JP6663078B2 - 下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置に関し、より詳しくは、ＵＥが同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）に含まれるＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）コンテンツにより伝達される下りリンクチャネルの副搬送波間隔に基づいて、下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置に関する。

時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ ＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ Ｌｏｗ−Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＵＲＬＬＣ）／Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などに通信シナリオが区分される（divided）。

ここで、ｅＭＢＢは、Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ Ｕｓｅｒ Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ Ｐｅａｋ Ｄａｔａ Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣは、Ｕｌｔｒａ Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（例えば、Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣは、Ｌｏｗ Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである（例えば、ＩｏＴ）。

本発明は、下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置を提供する。

本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が下りリンクチャネルを受信する方法であって、プライマリ（主）同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、セカンダリ（副）同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting Channel；ＰＢＣＨ）で構成された同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を受信し、ＰＢＣＨを介して、下りリンクチャネルの副搬送波間隔を指示する指示子を獲得し、副搬送波間隔（subcarrier spacing）に基づいて下りリンクチャネルを受信することを有し、指示子の値が示す副搬送波間隔は、端末が動作する周波数帯域によって異なる。

このとき、指示子のサイズは、１ビットである。

端末が動作する周波数帯域が特定値を超える場合、指示子の値が示す副搬送波間隔は、６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚである。

端末が動作する周波数帯域が特定値未満である場合、指示子の値が示す副搬送波間隔は、１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚである。

下りリンクチャネルは、システム情報又は初期アクセス（初期接続）（initial access）のためのメッセージである。

システム情報の副搬送波間隔及び初期アクセスのためのメッセージの副搬送波間隔は、全部同一である。

本発明による無線通信システムにおいて、下りリンクチャネルを受信する端末であって、基地局と無線信号を送受信するトランシーバ（Transceiver）と、プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting Channel；ＰＢＣＨ）で構成された同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を受信するようにトランシーバを制御し、ＰＢＣＨを介して、下りリンクチャネルの副搬送波間隔を指示する指示子を獲得し、副搬送波間隔に基づいて下りリンクチャネルを受信するようにトランシーバを制御するプロセッサと、を有し、指示子の値が示す副搬送波間隔は、端末が動作する周波数帯域によって異なる。

このとき、指示子のサイズは、１ビットである。

端末が動作する周波数帯域が特定値を超える場合、指示子の値が示す副搬送波間隔は、６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚである。

端末が動作する周波数帯域が特定値未満である場合、指示子の値が示す副搬送波間隔は、１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚである。

下りリンクチャネルは、システム情報又は初期アクセスのためのメッセージである。

システム情報の副搬送波間隔及び初期アクセスのためのメッセージの副搬送波間隔は、全部同一である。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、基地局が下りリンクチャネルを送信（伝送）する（transmitting）方法であって、プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting Channel；ＰＢＣＨ）で構成された同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を送信し、ＰＢＣＨを介して伝達される下りリンクチャネルの副搬送波間隔の指示子に基づいて下りリンクチャネルを送信することを有し、副搬送波間隔の指示子の値が示す副搬送波間隔は、端末が動作する周波数帯域によって異なる。

本発明による無線通信システムにおいて、下りリンクチャネルを送信する基地局であって、端末と無線信号を送受信するトランシーバ（Transceiver）と、プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting Channel；ＰＢＣＨ）で構成された同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を送信するようにトランシーバを制御し、ＰＢＣＨを介して伝達される下りリンクチャネルの副搬送波間隔の指示子に基づいて下りリンクチャネルを送信するようにトランシーバを制御するプロセッサと、を有し、副搬送波間隔の指示子の値が示す副搬送波間隔は、端末が動作する周波数帯域によって異なる。

本発明によれば、同期信号ブロックにより受信した下りリンクチャネルのための副搬送波間隔に基づいて下りリンクチャネルを受信し、同期信号ブロックとは異なるニューマロロジ上においても下りリンクチャネルを受信できる。

本発明で得られる効果は、以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は、下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。

３ＧＰＰ無線アクセスネットワーク（）の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮとの間の無線インターフェースプロトコル（Radio Interface Protocol）の制御プレーン（制御平面）（Control Plane）及びユーザプレーン（使用者平面）（User Plane）の構造を示す図である。 ３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。 ＬＴＥシステムで使用される同期信号（Synchronization Signal、ＳＳ）の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。 新しい無線アクセス技術（無線接続技術）（New Radio Access Technology、ＮＲ）において利用可能なスロットの構造を例示する図である。 ＴＸＲＵとアンテナ要素の接続（連結）（connections）方式の一例を示す図である。 送受信器ユニット（Transceiver Unit、ＴＸＲＵ）及び物理アンテナの観点でハイブリッドビームフォーミング（ビーム形成）構造を抽象的に示した図である。 下りリンクの送信過程において同期信号及びシステム情報に関するビームスイーピング（Beam Sweeping）動作を示す図である。 新しい無線アクセス技術（New Radio Access Technology、ＮＲ）システムのセルを例示する図である。 同期信号内においてＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが多重化（multiplexing）される実施例を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バーストセット（集合）（burst set）の構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バーストセットの構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バーストセットの構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バーストセットの構成方法を説明する図である。 同期信号バースト及び同期信号バーストセットの構成方法を説明する図である。 同期信号インデックス及び同期信号が送信される時間に関する情報を指示する方法を説明する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果に関する図である。 下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。 下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。 下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明する図である。 本発明を行う送信（送信）（transmission）装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。

