JP7361648B2 - 磁気センサ装置 - Google Patents

Description

本発明は磁気センサ装置に関するものである。

ホール素子を用いた磁気センサ装置は、磁場感度を所望の値に調整する機構が必要であり、自己補正する手段が提案されている。通常のスピニング動作の２つのフェーズのそれぞれの期間を半分に分けて、基準磁場信号を検出する時間に割り当てて、その変動に応じて被測定磁場応答信号の磁場感度変動を補正する駆動方法が知られている（特許文献１参照）。また、無磁場時のオフセット電圧を除去する駆動方法として、スピニングカレント法が知られている（特許文献２参照）。

特表第２０１４－５１７９１９号公報 特開第２００８－３０９６２６号公報

特許文献１は、時分割処理のため、被測定磁場応答信号処理時間の半分を基準磁場信号検出時間に割り当てているので、全時間を被測定磁場応答信号処理時間とする場合よりも磁場検出のＳＮが劣化する。また、特許文献１は、複数のホール素子を必要としており、ホール素子同士のミスマッチによって、残留磁場が影響するよりも大きなオフセットとなる可能性がある。

本発明の磁気センサ装置は、磁気センサ回路と、チョッパ変復調回路と、帰還回路と、電流入力端子と、電圧入力端子と、出力端子とを備え、前記磁気センサ回路は、１個もしくは並列に接続された１組のホール素子と、磁場発生回路とを有し、前記チョッパ変復調回路は、出力が増幅器に接続された第１のミキサーと、出力が第２のミキサーに接続された増幅器と、第２のミキサーとを有し、前記帰還回路は、第３のミキサーと電圧電流変換回路とを有し、前記電流入力端子と前記帰還回路が前記磁気センサ回路に接続され、前記磁気センサ回路が前記チョッパ変復調回路に接続され、前記チョッパ変復調回路が前記出力端子と前記帰還回路に接続され、前記電圧入力端子が前記帰還回路に接続されることを特徴とする。
また本発明の磁気センサ装置は、 磁気センサ回路と、チョッパ変復調回路と、帰還回路と、電流入力端子と、電圧入力端子と、出力端子とを備え、前記磁気センサ回路は、１個もしくは並列に接続された１組のホール素子と、電流供給回路とを有し、前記チョッパ変復調回路は、出力が増幅器に接続された第１のミキサーと、出力が第２のミキサーに接続された増幅器と、第２のミキサーとを有し、前記帰還回路は、第３のミキサーと電圧電流変換回路とを有し、前記電流入力端子と前記帰還回路が前記磁気センサ回路に接続され、前記磁気センサ回路が前記チョッパ変復調回路に接続され、前記チョッパ変復調回路が前記出力端子と前記帰還回路に接続され、前記電圧入力端子が前記帰還回路に接続されることを特徴とする。

本発明の目的は、１個もしくは並列に接続された１組のホール素子で、常時、磁場測定感度を調整しながら出力できる磁気センサ装置を提供することにある。

第一の実施形態に係る磁気センサ装置の一例を示すブロック図である。 第一の実施形態に係る磁気センサ回路の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るホール素子のスピニングカレント状態を説明する図である。 第一の実施形態に係るチョッパ変復調回路と帰還回路の一例を示すブロック図である。 第一の実施形態に係るミキサー回路の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係る各クロック信号の一例を示すタイミングチャートである。 第一の実施形態に係る各クロック信号の一例を示す表である。 第一の実施形態に係るローパスフイルタ（以下ＬＰＦと記す）の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るＬＰＦの別の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るＬＰＦの別の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るＬＰＦの別の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るＬＰＦの別の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るｇｍ増幅器の一例を示す回路図である。 第一の実施形態に係るクロック発生器の一例を示す図である。 第一の実施形態に係るＩ側のチョッパ変復調の動作を説明するブロック図である。 第一の実施形態に係るＱ側のチョッパ変復調の動作を説明するブロック図である。 第一の実施形態に係るＩ側の周波数領域での振る舞いを示した図である。 第一の実施形態に係るＱ側の周波数領域での振る舞いを示した図である。 第一の実施形態に係る制御ループのボード線図である。 第一の実施形態に係る帰還回路のデジタル回路構成の一例を示すブロック図である。 第二の実施形態に係る磁気センサ装置の一例を示すブロック図の一例である。 第二の実施形態に係る磁気センサ回路の一例を示す回路図である。 第二の実施形態に係るホール素子のスピニングカレント状態を説明する図である。

以下、本発明の磁気センサ装置について図面を参照して説明する。
（第一の実施形態）

図１に基づいて、本発明の第１の実施形態の磁気センサ装置１について説明する。第１の実施形態の磁気センサ装置１は、磁気センサ回路２と、チョッパ変復調回路３と、帰還回路４と、電流Ｉｂｉａｓ入力端子と、基準電圧Ｖｒｅｆ入力端子と、５個のクロック入力端子と、電圧Ｖｏｕｔ出力端子とを備える。磁気センサ装置１は、定電流源からの電流Ｉｂｉａｓと、定電圧源からの基準電圧Ｖｒｅｆと、５個のクロック信号とを入力することで、ホール素子２１で測定した被測定磁場に対応する信号を、電圧Ｖｏｕｔ出力端子から出力する。

