JP7149819B2

JP7149819B2 - 帯域通過フィルタ

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Publication number: JP7149819B2
Application number: JP2018218443A
Authority: JP
Inventors: 良川村; 清春清野
Original assignee: Mitsubishi Electric Tokki Systems Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Tokki Systems Corp
Priority date: 2018-11-21
Filing date: 2018-11-21
Publication date: 2022-10-07
Anticipated expiration: 2038-11-21
Also published as: JP2020088531A

Description

この発明は帯域内の信号を減衰させることなく通過させ、帯域外の不要波を著しく抑圧するとともに、広帯域にわたって良好な反射特性を有する帯域通過フィルタに関するものである。

レーダ機器、通信機器、観測機器等のＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）機器では所望の信号以外の帯域外の不要波の進入を防いだり、あるいは、これらの機器の内部で発生した高調波又は混変調歪成分等の不要波が機器外部へ漏洩するのを防いだりするために帯域通過フィルタが用いられる。
このような帯域通過フィルタとしてインダクタとキャパシタとの集中定数素子からなるものがあり、帯域内では低損失で良好な反射特性を維持し、帯域外ではほぼ全反射となるよう設計されている。このため、帯域内の信号を減衰させること無く通過させ、帯域外では大きな減衰量となり不要波を著しく抑圧させることができる（例えば特許文献１参照）。

特開２０１０－１４１８５９号公報

このような帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用するには、帯域通過フィルタの入出力部にＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＨＥＭＴ（ＨｉｇｈＥｌｅｃｔｒｏｎＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のアクティブデバイスを用いたモジュールが接続される場合が多い。通常、モジュールは帯域内では良好な反射特性となるように設計されるが、帯域外では必ずしも良好な反射特性とは限らず、反射特性が悪い場合（全反射に近い場合）が多い。

このような場合、帯域外で帯域通過フィルタとモジュールとの間で大きな多重反射が生じ、モジュールが発振、あるいは、不安定動作する課題があった。また、帯域外における帯域通過フィルタの減衰特性も著しく劣化し、レベルの高い不要波がＲＦ機器に進入することによるＲＦ機器が劣化する課題、あるいは、ＲＦ機器内で発生した不要波がＲＦ機器外へ漏洩する課題もあった。

この発明の帯域通過フィルタは、
入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｘと直列共振回路との並列回路と、
上記並列回路に一端が接続された抵抗Ｙと、
上記抵抗Ｙの他端に一端が接続され他端が接地された並列共振回路とを備えた帯域通過フィルタであって、
帯域内の低域側の周波数では、
上記抵抗Ｘは、直列共振回路により短絡され、
上記並列共振回路は、等価的にキャパシタとみなすことができ、
帯域内の高域側の周波数では、
上記直列共振回路は、等価的にインダクタとみなすことができ、
上記抵抗Ｙの他端は、開放となる。

本発明によれば、帯域内では低損失、帯域外では大きな減衰特性を維持しつつ、帯域を含む広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。

この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの構成を示す図である。この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの簡易的な等価回路を示す図である。この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタを構成する第一の抵抗と直列共振回路との並列回路および第二の抵抗と並列共振回路との直列回路の損失特性を示す図である。この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの特性の設計例を示す図である。この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの他の実施例の構成を示す図である。この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの構成を示す図である。この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの簡易的な等価回路を示す図である。この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの特性の設計例を示す図である。この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの他の実施例の構成を示す図である。この発明の実施の形態３による帯域通過フィルタの構成を示す図である。この発明の実施の形態３による帯域通過フィルタの特性の設計例を示す図である。この発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの構成を示す図である。この発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの特性の設計例を示す図である。

＊＊＊用語の定義＊＊＊
最小周波数ｆｍｉｎ＝帯域通過フィルタの帯域の最小周波数
最大周波数ｆｍａｘ＝帯域通過フィルタの帯域の最大周波数
低域側の周波数ｆｌ＝帯域の低域側の周波数（ｆｍｉｎ≦ｆｌ）
高域側の周波数ｆｈ＝帯域の高域側の周波数（ｆｈ≦ｆｍａｘ）
帯域外＝最小周波数より低い周波数領域、および、最大周波数より高い周波数領域
周波数の関係は以下のとおりとである。
帯域外＜ｆｍｉｎ≦ｆｌ＜ｆｈ≦ｆｍａｘ＜帯域外
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４＝抵抗値
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１’＝インダクタンス
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ２’＝キャパシタンス

