａ
の出力信号Ｆの論理積（ＡＮＤ）を取り、トランジスタ
１６ａに入力するとトランジスタ１６ａの出力信号Ｇは
、第８図に示されているように、パルス幅かでの疎密波
となる。これをＬＰＦ１８を通すと、出力端子１９にＦ
Ｍ復調信号Ｖが得られる。

なお、第８図の信号Ｅ、Ｆの波形は、これらの論理積が
とられる前の波形を示す。

ＦＭ復調回路の性能として重要な点は、（１１ＦＭ復調
信号にＦＭ変調信号ＡおよびＢのキャリアリーク（搬送
波の漏れ）が少ないこと、（２）復調の折返し点がＦＭキャリア周波数より十分高
く設定できること、等である。

上記の（１）に関しては本実施例の復調回路が差動形式
であり、インバータ１２．１３の遅延時間差、インバー
ター４．１５の遅延時間差をほぼ０にできること、およ
びインジェクタ電流１４　ｉ　、　１５１をインジェク
タ電流１２ｉ、１３ｉｋよび１６１に対して独立にＩ！
１１！整できるので、該１４ｉと１５ｉを互如等しく設
定することができる。したがって、前記遅延時間τの時
間的変化全僅少にすることができるので、前記キャリア
リークを極めて少ないレベルに押さえることが可能であ
る。

上記０（２）に関しては、第９図に示されているように
折返し周波数ｆ０はＦＭキャリア周波数より十分高くす
る必要がある。許容できるパルス幅の最大値τｍａｘ　
は、下記の０式で与えられる。

したがって、上述した遅延時間τは τ　〈　τｍａＸを満足する規定値に設定する必要がある。

この遅延時間τの値は、第７図において、容量１７、ト
ランジスタ１４ａ　、１５ａのペース寄生容量（図示せ
ず）の値のばらつき、あるいは能動素子の温度特性など
により変化する。このため、インジェクタ電流１４ｉ、
１５ｉを調整あるいは温度特性の補償を行なって、該遅
延時間τが規定値になるように設定する。

なお、容量１７としてＭＯＳタイプのトランジスタを使
う場合には、サブストレートとの間の寄生容量を考慮し
て、第１０図に示されているように、２つの等しいＭＯ
８容量１７１，１７２　のメタル側（Ｍ）　とサブスト
レート側（、Ｓ）を交互に接続し、差動形式がくずれな
いようにする必要がある。ここで、１７１８．１７２Ｓ
　　は寄生容量である。

また、本実施例においては、トランジスタ１２ａ、１３
ａはそれぞれの寄生容！（図示されていない）のばらつ
き、インジェクタ電流１２ｉｉ、１３１のばらつきＫよ
シ遅延時間が変化するが、相対的な遅延時間差は零とな
り、キャリアリーク等の問題は発生しない。

第１１図は、リニア回路ＡからＩ”Ｌで構成された本実
施例のＦＭ復復調回路へのインタ７エイスＢの一例を示
しだものである。図において、２ｏはアンプ、２３はＦ
Ｍ変調信号である。また、インバータ２１．２２はバッ
ファアンプであり、専用のインジェクト電流源を有して
いない。Ｑ１〜Ｑ１２はトランジスタを示し、その他の
符号は第７図と同じものを示す。

次に、この回路の動作を簡単に説明する。ＦＭ変調信号
２３はアンプ２ｏを通った後、差動アンプを構成するト
ランジスタＱｌ、Ｑ２に入力される。トランジスタＱ１
がオン、Ｑ２がオフの時、トランジスタＱ３．Ｑ４．Ｑ
５．Ｑ９．ＱＩＯはオン、トランジスタＱ６．Ｑ７．Ｑ
８．Ｑｌｌ。

Ｑ１０はオフとなり、インバータ２１の入力はハイレベ
ル、インバータ２２の入力ｌｄ　ｏ　−Ｖ　ヘｋ　（！
：なる。

逆に、トランジスタＱ１がオフ、Ｑ２がオンの時、トラ
ンジスタＱ６．Ｑ７．Ｑ８．Ｑ１１．、Ｑ１２はオン、
トランジスタＱ　３　＋　Ｑ　４　、Ｑ　５　、Ｑ９、
ＱＩＯはオフとなシ、インバータ２１の入力はローレベ
ル、インバータ２２１７）入力はハイレヘルとなる。イ
ンバータ２１．２２の出力から後は本実施例のＦＭ復調
回路に゛入力する。ＦＭｆｆｌ調回路の動作は、第７図
および第８図で説明した通りである。