磁気センサ装置１の内部回路について説明する。磁気センサ回路２は、ホール素子２１に印加される磁場を測定し、測定した信号をチョッパ変復調回路３に出力する。チョッパ変復調回路３は、入力された信号をチョッパ変調し、増幅し、チョッパ復調し、測定した磁場に対応する信号を電圧Ｖｏｕｔ出力端子へ出力する。同時に、チョッパ変復調回路３は、増幅した信号を分岐させて帰還回路４に出力する。帰還回路４は、入力された信号と基準電圧Ｖｒｅｆから、ホール素子２１の感度を調整する電流Ｉｇｍを生成する。電流Ｉｇｍは、電流Ｉｂｉａｓと加算されて磁気センサ回路２へ供給される。

図２に基づいて、ホール素子２１で磁場を測定する磁気センサ回路２について説明する。磁気センサ回路２は、スピニングカレント動作を行うホール素子２１と、スイッチ回路２２と、ホール素子２１に基準磁場を印加する基準磁場発生回路２３を備える。ホール素子２１は、スイッチ回路２２で接続を切替えスピニングカレント法による動作で、磁気印加の無い時の出力信号のオフセット電圧を除去する。スイッチ回路２２は、電流入力端子と、ＧＮＤ接続端子と、４個のホール素子接続端子と、クロック入力端子と、２個の出力端子を有する。

ホール素子２１のスピニングカレント動作の概要を、図３に示す。ホール素子２１は、端子ａ～ｄの４端子を有し、スイッチ回路２２と接続されている。ホール素子２１は、スピニングカレント状態０の時に、電流Ｉが端子ａへ供給され端子ｃから排出される。、ホール素子２１は、端子ｂと端子ｄの間に、ホール素子２１に垂直な磁場に比例し且つ電流Ｉに比例した電位を生成し、端子ｂから電圧Ｖｂと、端子ｄから電圧Ｖｄとして出力する。ホール素子２１は、スピニングカレント状態１の時に、電流Ｉがホール素子２１の端子ｂへ供給され端子ｄから排出される。ホール素子２１は、ホール素子２１に垂直な磁場に比例しかつ電流Ｉに比例した電位を生成し、端子ａから電圧Ｖａと、端子ｃから電圧Ｖｃとして出力する。スピニングカレント状態０とスピニングカレント状態１の切換えは、クロックＣＰｓｐをスイッチ回路２２に供給して行う。スイッチ回路２２は、第１の出力端子からＶｄ乃至Ｖａ（以下Ｖｄ／Ｖａと記す）を、第２の出力端子からＶｂ乃至Ｖｃ（以下Ｖｂ／Ｖｃと記す）を出力する。なお、ホール素子２１は、１個のホール素子の例で説明したが、電気的に１個のホール素子と等価である、全ての端子を並列に接続した複数のホール素子でも良い。複数のホール素子の並列接続は、小型のホール素子では駆動能力が不足であり、ホール素子を設置するスペースの形状に制約がある場合に有効な方法である。

図２に基づいて、基準磁場発生回路２３について更に説明する。基準磁場発生回路２３は、コイル２４と、定電流源２５と、インバータ２６，２７と、スイッチ回路２８とを有する。定電流源２５は、スイッチ回路２８に接続される。スイッチ回路２８は、スイッチ２８－１～２８－４の４つのスイッチを有し、インバータ２６、２７を介して供給されるクロックＣＰｐｌｔによって制御される。スイッチ回路２８は、クロックＣＰｐｌｔによって、定電流源２５から供給される電流が、コイル２４に供給される時の電流の向きを切り替える。例えば、クロックＣＰｐｌｔがハイレベルＨの時、スイッチ２８－１とスイッチ２８－２がオンとなり、定電流源２５の第１の端子がコイル２４の第１の端子に接続され、定電流源２５の第２の端子がコイル２４の第２の端子に接続される。クロックＣＰｐｌｔがローレベルＬの時、スイッチ２８－３とスイッチ２８－４がオンとなり、定電流源２５の第１の端子がコイル２４の第２の端子に接続され、定電流源２５の第２の端子がコイル２４の第１の端子に接続される。

基準磁場発生回路２３は、定電流源２５で作られる電流をコイル２４に供給し、基準となる磁場を生成し、ホール素子２１にコイル２４で生成した磁場を印加する。コイル２４は、生成する磁場がホール素子２１の磁場感度が最も高い方向に効率よく印加出来るように配置される。コイル２４は、効率よく磁場が生成出来るのであればどのようなコイル形状でもよい。例えばコイル２４に大電流の供給が可能なら、コイル２４は１本の導線でもよい。

基準磁場発生回路２３で生成する基準磁場は、クロックＣＰｐｌｔをインバータ２６、２７を介してスイッチ回路２８に供給して作られ、大きさが一定で磁場方向が交互に変わる交流磁場である。

基準磁場発生回路２３は、次に説明するタイミングで基準磁場を生成し、ホール素子２１に印加する。

基準磁場発生回路２３は、スピニングカレント状態０の時に、クロックＣＰｐｌｔによってコイル２４に供給する電流の方向を切替え、ホール素子２１に印加される基準磁場の向きを、デューティー比５０％で切替える。基準磁場発生回路２３は、スピニングカレント状態１の時も同様に、クロックＣＰｐｌｔによってコイル２４に供給する電流の方向を切替え、ホール素子２１に印加される基準磁場の向きを、デューティー比５０％で切替える。

