JPH05316740A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH05316740A JPH05316740A JP4140965A JP14096592A JPH05316740A JP H05316740 A JPH05316740 A JP H05316740A JP 4140965 A JP4140965 A JP 4140965A JP 14096592 A JP14096592 A JP 14096592A JP H05316740 A JPH05316740 A JP H05316740A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- output
- switching
- inverter device
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 可及的に効率を向上することができるよう
な、また広い範囲で電流制御が可能なインバータ装置を
提供すること。 【構成・効果】 ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣの出
力トランジスタのコレクタ出力でロイヤー発振回路のス
イッチング作動用トランジスタのエミッタを定電流駆動
することによりチョッパ回路（ＤＣーＤＣコンバータ）
を省略することができ、効率を向上させることができ
る。また、無負荷時には切替回路により入力直流電圧を
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣに入力し、該ＩＣの作
用で交流出力電圧を安定化する。
な、また広い範囲で電流制御が可能なインバータ装置を
提供すること。 【構成・効果】 ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣの出
力トランジスタのコレクタ出力でロイヤー発振回路のス
イッチング作動用トランジスタのエミッタを定電流駆動
することによりチョッパ回路（ＤＣーＤＣコンバータ）
を省略することができ、効率を向上させることができ
る。また、無負荷時には切替回路により入力直流電圧を
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣに入力し、該ＩＣの作
用で交流出力電圧を安定化する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広い範囲で電流制御が
必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関し、
特に調光自在な冷陰極放電管の電源として好適なインバ
ータ装置に関する。
必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関し、
特に調光自在な冷陰極放電管の電源として好適なインバ
ータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータ装置は、直流電力を交流電力
に変換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各
種の電機機器に使用されている。図３は放電管用として
使用されている従来のインバータ装置を示す回路図であ
る。図３において、１０は一次コイル１０Ｐ、二次コイ
ル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振回路
用の昇圧トランスである。１１、１２はＮＰＮ型のスイ
ッチング作動用トランジスタで昇圧トランス１０ととも
にロイヤー発振回路を構成する。１３は電圧共振用のコ
ンデンサ、１４は同チョークコイルである。これにより
トランジスタ１１、１２のオフ時のコレクターエミッタ
間電圧は正弦波状となり、トランス１０の一次コイル１
０Ｐ、二次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チ
ョークコイル１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータ
に接続され、出力側には冷陰極放電管３１が接続されて
いる。このインバータの自励発振により、出力側には正
弦波状の高電圧が数十ＫＨｚの単位の周波数で現われ、
冷陰極放電管が点灯する。２０はＤＣ−ＤＣコンバータ
を構成するスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２
１のベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）であり、降
圧型チョッパ回路として動作する。このＩＣは、三角波
を発生する発振器ＯＳＣと、２つの比較用演算増幅器Ａ
１と演算増幅器Ａ２と、発振器ＯＳＣと演算増幅器Ａ１
かＡ２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭコ
ンパレータＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータにより
駆動され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジス
タ２１のベースを駆動する出力トランジスタとを有す
る。このＩＣは、前記のようにＰＷＭコンパレータで発
振器ＯＳＣと比較する他方のＰＷＭコンパレータ入力回
路には２つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が接続されている
が、これら２つの演算増幅器の内の出力電圧が高い方の
電圧と発振器ＯＳＣの出力とが比較される。なお、前記
の構成を有するＩＣをここでＤＣ−ＤＣコンバータ制御
用ＩＣと定義し、またこれを他の用途に使用しても、内
部の構成が変わらない限りＤＣーＤＣコンバータ制御用
ＩＣと呼ぶことにする。２２はフライホイールダイオー
ド、２３はチョークコイルである。２４はコンデンサで
あり、チョークコイル２３とコンデンサ２４でＬＣフイ
ルタを構成する。２５、２６は発振周波数決定用のコン
デンサと抵抗、２７乃至３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１，Ａ２の位相補正用
Ｃ，Ｒ素子である。ダイオード１５、１６は冷陰極放電
管３１に流れる放電電流の正の成分を整流するためのも
のである。１８、１９は電流波形を直流化するためのロ
ーパスフィルタを構成する抵抗とコンデンサである。こ
のフィルタ出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の演算増幅器Ａ２の＋入力端に接続される。すなわち
コンデンサ１９の両端には放電電流の正のサイクルの平
均値に比例した電圧が得られ、この電圧とＤＣ−ＤＣコ
ンバータ制御用ＩＣ２０内部の基準電圧とが演算増幅器
Ａ２で比較され、両者の差電圧に比例した出力電圧が得
られる。図２に示すように、この出力電圧とＤＣ−ＤＣ
コンバータ制御用ＩＣ２０の発振器ＯＳＣの三角波出力
とがＰＷＭコンパレータで比較される。すなわち放電電
流が何等かの原因で増加すると、エラーアンプとなる演
算増幅器Ａ２の出力電圧はＢラインからＡラインに移行
する。その結果、ＰＷＭコンパレータの出力はＣライン
からＤラインへと変化する。すなわち出力トランジスタ
であるスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２１の
オン時間は狭くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
は減少し、ロイヤー発振回路の電源電圧が下がることに
なるので、放電電流は減少する。したがって、放電電流
の定電流制御を可能としている。３２、３３はＤＣーＤ
Ｃコンバータの出力電圧を定電圧化するための抵抗であ
り、これは冷陰極放電管３１を接続しない時、または放
電を開始する以前の昇圧トランス１０の二次コイル１０
Ｓの電圧を定電圧化するためのＤＣ−ＤＣコンバータ出
力電圧検出用の抵抗である。抵抗３２、３３の接続点は
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１
の＋入力端に接続され負帰還ループを構成し、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧を定電圧化している。演算増幅
器Ａ１，Ａ２の出力はＯＲ接続されているので、演算増
幅器Ａ１，Ａ２の出力電圧の高い方が優先されてＰＷＭ
コンパレータに入力される。
に変換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各
種の電機機器に使用されている。図３は放電管用として
使用されている従来のインバータ装置を示す回路図であ
る。図３において、１０は一次コイル１０Ｐ、二次コイ
ル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振回路
用の昇圧トランスである。１１、１２はＮＰＮ型のスイ
ッチング作動用トランジスタで昇圧トランス１０ととも
にロイヤー発振回路を構成する。１３は電圧共振用のコ
ンデンサ、１４は同チョークコイルである。これにより
トランジスタ１１、１２のオフ時のコレクターエミッタ
間電圧は正弦波状となり、トランス１０の一次コイル１
０Ｐ、二次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チ
ョークコイル１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータ
に接続され、出力側には冷陰極放電管３１が接続されて
いる。このインバータの自励発振により、出力側には正
弦波状の高電圧が数十ＫＨｚの単位の周波数で現われ、
冷陰極放電管が点灯する。２０はＤＣ−ＤＣコンバータ
を構成するスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２
１のベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）であり、降
圧型チョッパ回路として動作する。このＩＣは、三角波
を発生する発振器ＯＳＣと、２つの比較用演算増幅器Ａ
１と演算増幅器Ａ２と、発振器ＯＳＣと演算増幅器Ａ１
かＡ２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭコ
ンパレータＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータにより
駆動され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジス
タ２１のベースを駆動する出力トランジスタとを有す
る。このＩＣは、前記のようにＰＷＭコンパレータで発
振器ＯＳＣと比較する他方のＰＷＭコンパレータ入力回
路には２つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が接続されている
が、これら２つの演算増幅器の内の出力電圧が高い方の
電圧と発振器ＯＳＣの出力とが比較される。なお、前記
の構成を有するＩＣをここでＤＣ−ＤＣコンバータ制御
用ＩＣと定義し、またこれを他の用途に使用しても、内
部の構成が変わらない限りＤＣーＤＣコンバータ制御用
ＩＣと呼ぶことにする。２２はフライホイールダイオー
ド、２３はチョークコイルである。２４はコンデンサで
あり、チョークコイル２３とコンデンサ２４でＬＣフイ
ルタを構成する。２５、２６は発振周波数決定用のコン
デンサと抵抗、２７乃至３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１，Ａ２の位相補正用
Ｃ，Ｒ素子である。ダイオード１５、１６は冷陰極放電
管３１に流れる放電電流の正の成分を整流するためのも
のである。１８、１９は電流波形を直流化するためのロ
ーパスフィルタを構成する抵抗とコンデンサである。こ
のフィルタ出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の演算増幅器Ａ２の＋入力端に接続される。すなわち
コンデンサ１９の両端には放電電流の正のサイクルの平
均値に比例した電圧が得られ、この電圧とＤＣ−ＤＣコ
ンバータ制御用ＩＣ２０内部の基準電圧とが演算増幅器
Ａ２で比較され、両者の差電圧に比例した出力電圧が得
られる。図２に示すように、この出力電圧とＤＣ−ＤＣ
コンバータ制御用ＩＣ２０の発振器ＯＳＣの三角波出力
とがＰＷＭコンパレータで比較される。すなわち放電電
流が何等かの原因で増加すると、エラーアンプとなる演
算増幅器Ａ２の出力電圧はＢラインからＡラインに移行
する。その結果、ＰＷＭコンパレータの出力はＣライン
からＤラインへと変化する。すなわち出力トランジスタ
であるスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２１の
オン時間は狭くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
は減少し、ロイヤー発振回路の電源電圧が下がることに
なるので、放電電流は減少する。したがって、放電電流
の定電流制御を可能としている。３２、３３はＤＣーＤ
Ｃコンバータの出力電圧を定電圧化するための抵抗であ
り、これは冷陰極放電管３１を接続しない時、または放
電を開始する以前の昇圧トランス１０の二次コイル１０
Ｓの電圧を定電圧化するためのＤＣ−ＤＣコンバータ出
力電圧検出用の抵抗である。抵抗３２、３３の接続点は
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１
の＋入力端に接続され負帰還ループを構成し、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧を定電圧化している。演算増幅
器Ａ１，Ａ２の出力はＯＲ接続されているので、演算増
幅器Ａ１，Ａ２の出力電圧の高い方が優先されてＰＷＭ
コンパレータに入力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来から
用いられているインバータ装置の電力変換効率には限界
があることが知られている。なぜならば、効率＝（ＤＣ
−ＤＣコンバータの効率）＊（ロイヤー回路の効率）と
なり、効率を上げるためには各々の効率を高める必要が
あった。たとえばＤＣ−ＤＣコンバータの効率悪化の最
大原因はスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２
１、ダイオード２２のスイッチング損失、チョークコイ
ル２３の銅損、鉄損である。したがって、これらの損失
をゼロとすることはできない。
用いられているインバータ装置の電力変換効率には限界
があることが知られている。なぜならば、効率＝（ＤＣ
−ＤＣコンバータの効率）＊（ロイヤー回路の効率）と
なり、効率を上げるためには各々の効率を高める必要が
あった。たとえばＤＣ−ＤＣコンバータの効率悪化の最
大原因はスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２
１、ダイオード２２のスイッチング損失、チョークコイ
ル２３の銅損、鉄損である。したがって、これらの損失
をゼロとすることはできない。
【０００４】そこで本発明は、上述のような従来の不都
合を解消しようとするものであり、その目的は、可及的
に効率を向上することができるような、また広い範囲で
電流制御が可能なインバータ装置を提供しようとするも
のである。
合を解消しようとするものであり、その目的は、可及的
に効率を向上することができるような、また広い範囲で
電流制御が可能なインバータ装置を提供しようとするも