本実施例によるＦＭ復調回路は、上記のような構成であ
るので、下記のような種々の効果がある。

（１）　　復調回路をＩ”Ｌで構成しているため、トラ
ンジスタの縦積み数は１段である。したがって、３Ｖ以
下の低電圧動作が可能であり、省電力化に大きく寄与す
る。

（２）　　フルバランス形式（差動形式）を取っている
ため、インバータ個々の遅延時間がばらついても相対遅
延時間はなく、キャリアリークなどの問題を生じない。

（３）容量１７を設けた２つのインバータ１４゜１５の
インジェクタ電流をインバータ１２゜１３および１６と
切離して独立に調整することができる。したがって、こ
の調整によシ所望の復調特性（ゲイン、リニアリティ）
を容易に得ることができる。さらに温度特性などの補償
も可能である。

＋４）　　Ｉ”Ｌ部分、すなわち、本実施例の復調回路
は他のリニア回路とレイアウト的に分離できるため、復
調時例生じるスイッチングノイズのリニア回路に対する
妨害を抑止できる。

第１２図は本発明の他の実施例を示す。第４図の実施例
と異なる点は、インバータ１２とインバータ１３の出力
間た接続されている容量１７の代りに、インバータ１２
の出力とグランド間に容量２４、インバータ１３の出力
とグランド間に容量２５が接続されていることである。

この実施例においても、容ｊ１２４，２５のベア性を確
保すれば、第５図の実施例と同様な効果を得ることがで
きる。

前記の各実施例は、Ｉ２Ｌを用いて説明されたが本発明
はこれに限定されず、工２Ｌに代えてオープンコレクタ
出力形式のＴＴＬ　　（）ランジスタ・トランジスタ・
ロジック）インバータ等を用いてへ復調回路を構成して
もよい。ただし、低電圧化に関しては、■２Ｌを用いた
方が有利である。

（効　　果）以上のように、本発明によれば、ＦＭ復調回路を、トラ
ンジスタの縦積み数が１段で構成できるので、３ｖ以下
の低電圧で動作させることかできる。とのため、ポータ
プルＶＴＲなどの省電力化、さらには耐電源ノイズ特性
の向上等が期待でき、その効果は大きい。

また、ＦＭ復調回路に用いられるインバータをＩ２Ｌで
構成すると、Ｉ”Ｌの素子面積が従来のトランジスタの
素子面積の約％で済むことから、ＦＭ復調回路に要する
面積を従来のものに比べて低減できる。一方、ＩＣでは
周知のように面積の低減は製造費の低減に寄力する。し
たがって、本発明によれば、ＦＭ復調回路を安価に作成
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＶＴＲＫおけるＦＭキャリア周波数帯域の説明
図、第２図は従来のＶＴＲ再生回路の一例を示すブロッ
ク図、第３図は従来のＦＭ復調回路の回路図、第４図は
第３図の回路の主要部の信号のタイムチャート、第５図
は、本発明のＦＭ復調回路の一実施例のブロック図、第
６図はＩ”Ｌで構成したインバーｉの回路図、第７図は
、本発明のＦＭ復調回路の一実施例の回路図、第８図は
、第６図の回路の主要部の信号のタイムチャート、第９
図は、ＦＭ復調特性図、第１０図は、ＭＯ８容量を用い
た回路図、第１１図は、本発明の一応用例を示す回路図
、第１２図は、本発明の他の実施例のブロック図である
。１２．１３，１４，１５．１６・・・インバータ、１２
ｉ、１３ｉ、１４ｉ、１５ｉ＋１６ｉ・・・インジェク
タ電流、１２ａ、１３ａ、１４ａ。１５ａ、１６ａ・・・トランジスタ、１７・・・容螢、
１８・・・ＬＰＦ代理人　弁理士　平　木　道　人第１図第２図一絽一第４図タ○りくのＱＯＬＬＬｆＬＬ？Ｏ＞３　　≦。第９図穣盲Ａ第１０図７１

Claims

【特許請求の範囲】

（１）第１の信号が入力する第１のインバータと、該第
１の信号の反転信号が入力する第２のインバータと、該
第１のインバータ出力と第２のインバータ出力間又はこ
れらのインバータ出力のそれぞれとグランド間に接続さ
れた容量と、該第１のインバータ出力が入力する第３の
インバータと、該Ｗ、２のインバータ出力が入力する第
４のインバータと、該第３のインバータと、該第４のイ
ンバータ出力の論理積をとる手段とを具備したことを特
徴とするＦＭ復調回路。
（２）　　前記第１〜第４のインバータをＩ”Ｌで構成
し、第３と第４のインバータのインジェクタ′亀流を、
前記第１と第２のインバータのインジェクタ電流に対し
独立に調整できるよう圧したことを特徴とする特許路。