磁気センサ回路２は、ホール素子２１が出力する信号Ｖｄ／ＶａとＶｂ／Ｖｃを出力する。基準磁場発生回路２３から印加される磁場に対応して、磁気センサ回路２が出力する信号は、今後パイロット信号と呼ぶ。

磁気センサ回路２は、ホール素子２１を貫く被測定磁場に対応する信号と、パイロット信号が重畳した信号を出力する。磁気センサ回路２が出力する信号Ｖｄ／ＶａとＶｂ／Ｖｃは、チョッパ変復調回路３へ出力される。

図４に基づいてチョッパ変復調回路３を説明する。チョッパ変復調回路３は、ミキサー１０、１２と、増幅器１１と、ＬＰＦ回路１３とを有する。ミキサー１０、１２は、パッシブ型アナログ乗算器である。

磁気センサ回路２の出力する信号Ｖｄ／ＶａとＶｂ／Ｖｃは、チョッパ変復調回路３のミキサー１０に入力される。ミキサー１０の出力は、増幅器１１へ入力される。増幅器１１は、入力側にＦＥＴ等を用いた高入力インピーダンスの増幅器を用いる。増幅器１１の出力は、ミキサー１２へ入力される。ミキサー１２の出力は、ＬＰＦ回路１３に入力される。ＬＰＦ回路１３の出力は、電圧Ｖｏｕｔ出力端子から出力される。ミキサー１２からＬＰＦ１３回路への信号の流れを同相成分側（Ｉｎ－Ｐｈｏｓｅ側）と呼び、以降Ｉ側と表記する。

図５に基づいてミキサー１０を説明する。ミキサー１０は、インバータ３１、３２と、スイッチ回路３３と、ＬＯ端子と、入力端子と、出力端子とを有する。ＬＯ端子には、クロックＣＰｃｈ０信号が入力される。

ミキサー１０に入力される入力信号Ｖｄ／ＶａとＶｂ／Ｖｃは、差動信号であり正側信号をＭＩＸｉｎＰ、負側信号をＭＩＸｉｎＮで示し、出力信号も差動信号であり正側信号をＭＩＸｏｕｔＰ、負側信号をＭＩＸｏｕｔＮで示す。ミキサー１２は、ミキサー１０と同一の構成であり、ＬＯ端子にはクロックＣＰｃｈ１信号が入力される。ミキサー１２の出力は、ＬＰＦ１３に入力され、低周波成分だけ磁気センサ装置１の電圧Ｖｏｕｔ出力端子から出力される。電圧Ｖｏｕｔ出力端子から出力される電圧Ｖｏｕｔは、ホール素子２１に印加された被測定磁場に対応する出力信号である。

チョッパ変復調回路３の動作について説明する。磁気センサ回路２から出力された信号Ｖｄ／ＶａとＶｂ／Ｖｃは、チョッパ変復調回路３のミキサー１０に入力される。磁気センサ回路２から出力されたミキサー１０への入力信号は、差動信号である。ミキサー１０は、差動入力信号とクロックＣＰｃｈ０信号とをスイッチ回路３３で乗算し、差動出力信号として出力する。ミキサー１０から出力された差動出力信号は、増幅器１１に入力される。増幅器１１は、入力された差動入力信号をＡ倍に増幅し、増幅された差動出力信号が、ミキサー１２に入力される。

Ｉ側のミキサー１２は、増幅器１１から出力された差動信号とクロックＣＰｃｈ１信号を乗算し、差動信号を出力する。ミキサー１２が出力する差動信号は、ＬＰＦ回路１３に入力され、ＬＰＦ回路１３から電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ出力端子へ出力される。クロックＣＰｃｈ１信号は、ミキサー１０に入力されるクロックＣＰｃｈ０信号と同一周波数同一位相である。ミキサー１４は、増幅器１１から出力された差動信号とクロックＣＰｃｈ２信号を乗算し、差動信号を出力する。

Ｉ側のＬＰＦ回路１３は、被測定磁場の応答周波数帯域を通過帯とし、チョッパ変復調における現実のデバイスの遅延などの非理想動作によって生じるチョッピング周波数のスイッチングノイズや原理的に生じる磁場信号の２次サイドバンド波を除去し、測定した磁場に対応する信号を電圧Ｖｏｕｔ出力端子へ出力する。

図８は、ＬＰＦ回路１３の回路例である。図８のＬＰＦ回路１３－１は、平衡信号である差動信号を不平衡信号に変換する平衡不平衡変換回路１７と、３次アクティブ型ＬＰＦ１３－２を有する。平衡不平衡変換回路１７と、３次アクティブ型ＬＰＦ１３－２は、一般的な回路構成であるので、説明は省略する。図９は、別の３次アクティブ型ＬＰＦ回路１３の例である。図９のＬＰＦ回路例は、差動信号が入力され、差動信号を出力する３次アクティブ型ＬＰＦ１３－３を有する。出力信号として、差動信号出力を選択する時には、こちらのＬＰＦ回路を選択する。３次アクティブ型ＬＰＦ１３－３は、一般的な回路構成であるので説明は省略する。

図４に基づいて帰還回路４を説明する。帰還回路４は、ミキサー１４と、ＬＰＦ回路１５と、ｇｍ増幅器１６とを有する。ミキサー１４は、ミキサー１０と同じ回路構成のパッシブ型アナログ乗算器である。ｇｍ増幅器１６は、入力端子の電位差に比例した電流を出力するトランスコンダクタンス増幅器である。