のである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記のような本発明の目
的を達成するために、本発明は直流電源から供給される
直流電流を、オン・オフするスイッチング素子の動作に
より流れる方向を交互に転換する転換手段により転換し
て交流に変換するインバータ装置において、出力端に流
れる負荷電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手
段の出力を前記スイッチング素子をオン・オフする転換
手段に負帰還させる負帰還手段と、入力直流電源電圧の
増加・減少を検知して前記転換手段の電流制御動作を減
少・増加方向に制御する制御手段と、負荷電流を検出す
る検出手段の検出値が所定値より大きい状態で前記負帰
還手段の出力を転換手段に入力せしめ、該検出手段の検
出値が所定値以下の状態で前記制御手段を動作せしめる
切替手段とを具備することを特徴とするインバータ装置
を提供する。
的を達成するために、本発明は直流電源から供給される
直流電流を、オン・オフするスイッチング素子の動作に
より流れる方向を交互に転換する転換手段により転換し
て交流に変換するインバータ装置において、出力端に流
れる負荷電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手
段の出力を前記スイッチング素子をオン・オフする転換
手段に負帰還させる負帰還手段と、入力直流電源電圧の
増加・減少を検知して前記転換手段の電流制御動作を減
少・増加方向に制御する制御手段と、負荷電流を検出す
る検出手段の検出値が所定値より大きい状態で前記負帰
還手段の出力を転換手段に入力せしめ、該検出手段の検
出値が所定値以下の状態で前記制御手段を動作せしめる
切替手段とを具備することを特徴とするインバータ装置
を提供する。
【０００６】
【作用】ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣの出力トラン
ジスタのコレクタ出力でロイヤー発振回路のスイッチン
グ作動用トランジスタのエミッタを定電流駆動すること
によりチョッパ回路（ＤＣーＤＣコンバータ）を省略す
ることができ、効率を向上させることができる。また、
無負荷時には切替回路により入力直流電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータ制御用ＩＣに入力し、該ＩＣの作用で交流出
力電圧を安定化する。
ジスタのコレクタ出力でロイヤー発振回路のスイッチン
グ作動用トランジスタのエミッタを定電流駆動すること
によりチョッパ回路（ＤＣーＤＣコンバータ）を省略す
ることができ、効率を向上させることができる。また、
無負荷時には切替回路により入力直流電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータ制御用ＩＣに入力し、該ＩＣの作用で交流出
力電圧を安定化する。
【０００７】
【実施例】次に本発明の一実施例を、図面を用いて詳細
に説明する。図１は、冷陰極放電管を負荷とした場合の
インバータ装置の回路図である。なお、図１において図
３に示す部分と同一部分には同一符号を付し、それらの
詳細な説明は省略する。
に説明する。図１は、冷陰極放電管を負荷とした場合の
インバータ装置の回路図である。なお、図１において図
３に示す部分と同一部分には同一符号を付し、それらの
詳細な説明は省略する。
【０００８】冷陰極放電管の放電電流を定電流制御する
方法は、図３に示す従来例では、ロイヤー発振回路の電
源電圧すなわちＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を放電
電流の値に応じて可変することにより行なっていたが、
本発明では、ロイヤー発振回路のスイッチング作動用ト
ランジスタ１１、１２のスイッチング電流の平均値を放
電電流の値に応じて可変することにより行なっている。
すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の出力ト
ランジスタ１１３のコレクタは、インダクタ２３を介し
てロイヤー回路のスイッチング作動用トランジスタ１
１、１２のエミッタに接続されている。ダイオード１
５、１６によりランプ電流の正サイクルが検出され、抵
抗１８とコンデンサ１９によるローパスフィルタで直流
化された後、その出力はＤＣ−ＤＣコンバータ制御用Ｉ
Ｃ２０の演算増幅器Ａ２の＋入力端に入力される。すな
わちコンデンサ１９の両端には、放電電流の正のサイク
ルの平均値に比例した電圧が得られ、この電圧とＤＣ−
ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の内部の基準電圧とが演
算増幅器Ａ２で比較され、両者の差電圧に比例した出力
電圧が得られる。図２に示されるように、この出力電圧
とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の発振器ＯＳＣ
の三角波出力とがＰＷＭコンパレータで比較される。す
なわち放電電流が何等かの原因で増加すると、演算増幅
器Ａ２の出力電圧は、ＢラインからＡラインへと移行す
る。その結果ＰＷＭコンパレータの出力はＣラインから
Ｄラインへと変化する。すなわち出力トランジスタ１１
３のオン時間は狭くなる。出力トランジスタ１１３のコ