実施の形態１．
以下、図を用いてこの発明に係る実施の形態１について説明する。
図１は実施の形態１による帯域通過フィルタの構成を示す図である。
この帯域通過フィルタは入力端子９と出力端子１０との間に、第一の抵抗１と直列共振回路３との並列回路を装荷し、この並列回路の両端には第二の抵抗２の一端がそれぞれ接続されている。
さらに、それぞれの第二の抵抗２の他端を並列共振回路６で終端している。
また、直列共振回路３はインダクタ４とキャパシタ５との直列回路で構成され、並列共振回路６はインダクタ７とキャパシタ８との並列回路からなる。このような帯域通過フィルタはチップ状の第一の抵抗１、第二の抵抗２、インダクタ４、７およびキャパシタ５、８を用いて構成される。
ここで、第一の抵抗１および第二の抵抗２はＲ１、Ｒ２にそれぞれ選ばれ、また、インダクタ４、キャパシタ５、インダクタ７およびキャパシタ８はそれぞれＬ１、Ｃ１、Ｌ２、Ｃ２に選ばれる。

図２はこの発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの簡易的な等価回路である。
直列共振回路３の共振周波数を帯域内の低域側の周波数ｆｌに選んだ場合、ｆｌでは第一の抵抗１は直列共振回路３により短絡される。
また、帯域内の高域側の周波数ｆｈでは直列共振回路３は等価的にインダクタ（インダクタンスＬ１’）とみなすことができる。
一方、並列共振回路６の共振周波数をｆｈに選んだ場合、第二の抵抗２の他端は並列共振回路６で開放となり、ｆｌでは並列共振回路６は等価的にキャパシタ（キャパシタンスＣ２’）とみなすことができる。
また、帯域外では直列共振回路３は高インピーダンス特性となり、並列共振回路６は低インピーダンス特性となるため、第一の抵抗１と第二の抵抗２からなるπ形減衰器が入力端子９と出力端子１０との間に装荷されたものとみなすことができる。

ここでπ形減衰器を構成するＲ１、Ｒ２と減衰量Ｋとの関係は数式１で求めることができる。

［数式１］
Ｒ１＝２＊Ｒ２＊Ｚ０＊Ｚ０／（Ｒ２＊Ｒ２－Ｚ０＊Ｚ０）
Ｒ２＝Ｚ０＊（Ｋ＋１）／（Ｋ－１）

この式においてＺ０は電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンスで、通常、５０Ωである。このようにＲ１、Ｒ２を選ぶことにより、周波数に関係なく、広帯域にわたって減衰量Ｋを有し、良好な反射特性のπ形減衰器が得られる。

また、直列共振回路３のＬ１、Ｃ１、並列共振回路６のＬ２、Ｃ２との関係は数式２で求まる。ここでωｌ、ωｈは角周波数で、ωｌ＝２πｆｌ、ωｈ＝２πｆｈの関係になる。

［数式２］
Ｌ１＊Ｃ１＝１／（ωｌ＊ωｌ）
Ｌ２＊Ｃ２＝１／（ωｈ＊ωｈ）

図３はこの実施の形態の帯域通過フィルタを構成する第一の抵抗１と直列共振回路３との並列回路および第二の抵抗２と並列共振回路６との直列回路との損失特性を表わす図である。
図３は、帯域の最小周波数ｆｍｉｎ＝低域側の周波数ｆｌとし、帯域の最大周波数ｆｍａｘ＝高域側の周波数ｆｈとした場合を示している。
図中、（ａ）で示すように第一の抵抗１と直列共振回路３との並列回路はｆｌで損失が最小となるような凸形の特性を示す。
また、（ｂ）で示すように第二の抵抗２と並列共振回路６との直列回路はｆｈで損失が最小となるような凸形の特性を示す。
ここでｆｌとｆｈが近ければ直列共振回路３のｆｈにおけるＬ１’の影響および並列共振回路６のｆｌにおけるＣ２’の影響は無視できる。このため、帯域ｆｌ以上ｆｈ以下に渡って第一の抵抗１と直列共振回路３との並列回路は低インピーダンス特性となり、第二の抵抗２と並列共振回路６との直列回路は高インピーダンス特性となるため、入力端子９と出力端子１０との間には何も装荷されず、近似的にスルーとみなすことができる。

Ｒ１、Ｒ２とＫとの関係を数式１のように、Ｌ１、Ｃ１とｆｌとの関係およびＬ２、Ｃ２とｆｈ関係を数式２のように選ぶことにより、帯域内のｆｌ以上ｆｈ以下では低損失、帯域外では減衰量Ｋを有し、かつ、帯域を含む広帯域にわたって反射特性の良好な帯域通過フィルタを得ることができる。
このように、直列共振回路３と並列共振回路６との共振周波数を帯域内に、かつ、これらの共振周波数を異なる周波数に選ぶことにより、帯域通過フィルタの広帯域化を図ることができる。