ミキサー１４は、増幅器１１の出力とクロックＣＰｃｈ２が入力される。ミキサー１４の出力は、ＬＰＦ回路１５に入力される。ＬＰＦ回路１５の出力は、電圧Ｖｐｌｔとしてｇｍ増幅器１６に入力される。ｇｍ増幅器１６は、入力された電圧を、電流に変換して出力する。ミキサー１４からＬＰＦ回路１５への信号の流れを直交位相成分側（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ側）と呼び、以降Ｑ側と表現する。

Ｑ側のミキサー１４は、増幅器１１から出力された差動信号とクロックＣＰｃｈ２信号を乗算し、差動信号をＬＰＦ回路１５へ出力する。ＬＰＦ回路１５は、非常に低いカットオフ周波数（例えば１０Ｈｚ）に設定され、ミキサー１４が出力するパイロット信号から直流成分（電圧Ｖｐｌｔと記す）を分離してｇｍ増幅器１６へ出力する。

Ｑ側のＬＰＦ回路１５から出力される電圧Ｖｐｌｔは、基準磁場発生回路２３からホール素子２１に印加される磁場に対応する。ｇｍ増幅器１６は、電圧Ｖｐｌｔと、外部から入力される基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、比較結果を電流Ｉｇｍに変換して出力する。ｇｍ増幅器１６は、基準磁場に対応する電圧Ｖｐｌｔと、制御目標とする基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を誤差電流Ｉｇｍに変換して出力する。

帰還回路４の動作をまとめると、帰還回路４は、増幅器１１の出力からミキサー１４でパイロット信号を復調し、ｇｍ増幅器１６でパイロット信号の直流成分を外部の基準電圧と比較して比較結果を電流に変換して出力する。

図１０は、ＬＰＦ回路１５の回路例である。図１０のＬＰＦ回路１５－１は、平衡パッシブ型ＬＰＦ１５－２と、平衡不平衡変換回路１７を有する。図１１は、ＬＰＦ回路１５の別の回路例である。図１１のＬＰＦ回路１５－３は、平衡不平衡変換回路１７と、不平衡パッシブ型ＬＰＦ１５－４を有する。図１２は、不平衡パッシブ型ＬＰＦ１５－４と代替できる不平衡ｇｍＣフイルタ型ＬＰＦ１５－５の回路例である。これら平衡パッシブ型ＬＰＦ１５－２と、不平衡パッシブ型ＬＰＦ１５－４と、不平衡ｇｍＣフイルタ型ＬＰＦ１５－５は、一般的な回路構成であるので説明は省略する。

図１３は、ｇｍ増幅器１６の回路例である。ｇｍ増幅器１６は、Ｉｎ＋端子に外部の基準電圧Ｖｒｅｆを入力し、Ｉｎ－端子にＬＰＦ回路１５が出力する電圧Ｖｐｌｔを入力し、Ｉｎ＋端子とＩｎ－端子の差電圧に比例した電流Ｉｇｍを出力する。ｇｍ増幅器１６は、一般的な回路構成であるので説明は省略する。

クロックＣＰｐｌｔ信号と、クロックＣＰｓｐ信号と、クロックＣＰｃｈ０信号と、クロックＣＰｃｈ１信号と，クロックＣＰｃｈ２信号とのタイミングチャートを図６に、周波数比と位相を図７に示す。図６は、縦軸が論理レベルを、横軸が時間を表す。クロックＣＰｓｐ信号とクロックＣＰｃｈ０信号とクロックＣＰｃｈ１信号とは、同じ周波数で同じ位相である。クロックＣＰｃｈ２信号は、クロックＣＰｓｐ信号と同じ周波数で位相が＋９０°異なっている。クロックＣＰｐｌｔ信号は、クロックＣＰｓｐ信号の２倍の周波数である。例えば、クロックＣＰｓｐ信号の周波数は２ＭＨｚであり、クロックＣＰｐｌｔ信号の周波数は４ＭＨｚである。５個のクロック信号は、それぞれ対応するスイッチ回路を制御するクロック信号であり、信号レベルは論理レベルに対応してスイッチ回路を制御できるレベルである。図１４は、クロック信号を生成するクロック生成回路１８の回路例である。一般的な回路であるので説明は省略する。

帰還回路４の出力する電流Ｉｇｍは、外部の定電流源から供給される電流Ｉｂｉａｓと加算され、電流Ｉとして磁気センサ回路２に帰還される。磁気センサ回路２にあるホール素子２１の出力電圧は、印加される磁場と電流Ｉとに比例するので、電流Ｉｇｍによって磁気センサ回路２の感度を調整できる。

第１の実施形態の動作をまとめると、信号の流れは次のようになる。磁気センサ回路２は、電流Ｉに比例する被測定磁場に対応する信号と、同じく電流Ｉに比例するパイロット信号が重畳した信号をチョッパ変復調回路３へ出力する。チョッパ変復調回路３は、入力された信号をミキサー１０でチョッパ変調し、増幅器１１で増幅し、ミキサー１２とＬＰＦ１３で被測定磁場に対応する信号を復調して出力する（Ｉ側）。帰還回路４は、増幅器１１の出力からミキサー１４とＬＰＦ１５でパイロット信号の直流成分（電圧Ｖｐｌｔ）を復調し（Ｑ側）、ｇｍ増幅器１６で基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を電流Ｉｇｍに変換して出力する。電流Ｉｇｍは、電流Ｉｂｉａｓと加算して電流Ｉとし、電流Ｉを磁気センサ回路２に帰還する。