以下、添付図面を参照しながら説明する本発明の実施例によって、本発明の構成、作用及び他の特徴をより容易に理解できるであろう。以下の実施例は、本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。

この明細書では、ＬＴＥシステム、ＬＴＥ−Ａシステム及びＮＲシステムを用いて本発明の実施例を説明しているが、これは一例であり、本発明の実施例は、上記定義に該当するいかなる通信システムにも適用することができる。

また、この明細書では、基地局の名称がＲＲＨ（Remote Radio Head）、ｅＮＢ、ＴＰ（Transmission Point）、ＲＰ（Reception Point）、中継器（relay）などの包括的な用語で使用されている。

３ＧＰＰに基づく通信標準は、上位層から生じる情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理層によって用いられるが、上位層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する下りリンク物理信号と、を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル（Physical Downlink Shared Channel、ＰＤＳＣＨ）、物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcast Channel、ＰＢＣＨ）、物理マルチキャストチャネル（Physical Multicast Channel、ＰＭＣＨ）、物理制御フォーマット指示子チャネル（Physical Control Format Indicator Channel、ＰＣＦＩＣＨ）、物理下りリンク制御チャネル（Physical Downlink Control Channel、ＰＤＣＣＨ）及び物理ハイブリッドＡＲＱ指示子チャネル（physical hybrid ARQ indicator channel、ＰＨＩＣＨ）が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号及び同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット（pilot）とも呼ばれる参照信号（Reference Signal、ＲＳ）は、ｅＮＢとＵＥとが互いに知っている予め（既に）定義された（predefined）特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル固有（セル特定的）ＲＳ（cell specific RS）、ＵＥ固有（ＵＥ−特定的）ＲＳ（UE-specific RS、ＵＥ−ＲＳ）、ポジショニングＲＳ（positioning RS、ＰＲＳ）及びチャネル状態情報ＲＳ（Channel State Information RS、ＣＳＩ−ＲＳ）が下りリンク参照信号として定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ標準は、上位層から生じる情報を搬送するリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理層によって用いられるが、上位層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する上りリンク物理信号と、を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル（Physical Uplink Shared Channel、ＰＵＳＣＨ）、物理上りリンク制御チャネル（Physical Uplink Control Channel、ＰＵＣＣＨ）、物理ランダムアクセス（任意接続）チャネル（Physical Random Access Channel、ＰＲＡＣＨ）が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御／データ信号のための復調参照信号（Demodulation Reference Signal、ＤＭＲＳ）と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号（Sounding Reference Signal、ＳＲＳ）とが定義される。

本発明において、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control CHannel）／ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator CHannel）／ＰＨＩＣＨ（（Physical Hybrid automatic retransmit request Indicator CHannel）／ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）は、それぞれ、ＤＣＩ（Downlink Control Information）／ＣＦＩ（Control Format Indicator）／下りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ（ACKnowlegement／Negative ACK）／下りリンクデータを搬送する時間−周波数リソースのセット（集合）（set）或いはリソース要素のセットを意味する。また、ＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control CHannel）／ＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared CHannel）／ＰＲＡＣＨ（Physical Random Access CHannel）は、それぞれ、ＵＣＩ（Uplink Control Information）／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を搬送する時間−周波数リソースのセット或いはリソース要素のセットを意味する。本発明では、特に、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素（Resource Element、ＲＥ）をそれぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨ ＲＥ又はＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨリソースと称する。以下では、ＵＥがＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＲＡＣＨ上で、或いはこれらを通じて、上りリンク制御情報／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を送信することと同じ意味で使われる。また、ｅＮＢがＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ上で、或いはこれらを通じて、下りリンクデータ／制御情報を送信することと同じ意味で使われる。

以下では、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳが割り当てられた或いは設定された（configured）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥを、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳシンボル／搬送波／副搬送波／ＲＥと称する。例えば、トラッキングＲＳ（Tracking RS、ＴＲＳ）が割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボルは、ＴＲＳシンボルと称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、ＴＲＳ副搬送波と称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定されたＲＥはＴＲＳ ＲＥと称する。また、ＴＲＳ送信のために設定された（configured）サブフレームを、ＴＲＳサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはＰＢＣＨサブフレームと称し、同期信号（例えば、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳ）が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはＰＳＳ／ＳＳＳサブフレームと称する。ＰＳＳ／ＳＳＳが割り当てられた或いは設定された（configured）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥをそれぞれ、ＰＳＳ／ＳＳＳシンボル／副搬送波／ＲＥと称する。