図４は実施の形態１による帯域通過フィルタの特性の設計例である。
ここでは直列共振回路３は帯域内の低域側の周波数ｆｌ＝１．９ＧＨｚで直列共振するように、Ｌ１＝４．７ｎＨ、Ｃ１＝１．５ｐＦに選ぶ。また、並列共振回路６は帯域内の高域側の周波数ｆｈ＝２．１ＧＨｚで並列共振するように、Ｌ２＝７．２ｎＨ、Ｃ２＝０．８ｐＦに選ぶ。さらに、減衰量が１０ｄＢとなるように、Ｒ１＝７１．２Ω、Ｒ２＝９６．２Ωに選んである。
この図４に示すように、この実施の形態の帯域通過フィルタは帯域１．９ＧＨｚ以上２．１ＧＨｚ以下にわたって、減衰量はほぼ０ｄＢ、それ以外の周波数帯では約１０ｄＢの減衰量が得られ、しかも周波数０以上１０ＧＨｚ以下の広帯域にわたって約２０ｄＢ以上の良好な反射特性が得られる。

以上のように、この実施の形態の帯域通過フィルタは直列共振回路３と並列共振回路６との共振周波数を帯域内に選び、また、これらの共振周波数を異なる周波数に選ぶことにより、帯域通過フィルタの広帯域化を図ることができるとともに低損失化を図ることができる。また、帯域外で所望の減衰量が得られるとともに、帯域を含む広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。
この帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用することにより、帯域外で生じるモジュールと帯域通過フィルタとの大きな多重反射を著しく抑圧でき、モジュールの不安定動作、帯域通過フィルタの減衰量の著しい劣化を防ぐことができる。このため、帯域外の高レベルの不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。

なお、図４では直列共振回路３の共振周波数を帯域の低域側の１．９ＧＨｚにに選び、また、並列共振回路６の共振周波数を帯域の高域側の２．１ＧＨｚに選んだ場合について述べた。しかし、直列共振回路３の共振周波数を２．１ＧＨｚに、並列共振回路６の共振周波数を１．９ＧＨｚに選んでもよく、これらの共振周波数をそれ以外の周波数に選んでもよい。
また、帯域通過フィルタの帯域を広げるには数式２を満足しつつ、Ｌ１を小さく、Ｃ１を大きくするか、Ｌ２を大きく、Ｃ２を小さくすることにより達成できる。
その他に、帯域通過フィルタの帯域を広げるには直列共振回路３と並列共振回路６との共振周波数の離調幅を広げることで達成できる。この場合、帯域内の損失がやや増加するものの、帯域で所望の減衰特性が得られ、かつ、広帯域にわたって良好な反射特性が得られることには変わりがない。
さらに、減衰量が１０ｄＢとなるようなＲ１、Ｒ２について示したが、Ｒ１、Ｒ２は要求に応じて数式１から任意に設定できる。

＊＊＊他の実施例＊＊＊
図５は実施の形態１による帯域通過フィルタの他の実施例の構成を示す図である。
なお、図１と同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域通過フィルタは第一の抵抗１と直列共振回路３との並列回路の両端に、それぞれ第二の抵抗２の一端を接続し、これらの第二の抵抗２の他端をまとめて１つの並列共振回路６で終端したものである。
このように構成した場合であっても、帯域内および帯域外での等価回路は図２のものと同じになる。このため、この帯域通過フィルタでも帯域内で低損失化を図ることができるとともに、広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。

従って、この帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用することにより、図１のものと同様にＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。
図１のでは２つの第二の抵抗２の他端をそれぞれ並列共振回路６で終端しているのに対し、図５では２つの第二の抵抗２の他端をまとめて１つの並列共振回路６で終端している。これにより、並列共振回路６の数が低減でき、帯域通過フィルタおよびＲＦ機器の小型化、低価格化を実現できる。

＊＊＊実施の形態１の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタは入力端子９と出力端子１０との間に第一の抵抗１（抵抗Ｘ）と直列共振回路３との並列回路を装荷し、この並列回路の両端にそれぞれ第二の抵抗２（抵抗Ｙ）の一端を接続する。さらに、この実施の形態の帯域通過フィルタはそれぞれの第二の抵抗２（抵抗Ｙ）の他端は並列共振回路６を介して接地するか、あるいは、それぞれの第二の抵抗２（抵抗Ｙ）の他端をまとめて１つの並列共振回路６を介して接地したものである。
また、直列共振回路３および並列共振回路６はインダクタとキャパシタからなり、これらの共振回路の共振周波数は互いに異なるとともに、それぞれの共振周波数を帯域内に選んでいるものである。