レクタはチョークコイル２３を介してロイヤー発振回路
のスイッチング作動用トランジスタ１１、１２のエミッ
タを駆動している。すなわちロイヤー発振回路の平均電
流は減少することになり、放電電流が定電流制御され
る。ダイオード２２はインダクタ２３の電流がオフ時の
磁気エネルギーを入力電源側に帰還するためのものであ
る。
方法は、図３に示す従来例では、ロイヤー発振回路の電
源電圧すなわちＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を放電
電流の値に応じて可変することにより行なっていたが、
本発明では、ロイヤー発振回路のスイッチング作動用ト
ランジスタ１１、１２のスイッチング電流の平均値を放
電電流の値に応じて可変することにより行なっている。
すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の出力ト
ランジスタ１１３のコレクタは、インダクタ２３を介し
てロイヤー回路のスイッチング作動用トランジスタ１
１、１２のエミッタに接続されている。ダイオード１
５、１６によりランプ電流の正サイクルが検出され、抵
抗１８とコンデンサ１９によるローパスフィルタで直流
化された後、その出力はＤＣ−ＤＣコンバータ制御用Ｉ
Ｃ２０の演算増幅器Ａ２の＋入力端に入力される。すな
わちコンデンサ１９の両端には、放電電流の正のサイク
ルの平均値に比例した電圧が得られ、この電圧とＤＣ−
ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の内部の基準電圧とが演
算増幅器Ａ２で比較され、両者の差電圧に比例した出力
電圧が得られる。図２に示されるように、この出力電圧
とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の発振器ＯＳＣ
の三角波出力とがＰＷＭコンパレータで比較される。す
なわち放電電流が何等かの原因で増加すると、演算増幅
器Ａ２の出力電圧は、ＢラインからＡラインへと移行す
る。その結果ＰＷＭコンパレータの出力はＣラインから
Ｄラインへと変化する。すなわち出力トランジスタ１１
３のオン時間は狭くなる。出力トランジスタ１１３のコ
レクタはチョークコイル２３を介してロイヤー発振回路
のスイッチング作動用トランジスタ１１、１２のエミッ
タを駆動している。すなわちロイヤー発振回路の平均電
流は減少することになり、放電電流が定電流制御され
る。ダイオード２２はインダクタ２３の電流がオフ時の
磁気エネルギーを入力電源側に帰還するためのものであ
る。
【０００９】直流入力端に接続されている抵抗１３２、
１３３は、冷陰極放電管３１を接続していない時または
該放電管が放電を開始する前の昇圧トランス１０の一次
コイル１０Ｐの電圧を定電圧化するために入力直流電圧
を検出するために設けられている。抵抗１３２と１３３
の接続点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演
算増幅器Ａ１の＋入力端に接続されていて、昇圧トラン
ス１０の二次コイル１０Ｓの電圧を、入力される直流電
圧の値いかんにかかわらず一定化する。切替用トランジ
スタ１２４のコレクタはＤＣ−ＤＣコンバータ制御用Ｉ
Ｃ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力端に接続されている。
１３３は、冷陰極放電管３１を接続していない時または
該放電管が放電を開始する前の昇圧トランス１０の一次
コイル１０Ｐの電圧を定電圧化するために入力直流電圧
を検出するために設けられている。抵抗１３２と１３３
の接続点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演
算増幅器Ａ１の＋入力端に接続されていて、昇圧トラン
ス１０の二次コイル１０Ｓの電圧を、入力される直流電
圧の値いかんにかかわらず一定化する。切替用トランジ
スタ１２４のコレクタはＤＣ−ＤＣコンバータ制御用Ｉ
Ｃ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力端に接続されている。
【００１０】冷陰極放電管３１を接続しない時、または
放電を開始する前には、コンデンサ１９の両端の電圧は
０ボルトなので、切替用トランジスタ１２４はオフであ
る。したがって、抵抗１３２、１３３、演算増幅器Ａ１
による負帰還によりＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の出力トランジスタ１１３のオン時間は入力直流電圧
にかかわらず一定となる。冷陰極放電管３１が接続され
ていて放電電流が流れている時に、コンデンサ１９の電
圧を０．７ボルト以上に設定することにより切替用トラ
ンジスタ１２４はオンし、抵抗１３２、１３３による定
電圧動作を阻止し演算増幅器Ａ２による定電流制御のみ
になる。なお、この切替のための電圧は可変抵抗器１７
により自由に調整できる。
放電を開始する前には、コンデンサ１９の両端の電圧は
０ボルトなので、切替用トランジスタ１２４はオフであ
る。したがって、抵抗１３２、１３３、演算増幅器Ａ１
による負帰還によりＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の出力トランジスタ１１３のオン時間は入力直流電圧