次に同時にチョッパ変復調処理された被測定磁場に対応する信号（Ｉ側）とパイロット信号（Ｑ側）が分離されるメカニズムを説明する。

図１５はメインパスのチョッパ変復調動作を模式的に表したブロック図である。ここで
、Ａは増幅率、ｘ（ｔ）は被測定磁場に対応する信号、ｙ（ｔ）は出力信号、ｚ（ｔ）は増幅器１１の出力信号、ｐ（ｔ）はパイロット信号、ｗ（ｔ）は矩形搬送波でありクロックＣＰｃｈ０、クロックＣＰｃｈ１に対応し、ｗｃ／２πはチョッパ変調周波数である。被測定磁場に対応する信号ｘ（ｔ）とパイロット信号ｐ（ｔ）は矩形搬送波ｗ（ｔ）を乗算されＡ倍に増幅され、再びｗ（ｔ）を乗算されｙ（ｔ）となる。

矩形波ｗ（ｔ）はフーリエ級数で表わされ（４）式のように書ける。

ｗ（ｔ）＾２を計算すると（５）式のようになり、三角関数の積和公式を用いて纏めると（６）式になる。

（６）式を項毎に整理すると、（７）式のようになる。

（７）式でｎ→∞、ｍ→∞ とすると、式（８）、式（９）のようになる。

式（８）、式（９）より、（１０）式のようにｘ（ｔ）＋ｐ（ｔ）を線形に増幅した出力ｙ（ｔ）が得られる。

ｐ（ｔ）は被測定磁場に対応する信号帯域外とするので、この後にＬＰＦでｘ（ｔ）を弁別すればよい。同様に図１６は負帰還側のチョッパ変復調動作を模式的に表したブロック図である。ここで、ｖ（ｔ）は矩形搬送波（＋９０°）でありクロックＣＰｃｈ２に対応する。入出力関係を記述すると次のようになる。

また、ミキサー１４に入力される復調用のＬＯ入力はｗ（ｔ）に対して９０°進んだ矩形波ｖ（ｔ）であって（１５）式で表される。

ここでｗ（ｔ）・ｖ（ｔ）を計算すると（１６）式のようになり、纏めると（１７）式のようになる。

（１７）式を項毎に揃えて０を補完すると（１８）式となる。

（１８）式の係数を項毎にライプニッツ級数とその奇数分の１倍に書き換えて（１９）式を得る。

（１８）式と（１９）式は各項をそれぞれ下方向に係数を累積していくと誤差が０に収束していくことから両式は同等と見ることが出来る。よって（１９）式を因数分解して（２０）式を得る。

すなわち矩形波ｗ（ｔ）とｖ（ｔ）の乗算は時間軸ｔを２分の１倍に圧縮したｖ（２ｔ）になる。もともとパイロット信号ｐ（ｔ）は基準磁場発生回路２３から作られる９０°進んだチョッパ変調周波数の２倍の矩形波を想定しているから、ホール素子感度係数をＢとすると次のようになる。

過程は省略するが、（２２）式右辺はｗ（ｔ）＾２の場合と同様に計算すると１になる。

従って、（２４）式最右辺のように出力ｙ（ｔ）にはＡ倍に線形増幅されたｘ（ｔ）を２倍のチョッパ周波数にアップコンバートされたサイドバンド波とＡＢ倍となったＤＣ信号が現れる。

以上の考察を周波数領域にも展開する。各時間信号のフーリエ変換を次のように表す。

またデルタ関数を用いて（２９）式（３０）式のように書けるので、（１４）式（１５）式から（３１）式（３２）式が得られる。

図１７と図１８はＸ軸に角周波数、Ｙ軸に虚数、Ｚ軸に実数を取って、Ｚ軸を重ねて図示しており、図１７はＩ側のメインパス、図１８はＱ側の帰還信号のそれぞれ信号処理過程を表現している。被測定磁場に対応する信号のスペクトルをＸ（ω）として余弦の位相で正側にのみ在るものとする。パイロット信号ｐ（ｔ）のスペクトル列Ｐ（ω）はチョッパ周波数ωｃの２倍で９０°進んだ正弦の位相の矩形波であるので、２ωｃを基本波とその奇数次高調波に分解され、Ｙ軸に配置している。チョッパ変調搬送波Ｗ（ω）は余弦の位相であり（３１）式がスペクトル列となるので、チョッパ変調はＸ（ω）＋Ｐ（ω）を独立に同スペクトル列で周波数変換し加算して各々Ａ倍したものがチョッパ変調波Ｚ（ω）になる。ここまではＩ側とＱ側とで共通である。

図１７のＩ側のチョッパ復調について、チョッパ復調搬送波は変調時と同じＷ（ω）であるので、変調時の周波数変換と同じように周波数畳み込みを実行してやればＹ（ω）のようなスペクトルが推定できる。もともと時間領域では出力信号ｙ（ｔ）はチョッパ変調搬送波ｗ（ｔ）とは無関係となる（１０）式が最終結果となるので次の（３３）式と合わせて（３４）式が得られる。