＊＊＊実施の形態１の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタによれば帯域内では第一の抵抗１は直列共振回路３で短絡に近い低インピーダンスに保たれ、また、第二の抵抗２は並列共振回路６で開放に近い高インピーダンスに保たれる。このため、入力端子９と出力端子１０との間は近似的にスルーとみなすことができる。
一方、帯域外では直列共振回路３は高インピーダンス特性を有し、逆に並列共振回路６は低インピーダンス特性を有するため、第一の抵抗１と第二の抵抗２とからなるπ形減衰器が入力端子９と出力端子１０との間に装荷されたものとみなすことができる。
このため、帯域内では低損失、帯域外では大きな減衰特性を維持しつつ、帯域を含む広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。
これにより帯域内で低損失化を図るとともに帯域の広帯域化も実現し、かつ、帯域外では所望の大きな減衰特性が得られ、帯域を含む広帯域に渡って良好な反射特性を有する帯域通過フィルタを得ることができる。
このような帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用した場合、帯域外での帯域通過フィルタとモジュールとの間で発生する大きな多重反射を著しく抑圧することができ、帯域外でのモジュールの不安定動作、帯域通過フィルタの減衰量の劣化を防ぐことができる。
これにより帯域外における不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化、ＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、前述した実施の形態と異なる点について説明する。
図６は実施の形態２による帯域通過フィルタの構成を示す図である。
なお、図１と同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域通過フィルタは入力端子９と出力端子１０との間に、直列接続された２つの第三の抵抗１１を装荷し、これらの第三の抵抗１１にそれぞれ直列共振回路３を並列接続し他者である。
また、これらの２つの第三の抵抗１１の接続部には第四の抵抗１２の一端を接続するとともに、第四の抵抗１２の他端を並列共振回路６で終端している。
また、直列共振回路３および並列共振回路６は実施の形態１のものと同じであるが、第三の抵抗１１および第四の抵抗１２は実施の形態１と異なり、それぞれＲ３、Ｒ４にそれぞれ選ばれている。

図７はこの発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの簡易的な等価回路である。実施の形態１と同様に、直列共振回路３の共振周波数を帯域内の低域側の周波数ｆｌに選んだ場合、ｆｌでは第三の抵抗１１は直列共振回路３により短絡される。
また、帯域内の高域側の周波数ｆｈでは直列共振回路３は等価的にインダクタ（インダクタンスＬ１’）とみなすことができる。一方、並列共振回路６の共振周波数をｆｈに選んだ場合、第四の抵抗１２の他端は並列共振回路６で開放となり、ｆｌでは並列共振回路６は等価的にキャパシタ（キャパシタンスＣ２’）とみなすことができる。
また、帯域外では直列共振回路３は高インピーダンス特性、並列共振回路６は低インピーダンス特性となるため、第三の抵抗１１と第四の抵抗１２からなるＴ形減衰器が入力端子９と出力端子１０との間に装荷されたものとみなすことができる。

ここでＴ形減衰器を構成するＲ３、Ｒ４と減衰量Ｋとの関係は数式３で求めることができる。

［数式３］
Ｒ３＝Ｚ０＊（Ｋ－１）／（Ｋ＋１）
Ｒ４＝２＊Ｋ＊Ｚ０／（（Ｋ＊Ｋ）－１）

この数式３においても数式１と同様に、Ｚ０は電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンスで、通常、５０Ωである。このようにＲ３、Ｒ４を選ぶことにより、周波数に関係なく広帯域にわたって減衰量Ｋを有し、かつ、良好な反射特性のＴ形減衰器が得られる。

図８はこの発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの特性の設計例である。ここでは実施の形態１と同様に、直列共振回路３および並列共振回路６の共振周波数がそれぞれ１．９ＧＨｚ、２．１ＧＨｚとなるようにＬ１＝２．３ｎＨ、Ｃ１＝３．０ｐＦ、Ｌ２＝３．４ｎＨ、Ｃ２＝１．７ｐＦに選び、また、減衰量が１０ｄＢとなるように、Ｒ３＝２６．０Ω、Ｒ２＝３１．５Ωに選んである。ここでは直列共振回路３および並列共振回路６を構成するＬ１、Ｌ２を図４の１／２に、また、Ｃ１、Ｃ２を２倍に選んでいるが、共振周波数は変わらない。
この図８に示すように、この実施の形態の帯域通過フィルタは１．９ＧＨｚ以上２．１ＧＨｚ以下で減衰量はほぼ０ｄＢ、それ以外の周波数帯では約１０ｄＢの大きな減衰量が得られる。しかも、この実施の形態の帯域通過フィルタは周波数０以上１０ＧＨｚ以下の広帯域にわたって約２０ｄＢ以上の良好な反射特性が得られる。この特性は図４に示す実施の形態１のものと同等である。