にかかわらず一定となる。冷陰極放電管３１が接続され
ていて放電電流が流れている時に、コンデンサ１９の電
圧を０．７ボルト以上に設定することにより切替用トラ
ンジスタ１２４はオンし、抵抗１３２、１３３による定
電圧動作を阻止し演算増幅器Ａ２による定電流制御のみ
になる。なお、この切替のための電圧は可変抵抗器１７
により自由に調整できる。
【００１１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明にか
かるインバータ装置は、従来の装置からＤＣーＤＣコン
バータを省略することができ、なおかつＤＣ−ＤＣコン
バータ制御用ＩＣ内に設けられている出力トランジスタ
がロイヤー発振回路のスイッチング作動用トランジスタ
のエミッタを駆動しているので、スイッチング損失を低
く抑えることができ、またロイヤー発振回路全体の損失
も少なくなる。チョークコイルもロイヤー発振回路のエ
ミッタに接続されているのでインダクタの印加電圧も少
なくなり、この結果、コアロスも少なくなる。ゆえに全
体の効率も従来回路と比較して向上せしめることができ
る。
かるインバータ装置は、従来の装置からＤＣーＤＣコン
バータを省略することができ、なおかつＤＣ−ＤＣコン
バータ制御用ＩＣ内に設けられている出力トランジスタ
がロイヤー発振回路のスイッチング作動用トランジスタ
のエミッタを駆動しているので、スイッチング損失を低
く抑えることができ、またロイヤー発振回路全体の損失
も少なくなる。チョークコイルもロイヤー発振回路のエ
ミッタに接続されているのでインダクタの印加電圧も少
なくなり、この結果、コアロスも少なくなる。ゆえに全
体の効率も従来回路と比較して向上せしめることができ
る。
【図１】本発明に係るインバータ装置の回路図
【図２】インバータ装置の動作特性を示す特性図
【図３】従来のインバータ装置の回路図
１０・・・・・昇圧トランス １０Ｐ・・・・一次コイル １０Ｓ・・・・二次コイル １０Ｆ・・・・帰還コイル １１・・・・・ＮＰＮ型のスイッチング作動用トランジ
スタ １２・・・・・ＮＰＮ型のスイッチング作動用トランジ
スタ １３・・・・・コンデンサ １４・・・・・チョークコイル １５・・・・・ダイオード １６・・・・・ダイオード １７・・・・・可変抵抗器 １８・・・・・抵抗 １９・・・・・コンデンサ ２０・・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ Ａ１・・・・・演算増幅器 Ａ２・・・・・演算増幅器 ＣＯＭＰ・・・ＰＷＭコンパレータ ２１・・・・・スイッチング作動用のＰＮＰトランジス
タ ２２・・・・・フライホイールダイオード ２３・・・・・チョークコイル ２４・・・・・コンデンサ ２５・・・・・コンデンサ ２６・・・・・抵抗 ３１・・・・・冷陰極放電管 ３２・・・・・抵抗 ３３・・・・・抵抗 １１３・・・・・出力トランジスタ １２４・・・・・切替用トランジスタ １３２・・・・・抵抗 １３３・・・・・抵抗
スタ １２・・・・・ＮＰＮ型のスイッチング作動用トランジ
スタ １３・・・・・コンデンサ １４・・・・・チョークコイル １５・・・・・ダイオード １６・・・・・ダイオード １７・・・・・可変抵抗器 １８・・・・・抵抗 １９・・・・・コンデンサ ２０・・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ Ａ１・・・・・演算増幅器 Ａ２・・・・・演算増幅器 ＣＯＭＰ・・・ＰＷＭコンパレータ ２１・・・・・スイッチング作動用のＰＮＰトランジス
タ ２２・・・・・フライホイールダイオード ２３・・・・・チョークコイル ２４・・・・・コンデンサ ２５・・・・・コンデンサ ２６・・・・・抵抗 ３１・・・・・冷陰極放電管 ３２・・・・・抵抗 ３３・・・・・抵抗 １１３・・・・・出力トランジスタ １２４・・・・・切替用トランジスタ １３２・・・・・抵抗 １３３・・・・・抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】直流電源から供給される直流電流を、オン
・オフするスイッチング素子の動作により流れる方向を
交互に転換する転換手段により転換して交流に変換する
インバータ装置において、出力端に流れる負荷電流を検
出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力を前記ス
イッチング素子をオン・オフする転換手段に負帰還させ
る負帰還手段と、入力直流電源電圧の増加・減少を検知
して前記転換手段の電流制御動作を減少・増加方向に制
御する制御手段と、負荷電流を検出する検出手段の検出
値が所定値より大きい状態で前記負帰還手段の出力を転
換手段に入力せしめ、該検出手段の検出値が所定値以下
の状態で前記制御手段を動作せしめる切替手段とを具備
することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】オン・オフするスイッチング素子の動作に
より直流電流の流れる方向を交互に転換する転換手段
は、ロイヤー発振回路であることを特徴とする請求項１
記載のインバータ装置。 - 【請求項３】インバータ装置の負荷は、冷陰極放電管で
あることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4140965A JPH05316740A (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4140965A JPH05316740A (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05316740A true JPH05316740A (ja) | 1993-11-26 |
Family
ID=15280941
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4140965A Pending JPH05316740A (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05316740A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015120232A1 (en) * | 2014-02-07 | 2015-08-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Voltage converter including voltage doubler and voltage regulator in a royer oscillator |
-
1992
- 1992-05-06 JP JP4140965A patent/JPH05316740A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015120232A1 (en) * | 2014-02-07 | 2015-08-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Voltage converter including voltage doubler and voltage regulator in a royer oscillator |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3547837B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| JP3443654B2 (ja) | 電圧共振型インバータ回路 | |
| US10326377B1 (en) | Circuit and method for indirect primary-side load current sensing in an isolated power supply | |
| US5739679A (en) | Cold cathode tube lighting device using piezoelectric transformer | |
| JP2001313423A (ja) | 発光ダイオード駆動装置 | |
| JP2008523577A (ja) | オン／オフ制御を備えたブースト変換器を有する照明バラスト、及びバラスト動作方法 | |
| JP3312369B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2014060895A (ja) | 電源装置 | |
| JPH08138876A (ja) | 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 | |
| JPH03212171A (ja) | 高周波加熱装置用スイッチング電源 | |
| JP2758552B2 (ja) | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 | |
| CN114189166A (zh) | 轻载控制电路、方法及谐振变换器 | |
| JPH08266061A (ja) | インバータ回路 | |
| JP2004119206A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH05316740A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH06327257A (ja) | 電源装置 | |
| JP2004266928A (ja) | 電源装置及びそれを用いる放電灯点灯装置 | |
| KR100359709B1 (ko) | 스위칭모드 전원공급기 | |
| JPH01294398A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3480303B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH07147780A (ja) | 電源装置 | |
| US20110018455A1 (en) | Discharge lamp lighting apparatus | |
| JP2004048853A (ja) | 圧電トランス式直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0237278Y2 (ja) | ||
| KR200228222Y1 (ko) | 스위칭모드 전원공급기 |