従って（３４）式をフーリエ変換すると（３５）式になり、図示されたＹ（ω）と一致する。

（３５）式中のＶ（ω／２）はＶ（ω）の周波数軸を２倍に伸長したものなのでＸ（ω）の帯域と容易に分離出来る。即ちＩ側は必要帯域のＬＰＦを追加することで、事前に重畳したパイロット信号ｐ（ｔ）の影響除去出来るということが分かる。図１８のＱ側のチョッパ復調についてはチョッパ復調搬送波が正弦位相のＶ（ω）であるので、同様の畳み込みでＹ（ω）が推定できる。同様に（２４）式をフーリエ変換すると（３６）式が得られる。

これらによりＱ側には、被測定磁場応答信号と同じチョッパ変調信号処理を受けたパイロット信号由来のＤＣ信号が現れる。

以上から、Ｑ側ノード即ち図１の電圧Ｖｐｌｔは、メインパス即ち図１の磁気センサ回路２からミキサー１０と増幅器１１までの電気的特性に依存する磁場感度のモニターとすることが出来、さらにミキサー１２とミキサー１４とが特性が揃っており、かつＬＰＦ１３及びＬＰＦ１５の特性が十分予測可能ならば、電圧Ｖｏｕｔの出力までの電気的特性に依存する磁場感度のモニターとすることが出来ることが分かる。

なお増幅器１１の動作速度はチョッパ復調周波数より大幅に高いことが望ましいが、位相遅れが影響する場合は、ミキサー１２とミキサー１４のＬＯ入力のチョッパ復調クロック経路にインバータ多段接続などで同等の遅延を生成する遅延回路を挿入すればよい。また、本体のホール素子２１のスピニングオフセットが想定以上に大きい場合や、増幅器１１のＤＣオフセットが無視出来ないような場合は増幅器１１の前後にハイパスフイルタＨＰＦを挿入してもよい。

次に磁場感度モニター即ち図１のＱ側の電圧Ｖｐｌｔを利用した制御方法について説明する。これまでの説明から電圧Ｖｏｕｔ及び電圧Ｖｐｌｔのベースバンドの電圧はミキサーの影響を排除しているので、図１の磁気センサ装置１は線形システムと見なせる。ここで、基準磁場発生装置２３の出力をＢ［Ｔ］、ホール素子２１の磁場感度をＳ［Ｖ／ＡＴ］、
ＬＰＦ１５を１次とし伝達関数を１／（ｓτ１＋１）、ｇｍ増幅器１６のトランスコンダクタをＣ（ｓ）［Ａ／Ｖ］とすると、帰還回路４を含むループの基準電圧Ｖｒｅｆから電圧Ｖｐｌｔまでの一巡伝達関数Ｇ（ｓ）は（３７）式のようになる。

ｇｍ増幅器１６のトランスコンダクタＣ（ｓ）の伝達関数は（３８）式で表されるが、複数ある極のうち最も０に近い極－１／τ２を残して他を無視できるような１次が支配的な特性を持つものとして（３７）式を書き換えると（３９）式になる。

これを基にボード線図を表すと図１９のようになる。
これよりこの系の安定条件は（４０）式のようになる。

通常では設計パラメータはτ１＞＞τ２とするτ１であり、ＡＢＣＳは不要な２次のサイドバンド波を抑圧出来る程度に定めればよい。
今回は簡単のためＬＰＦ１５は１次として制御の速さを犠牲にしたが、緻密な安定性確保が可能ならば、１次に限るわけではない。
結果として、基準電圧Ｖｒｅｆを制御目標として電圧Ｖｐｌｔを制御することが出来、このことは同時に出力の電圧Ｖｏｕｔを制御することになる。

また、デジタル処理を利用すれば前記制御より高速に処理することが可能である。即ちｇｍ増幅器１６を例えば図２０のように置き換えることも可能である。ここで、ｇｍ増幅器１６は、減算器４０と、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）４１と、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）４２と、電流出力ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）４３とに置き換えている。減算器４０とＡＤＣ４１は合わせてもよく、単純な１ｂｉｔのラッチコンパレータでもよいがチョッパ変調周波数ωｃの４倍以上の動作速度が望ましい。ＤＳＰ４２はチョッパ復調信号に重畳する２次のサイドバンドを落とすためのバンドリジェクションフイルタ（ＢＲＦ）であり、ＤＡＣ４３は比較的分解能が高い電流出力型ＤＡＣとする。

図１８から理解できるが、電圧Ｖｐｌｔにとっては被測定磁場応答信号の２次のサイドバンド波が支配的な妨害波であるのでＤＳＰ４２で強力に減衰させれば、ＬＰＦ１５の負担が軽くなり、カットオフ周波数を上げる、すなわちτ１を減らして閉ループの帯域を広げることが可能となる。特にＤＡＣ４３の分解能の粗さによってハンチングが気になる場合は、不感条件を設けて動作停止を図ることも安定化の手段の一つである。

（第二の実施形態）
図２１に基づいて、本発明の第２の実施形態の磁気センサ装置５について説明する。第２の実施形態の磁気センサ装置５は、磁気センサ回路６と、チョッパ変復調回路３と、帰還回路４と、電流Ｉｂｉａｓ入力端子と、基準電圧Ｖｒｅｆ入力端子と、５個のクロック入力端子と、電圧Ｖｏｕｔ出力端子とを備える。第２の実施形態と第１の実施形態との違いは図１の磁気センサ回路２が磁気センサ回路６に代替されていることが特徴である。第１の実施形態と同じ回路は、同じ番号を付与し、説明は省略する。