この設計例でも直列共振回路３の共振周波数を帯域の低域側の１．９ＧＨｚに、また、並列共振回路６の共振周波数を帯域の高域側の２．１ＧＨｚに選んだ場合について述べたが、直列共振回路３の共振周波数を２．１ＧＨｚに、並列共振回路６の共振周波数を１．９ＧＨｚに選んでもよく、それ以外の周波数に選んでもよい。
また、帯域通過フィルタの帯域を広げるには数式２を満足しつつ、Ｌ１を小さく、Ｃ１を大きくするか、Ｌ２を大きく、Ｃ２を小さくすることにより達成できる。
その他に、帯域通過フィルタの帯域を広げるには直列共振回路３および並列共振回路６の共振周波数を帯域幅に対応して選ぶことにより達成できる。この場合、帯域内の損失がやや増加するものの、帯域で所望の減衰特性が得られ、かつ、広帯域にわたって良好な反射特性が得られることには変わりがない。

また、減衰量が１０ｄＢとなるようなＲ３、Ｒ４について示したが、Ｒ３、Ｒ４は要求に応じて数式３から任意に設定できる。
さらに、この実施の形態の帯域通過フィルタのようにＴ形減衰器を採用することで、同じ減衰量を得るためのＲ３、Ｒ４は、図４に示したπ形減衰器のＲ１、Ｒ２よりも、約１／３の値の抵抗値で済む。要求される帯域外の減衰量に応じて、実施の形態１のものを採用するか、実施の形態２のものを採用するかの選択肢が増える効果がある。

以上のように、この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタでも帯域内の減衰量がほぼ０ｄＢ、帯域外では大きな減衰量が得られるとともに、帯域を含む広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。この帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用することにより、帯域外で生じるモジュールと帯域通過フィルタとの大きな多重反射を著しく抑圧でき、モジュールの不安定動作、帯域通過フィルタの減衰量の著しい劣化を防ぐことができる。このため、帯域外の高レベルの不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。

＊＊＊他の実施例＊＊＊
図９は実施の形態２による帯域通過フィルタの他の実施例の構成を示す図である。
なお、図６と同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域通過フィルタは直列接続された２つの第三の抵抗１１の両端に１つの直列共振回路３を並列接続し、また、これらの第三の抵抗１１の接続部に第四の抵抗１２の一端を接続し、さらに、第四の抵抗１２の他端を並列共振回路６で終端したものである。
このように構成した場合であっても、帯域内および帯域外での等価回路は図７のものとほぼ同じである。このため、この帯域通過フィルタでも帯域内の減衰量を低く抑え、広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。

従って、この帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用することにより、図６のものと同様にＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。図６では２つの第三の抵抗１１のそれぞれに直列共振回路３を並列接続しているのに対し、図９のように２つの第三の抵抗１１をまとめて１つの直列共振回路３を並列接続している。これにより、直列共振回路３の数を低減でき、帯域通過フィルタおよびＲＦ機器の小型化、低価格化を実現できる効果もある。

＊＊＊実施の形態の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタは入力端子９と出力端子１０との間に直列接続された２つの第三の抵抗１１（抵抗Ｘ）を装荷し、それぞれの第三の抵抗１１（抵抗Ｘ）あるいは直列接続された２つの第三の抵抗１１（抵抗Ｘ）に直列共振回路３を並列接続している。
また、２つの第三の抵抗１１（抵抗Ｘ）の接続部に第四の抵抗１２（抵抗Ｙ）の一端を接続し、この第四の抵抗１２（抵抗Ｙ）の他端は並列共振回路６介して接地している。
また、直列共振回路３および並列共振回路６はインダクタとキャパシタからなり、これらの共振回路の共振周波数は互いに異なるとともに、それぞれの共振周波数を帯域内に選んでいるものである。

この実施の形態の帯域通過フィルタによれば帯域内では第三の抵抗１１は直列共振回路で短絡に近い低インピーダンスに保たれ、また、第四の抵抗１２は並列共振回路で開放に近い高インピーダンスに保たれる。このため、入力端子９と出力端子１０との間は近似的にスルーとみなすことができる。
一方、帯域外では直列共振回路は高インピーダンスを有し、逆に並列共振回路は低インピーダンス特性を有するため、第三の抵抗１１と第四の抵抗１２からなるＴ形減衰器が入力端子９と出力端子１０との間に装荷されたものとみなすことができる。このため、帯域内では低損失を維持しつつ、帯域を含む広帯域に渡って良好な反射特性を有する帯域通過フィルタを得ることができる。
このような帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用した場合、帯域外で発生する大きな多重反射を著しく抑圧することができ、帯域外でのモジュールの不安定動作、帯域通過フィルタの減衰量の劣化を防ぐことができる。
また、帯域外で同一減衰量を得るための第三の抵抗１１および第四の抵抗１２の値はπ形減衰器を構成する第一の抵抗および第二の抵抗の値に比べ約１／３で済み、これらを選択して帯域通過フィルタを構成することにより、設計の自由度が増える効果がある。