図２２に基づいて、ホール素子２１で磁場を測定する磁気センサ回路６について説明する。磁気センサ回路６は、スピニングカレント動作を行うホール素子２１と、スイッチ回路５６と、２個の抵抗５７、５８と、ホール素子２１に電流を供給する電流供給回路５０を備える。ホール素子２１は、スイッチ回路５６で接続を切替えるスピニングカレント法による動作で、磁気印加の無い時の出力信号のオフセット電圧を除去する。スイッチ回路５６は、２個の電流入力端子と、ＧＮＤ接続端子と、４個のホール素子接続端子と、クロック入力端子と、２個の出力端子を有する。ホール素子２１は、端子ａ～ｄの４端子を有し、スイッチ回路５６と接続されている。ここで、第１の抵抗５７は、ホール素子２１の端子ｃとスイッチ回路５６との間に直列に接続され、第２の抵抗５８は、ホール素子２１の端子ｄとスイッチ回路５６との間に直列に接続される。

図２３に基づいて、ホール素子２１に供給のスピニングカレント動作について説明する。スピニングカレント動作は、第１の実施形態と図３で説明した動作と同様であるが、２個の抵抗の付加と、電流ｉの入出力が第１の実施形態と異なる。ホール素子２１の出力を増幅する後段の増幅器１１は高入力インピーダンスの増幅器であるので、電流ｉは２個の抵抗とホール素子２１を経てＧＮＤへ流れる。

ホール素子２１は、スピニングカレント状態０の時に、電流Ｉが端子ａへ供給され、端子ｃから排出され抵抗５８を経てＧＮＤへ流れる。ホール素子２１は、端子ｂと端子ｄの間に、ホール素子２１に垂直な磁場に比例し且つ電流Ｉに比例した電位を生成し、端子ｂから電圧Ｖｂと、端子ｄから抵抗５７を経て電圧Ｖｄとして出力する。一方で、抵抗５７の抵抗値と電流ｉの積がホール素子２１の出力にオフセット電圧として加わる。電圧Ｖｄは、ホール素子２１の生成するホール電圧とオフセット電圧の和となる。同時に抵抗５８の両端にも電流ｉで電圧降下が発生する。ホール素子２１の出力は、差動信号であるので、抵抗５８の両端に発生する電圧降下はホール素子２１の出力に影響しない。

ホール素子２１は、スピニングカレント状態１の時に、電流Ｉが端子ｂへ供給され、端子ｄから排出され抵抗５７を経てＧＮＤへ流れる。ホール素子２１は、端子ａと端子ｃの間に、ホール素子２１に垂直な磁場に比例しかつ電流Ｉに比例した電位を生成し、端子ａから電圧Ｖａと、端子ｃから抵抗５８を経て電圧Ｖｃとして出力する。一方で、抵抗５８の抵抗値と電流ｉの積がホール素子２１の出力にオフセット電圧として加わる。電圧Ｖｃは、ホール素子２１の生成するホール電圧とオフセット電圧の和となる。同時に抵抗５７の両端にも電流ｉで電圧降下が発生する。ホール素子２１の出力は、差動信号であるので、抵抗５７の両端に発生する電圧降下はホール素子２１の出力に影響しない。

抵抗５７および抵抗５８で生じる電圧降下は、被測定磁場に対応してホール素子２１に生じるホール電圧と同程度に設定する。抵抗５７および抵抗５８で生じる電圧降下を調整するため、抵抗５７および抵抗５８の抵抗値は、外部からの信号やトリミングによって調整できるようにしても良い。電流ｉを電流Ｉに比例させ、抵抗５７と抵抗５８をホール素子２１と同じプロセスレシピで作製すれば、抵抗５７および抵抗５８で生じる電圧は、被測定磁場によってホール素子２１に生じるホール電圧と相関する。抵抗５７および抵抗５８で生じる電圧は、ホール素子２１の感度モニターとして利用することができる。

スピニングカレント状態０とスピニングカレント状態１の切換えは、クロックＣＰｓｐをスイッチ回路５６に供給して行う。スイッチ回路５６は、第１の出力端子からＶｄ／Ｖａを、第２の出力端子からＶｂ／Ｖｃを出力する。

図２２に基づいて、電流供給回路５０について説明する。電流供給回路５０は、２個のカレントミラー回路５１、５２と、スイッチ回路５３と、２個のインバータ５４，５５と、電流入力端子と、２個の電流出力端子とを有する。カレントミラー回路５１は、３個のＭＯＳトランジスタ６０、６１、６２を有する。カレントミラー回路５２は、３個のＭＯＳトランジスタ６３，６４，６５を有する。ＭＯＳトランジスタ６０とＭＯＳトランジスタ６１のミラー比は、１対１とする。ＭＯＳトランジスタ６３とＭＯＳトランジスタ６４のミラー比は、１対１とする。電流入力端子から入力された電流Ｉは、ＭＯＳトランジスタ６０に流れ、ＭＯＳトランジスタ６１に電流Ｉとしてカレントミラーされる。ＭＯＳトランジスタ６１にカレントミラーされた電流Ｉは、ＭＯＳトランジスタ６３に流れ、ＭＯＳトランジスタ６４に電流Ｉとしてカレントミラーされる。ＭＯＳトランジスタ６４にカレントミラーされた電流Ｉは、スイッチ回路５６を経て、ホール素子２１に供給される。