実施の形態３．
実施の形態３では、前述した実施の形態と異なる点について説明する。
図１０は実施の形態３による帯域通過フィルタの構成を示す図である。
なお、図１と同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
一般に、長さが波長に比べ十分短く（例えば１／１０以下）、高い特性インピーダンスを有する伝送線路は近似的にインダクタとみなすことができ、低い特性インピーダンスを有する伝送線路はキャパシタとみなすことができる。
図１０は一例として図１に示した実施の形態１の並列共振回路６を構成するインダクタ７を特性インピーダンスＺ１、長さａ１の一端が短絡した第一の伝送線路１３に置換え、また、キャパシタ８を特性インピーダンスＺ２、長さａ２の一端が開放された第二の伝送線路１４に置換えたものである。

図１１はこの発明の実施の形態３による帯域通過フィルタの特性の設計例である。ここでは第一の伝送線路１３の特性インピーダンスおよび自由空間における長さをＺ１＝８０Ω、ａ１＝２０ｍｍに選び、また、第二の伝送線路１４の特性インピーダンスおよび長さをＺ２＝２５Ω、ａ２＝６．５ｍｍに選び、他は図４に示した値と同じにしている。
この実施の形態の帯域通過フィルタにおいては帯域外の８ＧＨｚ近傍に大きな共振が見られる。一方、減衰量は帯域内の１．９ＧＨｚ以上２．１ＧＨｚ以下ではほぼ０ｄＢ、帯域外では約１０ｄＢであり、また、０以上７ＧＨｚ以下にわたって約２０ｄＢ以上の良好な反射特性が得られ、図４に示した実施の形態１のものと同等の性能が得られる。
なお、８ＧＨｚ近傍の共振は第一の伝送線路１３のインダクタ成分と第二の伝送線路１４のキャパシタ成分が周波数特性を持ち、並列共振回路６が２ＧＨｚの他に、８ＧＨｚでも並列共振するためである。

この発明の実施の形態３による帯域通過フィルタでは帯域外の特定の周波数で減衰量および反射特性の劣化は見られるものの、実質的には問題とならない場合が多い。仮に８ＧＨｚの共振が問題となるような場合、Ｚ１をさらに高く、ａ１を短くするか、Ｚ２をさらに低くし、ａ２を短くすることにより、問題とならない周波数まで共振周波数をずらすこともできる。
従って、この帯域通過フィルタをＲＦ機器に適用することにより、帯域外で生じるモジュールと帯域通過フィルタとの大きな多重反射を著しく抑圧でき、モジュールの不安定動作、帯域通過フィルタの減衰量の著しい劣化を防ぐことができる。このため、帯域外の高レベルの不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。

このように、並列共振回路６を形成するインダクタ７を第一の伝送線路１３に置換え、キャパシタ８を第二の伝送線路１４に置換えることにより、これらの伝送線路１３、１４をマイクロ波集積回路技術を用いて誘電体基板上に一体形成することができる。伝送線路１３、１４を用いることによりチップ状のインダクタ７およびキャパシタ８を用いる必要がないため安価な帯域通過フィルタを実現できる。
なお、ここで示した実施例ではインダクタ７を第一の伝送線路１３に置換し、キャパシタ８を第二の伝送線路１４に置換した場合について述べたが、どちらか一方を伝送線路に置換えた場合であっても効果に変わりはない。また、直列共振回路３を構成するインダクタ４を伝送線路に置換えた場合であっても効果に変わりはない。
さらに、これらの伝送線路１３、１４を実施の形態２に適用した場合であっても効果に変わりはない。

＊＊＊実施の形態３の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタは直列共振回路３あるいは並列共振回路６を構成するインダクタおよびキャパシタの内、少なくとも１つを、波長に比べ十分短い伝送線路で構成したものである。

＊＊＊実施の形態３の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタによれば直列共振回路３あるいは並列共振回路６を構成するインダクタとキャパシタの内、少なくとも１つを、波長に比べ十分短い伝送線路で構成することにより、帯域内での低損失および広帯域にわたって良好な反射特性を維持できる。このため、帯域外における不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化、ＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。
この伝送線路はマイクロ波集積回路技術を用いて誘電体基板上に簡単に実現でき、インダクタ、キャパシタ等のチップ部品を用いる必要が無いため、安価な帯域通過フィルタおよびＲＦ機器が得られる。

実施の形態４．
実施の形態４では、前述した実施の形態と異なる点について説明する。
図１２は実施の形態４による帯域通過フィルタの構成を示す図である。
なお、図１０と同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この実施の形態の帯域通過フィルタは図１０の実施の形態３に示した並列共振回路６を構成する第二の伝送線路１４の第二の抵抗２側の一端に第五の抵抗１５を装荷したものである。このように第五の抵抗１５を装荷することにより、帯域外で第二の伝送線路１４に若干の損失を装荷することで並列共振回路６の選択度Ｑを低下させることができる。

図１３はこの発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの特性の設計例である。ここでは第五の抵抗１５を３Ωに選び、他は図１０の実施の形態３と同じにしている。
この実施の形態の帯域通過フィルタにおいても減衰量は帯域内でほぼ０ｄＢ、帯域外では約１０ｄＢであり、また、０以上１０ＧＨｚ以下にわたって約１８ｄＢの良好な反射特性が得られている。なお、この発明のものでは８ＧＨｚ近傍で減衰量および反射特性に若干の劣化は見られるものの、図１１のような減衰量および反射特性の大きな劣化を著しく抑圧できる。

このように第二の伝送線路１４の一端に第五の抵抗１５を装荷ことにより、８ＧＨｚで見られるような減衰量および反射特性の大きな劣化を著しく抑圧でき、実施の形態１および実施の形態２と同等な特性が得られる。この第五の抵抗１５も第一の伝送線路１３、第二の伝送線路１４と同様に、マイクロ波集積回路技術を用いて誘電体基板上に一体形成することができ、チップ状の第五の抵抗１５を用いる必要がなく、高性能で、安価な帯域通過フィルタが実現できる。
なお、この実施例では第五の抵抗１５を第二の伝送線路１４に装荷した場合について示したが、第一の伝送線路１３に装荷した場合、あるいは両者に装荷した場合であっても効果に変わりはない。

＊＊＊実施の形態４の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタは並列共振回路６を構成する伝送線路に第五の抵抗１５を装荷したものである。

＊＊＊実施の形態４の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域通過フィルタによれば並列共振回路６を構成するインダクタあるいはキャパシタの内、少なくとも１つを伝送線路で構成するするとともに、伝送線路に第五の抵抗１５を装荷したものである。これにより並列共振回路の帯域外での共振による減衰特性および反射特性の著しい劣化を抑圧でき、帯域内では低損失、帯域外では所望の減衰量が得られ、かつ、広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。このため不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる。
この第五の抵抗も伝送線路とともにマイクロ波集積回路技術を用いて誘電体基板上に簡単に実現でき、インダクタ、キャパシタ等のチップ部品を用いる必要が無く、安価で良好な特性の帯域通過フィルタおよびＲＦ機器が得られる。

＊＊＊他の実施の形態＊＊＊
前述した実施の形態の全部又は一部を他の実施の形態と組み合わせてもよい。
前述した実施の形態の帯域通過フィルタをレーダ機器、通信機器、観測機器等に適用してもよいし、テレメトリ送信機、ビーコン送信機等のマイクロ波機器にも適用してもよい。

１第一の抵抗、２第二の抵抗、３直列共振回路、４インダクタ、５キャパシタ、６並列共振回路、７インダクタ、８キャパシタ、９入力端子、１０出力端子、１１第三の抵抗、１２第四の抵抗、１３第一の伝送線路、１４第二の伝送線路、１５第五の抵抗。