ＭＯＳトランジスタ６５は、電流ＩをＭＯＳトランジスタ６３と所定のミラー比でカレントミラーし、電流ｉを生成する。ミラー比は、前述のように電流ｉと抵抗５７または抵抗５８との電圧降下が、ホール素子２１で生成するホール電圧と同程度となるような電流ｉとなるよう決定する。ＭＯＳトランジスタ６５は、複数のＭＯＳトランジスタを並列接続して構成しておき、外部からの信号やトリミングで一部のＭＯＳトランジスタを切り離してミラー比を調整できるようにしても良い。ＭＯＳトランジスタ６５と同様に、ＭＯＳトランジスタ６２は、電流ＩをＭＯＳトランジスタ６０と所定のミラー比でカレントミラーし、電流－ｉを生成する。ＭＯＳトランジスタ６２も、外部からの信号やトリミングで切り離せる複数のＭＯＳトランジスタを並列接続して構成しても良い。

電流ｉと電流－ｉは、クロックＣＰｐｌｔによって一方が選択され、スイッチ回路５６を経て、更に抵抗５７もしくは抵抗５８を経て、ホール素子２１に供給される。電流供給回路５０は、スピニングカレント状態０の時に、クロックＣＰｐｌｔによってホール素子２１に供給する電流ｉと電流－ｉをデューティー比５０％で切り替え、スピニングカレント状態１の時にも同様に、クロックＣＰｐｌｔによってホール素子２１に供給する電流ｉと電流－ｉをデューティー比５０％で切り替える。電流ｉと電流－ｉに対応して、磁気センサ回路６が出力する信号は、第１の実施形態と同様にパイロット信号と呼ぶ。

磁気センサ回路６は、ホール素子２１を貫く被測定磁場に対応する信号と、パイロット信号が重畳した信号を出力する。磁気センサ回路６が出力する信号Ｖｄ／ＶａとＶｂ／Ｖｃは、チョッパ変復調回路３へ出力される。チョッパ変復調回路３以降の回路構成および動作は、第１の実施形態と同じである。

本実施形態の磁気センサ装置によれば、被測定磁場に対応する信号（Ｉ側）とパイロット信号（Ｑ側）の周波数直交性を利用することで、時分割動作によらず、常時Ｑ側信号によってＩ側信号の磁場測定感度を調整しながら磁気センサ装置を動作させることができる。

１、５ 磁気センサ装置
２、６ 磁気センサ回路
３ チョッパ変復調装置
４ 帰還回路４
１０、１２、１４ ミキサー
１１ 増幅器
１６ ｇｍ増幅器
２１ ホール素子
２３ 基準磁場発生回路
４１ ＡＤコンバータ
４２ デジタルシグナルプロセッサ
４３ ＤＡコンバータ
５０ 電流供給回路

Claims (5)

1. 磁気センサ回路と、チョッパ変復調回路と、帰還回路と、電流入力端子と、電圧入力端子と、出力端子とを備え、
   前記磁気センサ回路は、１個もしくは並列に接続された１組のホール素子と、磁場発生回路とを有し、
   前記チョッパ変復調回路は、出力が増幅器に接続された第１のミキサーと、出力が第２のミキサーに接続された増幅器と、第２のミキサーとを有し、
   前記帰還回路は、第３のミキサーと電圧電流変換回路とを有し、
   前記電流入力端子と前記帰還回路が前記磁気センサ回路に接続され、
   前記磁気センサ回路が前記チョッパ変復調回路に接続され、
   前記チョッパ変復調回路が前記出力端子と前記帰還回路に接続され、
   前記電圧入力端子が前記帰還回路に接続されることを特徴とする磁気センサ装置。
2. 磁気センサ回路と、チョッパ変復調回路と、帰還回路と、電流入力端子と、電圧入力端子と、出力端子とを備え、
   前記磁気センサ回路は、１個もしくは並列に接続された１組のホール素子と、電流供給回路とを有し、
   前記チョッパ変復調回路は、出力が増幅器に接続された第１のミキサーと、出力が第２のミキサーに接続された増幅器と、第２のミキサーとを有し、
   前記帰還回路は、第３のミキサーと電圧電流変換回路とを有し、
   前記電流入力端子と前記帰還回路が前記磁気センサ回路に接続され、
   前記磁気センサ回路が前記チョッパ変復調回路に接続され、
   前記チョッパ変復調回路が前記出力端子と前記帰還回路に接続され、
   前記電圧入力端子が前記帰還回路に接続されることを特徴とする磁気センサ装置。
3. 前記第１～第３のミキサーは、スイッチで構成されたパッシブ乗算器であることを特徴とする請求項１もしくは請求項２に記載の磁気センサ装置。
4. 前記電圧電流変換回路は、トランスコンダクタンス増幅器であることを特徴とする請求項１もしくは請求項２に記載の磁気センサ装置。
5. 前記電圧電流変換回路は、ＡＤコンバータと、デジタルシグナルプロセッサと、電流出力ＤＡコンバータとを有することを特徴とする請求項１もしくは請求項２に記載の磁気センサ装置。