Claims

入力端子と出力端子との間に接続された第一の抵抗と直列共振回路との並列回路と、
上記並列回路の両端に一端が接続された２つの第二の抵抗と、
上記２つの第二の抵抗の他端それぞれに一端が接続され他端が接地された２つの並列共振回路とを備えた帯域通過フィルタであって、
上記直列共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路からなり、
上記２つの並列共振回路の各並列共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路からなり、
Ｒ１＝２＊Ｒ２＊Ｚ０＊Ｚ０／（Ｒ２＊Ｒ２－Ｚ０＊Ｚ０）
Ｒ２＝Ｚ０＊（Ｋ＋１）／（Ｋ－１）
Ｌ１＊Ｃ１＝１／（ωｌ＊ωｌ）
Ｌ２＊Ｃ２＝１／（ωｈ＊ωｈ）
ωｌ＝２πｆｌ
ωｈ＝２πｆｈ
ここで、Ｒ１：第一の抵抗の抵抗値
Ｒ２：第二の抵抗の抵抗値
Ｚ０：電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンス
Ｋ：減衰量
Ｌ１：直列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ１：直列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
Ｌ２：並列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ２：並列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
ωｌ：角周波数
ωｈ：角周波数
ｆｌ：帯域の低域側の周波数
ｆｈ：帯域の高域側の周波数
の関係を有する帯域通過フィルタ。
帯域外の周波数では、帯域内の周波数に比べて、上記直列共振回路が高インピーダンスとなり、上記並列共振回路が低インピーダンスとなる請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
入力端子と出力端子との間に接続された第一の抵抗と直列共振回路との並列回路と、
上記並列回路の両端に一端が接続された２つの第二の抵抗と、
上記２つの第二の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された並列共振回路とを備えた帯域通過フィルタであって、
上記直列共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路からなり、
上記並列共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路からなり、
Ｒ１＝２＊Ｒ２＊Ｚ０＊Ｚ０／（Ｒ２＊Ｒ２－Ｚ０＊Ｚ０）
Ｒ２＝Ｚ０＊（Ｋ＋１）／（Ｋ－１）
Ｌ１＊Ｃ１＝１／（ωｌ＊ωｌ）
Ｌ２＊Ｃ２＝１／（ωｈ＊ωｈ）
ωｌ＝２πｆｌ
ωｈ＝２πｆｈ
ここで、Ｒ１：第一の抵抗の抵抗値
Ｒ２：第二の抵抗の抵抗値
Ｚ０：電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンス
Ｋ：減衰量
Ｌ１：直列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ１：直列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
Ｌ２：並列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ２：並列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
ωｌ：角周波数
ωｈ：角周波数
ｆｌ：帯域の低域側の周波数
ｆｈ：帯域の高域側の周波数
の関係を有する帯域通過フィルタ。
帯域外の周波数では、帯域内の周波数に比べて、上記直列共振回路が高インピーダンスとなり、上記並列共振回路が低インピーダンスとなる請求項３に記載の帯域通過フィルタ。
入力端子と出力端子との間に接続された直列接続された２つの第三の抵抗と上記２つの第三の抵抗それぞれと並列接続された２つの直列共振回路とからなる２つの並列回路と、
上記２つの第三の抵抗の接続部に一端が接続された第四の抵抗と、
上記第四の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された並列共振回路とを備えた帯域通過フィルタであって、
上記２つの直列共振回路の各直列共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路からなり、
上記並列共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路からなり、
Ｒ３＝Ｚ０＊（Ｋ－１）／（Ｋ＋１）
Ｒ４＝２＊Ｋ＊Ｚ０／（（Ｋ＊Ｋ）－１）
Ｌ１＊Ｃ１＝１／（ωｌ＊ωｌ）
Ｌ２＊Ｃ２＝１／（ωｈ＊ωｈ）
ωｌ＝２πｆｌ
ωｈ＝２πｆｈ
ここで、Ｒ３：第三の抵抗の抵抗値
Ｒ４：第四の抵抗の抵抗値
Ｚ０：電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンス
Ｋ：減衰量
Ｌ１：直列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ１：直列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
Ｌ２：並列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ２：並列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
ωｌ：角周波数
ωｈ：角周波数
ｆｌ：帯域の低域側の周波数
ｆｈ：帯域の高域側の周波数
の関係を有する帯域通過フィルタ。
上記２つの直列共振回路の各直列共振回路の共振周波数と上記並列共振回路の共振周波数とは、互いに異なり、
上記２つの直列共振回路の各直列共振回路の共振周波数と上記並列共振回路の共振周波数とは、帯域内にある請求項５に記載の帯域通過フィルタ。
入力端子と出力端子との間に接続された直列接続された２つの第三の抵抗と上記２つの第三の抵抗と並列接続された１つの直列共振回路とからなる１つの並列回路と、
上記２つの第三の抵抗の接続部に一端が接続された第四の抵抗と、
上記第四の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された並列共振回路とを備えた帯域通過フィルタであって、
上記１つの直列共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路からなり、
上記並列共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路からなり、
Ｒ３＝Ｚ０＊（Ｋ－１）／（Ｋ＋１）
Ｒ４＝２＊Ｋ＊Ｚ０／（（Ｋ＊Ｋ）－１）
Ｌ１＊Ｃ１＝１／（ωｌ＊ωｌ）
Ｌ２＊Ｃ２＝１／（ωｈ＊ωｈ）
ωｌ＝２πｆｌ
ωｈ＝２πｆｈ
ここで、Ｒ３：第三の抵抗の抵抗値
Ｒ４：第四の抵抗の抵抗値
Ｚ０：電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンス
Ｋ：減衰量
Ｌ１：直列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ１：直列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
Ｌ２：並列共振回路のインダクタのインダクタンス
Ｃ２：並列共振回路のキャパシタのキャパシタンス
ωｌ：角周波数
ωｈ：角周波数
ｆｌ：帯域の低域側の周波数
ｆｈ：帯域の高域側の周波数
の関係を有する帯域通過フィルタ。
上記１つの直列共振回路の共振周波数と上記並列共振回路の共振周波数とは、互いに異なり、
上記１つの直列共振回路の共振周波数と上記並列共振回路の共振周波数とは、帯域内にある請求項７に記載の帯域通過フィルタ。