本発明において、ＣＲＳポート、ＵＥ−ＲＳポート、ＣＳＩ−ＲＳポート、ＴＲＳポートとは、それぞれ、ＣＲＳを送信するように設定された（configured）アンテナポート、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＴＲＳを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＲＳポートによってＣＲＳが占有するＲＥの位置によって相互に区別でき、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定された（configured）アンテナポートは、ＵＥ−ＲＳポートによってＵＥ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互に区別でき、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＳＩ−ＲＳポートによってＣＳＩ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互に区別できる。したがって、ＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳポートという用語が、一定リソース領域内でＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳが占有するＲＥのパターンを意味する用語として用いられることもある。

図１は、３ＧＰＰ無線アクセスネットワークの規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮとの間の無線インターフェースプロトコルの制御プレーン（control plane）及びユーザプレーン（user plane）の構造を示す図である。制御プレーンは、端末（User Equipment；ＵＥ）及びネットワークが信号を管理するために用いる制御メッセージが送信される通信路を意味する。ユーザプレーンは、アプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通信路を意味する。

第１の層である物理層は、物理チャネル（Physical Channel）を用いて上位層に情報送信サービス（Information Transfer Service）を提供する。物理層は、上位にあるメディアアクセス制御（媒体接続制御）（Medium Access Control）層とはトランスポート（送信）チャネル（Transport Channel）を介して接続（連結）される（connected）。このトランスポートチャネルを介してメディアアクセス制御層と物理層との間でデータが移動する。送信側と受信側との物理層間では、物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは、時間及び周波数を無線リソースとして利用（活用）する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）方式で変調される。

第２の層であるメディアアクセス制御（Medium Access Control；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Logical Channel）を介して上位層である無線リンク制御（Radio Link Control；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は、信頼性のあるデータ送信をサポートする。ＲＬＣ層の機能は、ＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現できる。第２の層のＰＤＣＰ層は、帯域幅が狭い無線インターフェースにおいて、ＩＰｖ４或いはＩＰｖ６などのＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮（Header Compression）の機能を果たす。

第３の層である最下部に位置する無線リソース制御（Radio Resource Control；ＲＲＣ）層は、制御プレーンでのみ定義される。ＲＲＣ層は、無線ベアラ（Radio Bearer）の設定（configuration）、再設定（re-configuration）及び解放（解除）（release）に関連して、論理チャネル、トランスポートチャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは、端末とネットワークとの間のデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークとのＲＲＣ層は、互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークとのＲＲＣ層間にＲＲＣ接続（RRC Connected）がある場合、端末はＲＲＣ接続状態（Connected Mode）であり、そうでない場合は、ＲＲＣアイドル（休止）状態（Idle Mode）である。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Non-Access Stratum）層は、セッション管理（Session Management）及びモビリティ（移動性）管理（Mobility Management）などの機能を果たす。

ネットワークから端末にデータを送信する下りトランスポートチャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（Broadcast Channel）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（Paging Channel）、ユーザトラフィック（使用者トラフィック）や制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（Shared Channel）などがある。下りマルチキャスト又はブロードキャスト（放送）（broadcast）サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は特の下りＭＣＨ（Multicast Channel）を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上りトランスポートチャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（Random Access Channel）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（Shared Channel）がある。トランスポートチャネルの上位にありかつトランスポートチャネルにマッピングされる論理チャネル（Logical Channel）としては、ＢＣＣＨ（Broadcast Control Channel）、ＰＣＣＨ（Paging Control Channel）、ＣＣＣＨ（Common Control Channel）、ＭＣＣＨ（Multicast Control Channel）、ＭＴＣＨ（Multicast Traffic Channel）などがある。

図２は、３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。

端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を合わせるなどの初期セルサーチ（セル探索）（Initial cell search）作業を行う（Ｓ２０１）。このために、端末は、基地局からプライマリ（主）同期チャネル（Primary Synchronization Channel；Ｐ−ＳＣＨ）及びセカンダリ（副）同期チャネル（Secondary Synchronization Channel；Ｓ−ＳＣＨ）を受信することによって基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は、基地局から物理ブロードキャスト（放送）チャネル（Physical Broadcast Channel）を受信してセル内のブロードキャスト情報を得ることができる。なお、端末は、初期セルサーチ段階において下りリンク参照信号（Downlink Reference Signal；ＤＬ ＲＳ）を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セルサーチを終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル（Physical Downlink Control Channel；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル（Physical Downlink Control Channel；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる（Ｓ２０２）。

一方、基地局に最初にアクセス（接続）した（accesses）か或いは信号送信のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対してランダムアクセス過程（Random Access Procedure；ＲＡＣＨ）を行うことができる（段階Ｓ２０３〜段階Ｓ２０６）。このために、端末は、物理ランダムアクセスチャネル（Physical Random Access Channel；ＰＲＡＣＨ）を介して特定シーケンスをプリアンブルとして送信し（Ｓ２０３及びＳ２０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ２０４及びＳ２０６）。コンテンション（競争）ベースのＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順（Contention Resolution Procedure）を行うことができる。

上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号送信の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ２０７）及び物理上りリンク共有チャネル（Physical Uplink Shared Channel；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（Physical Uplink Control Channel；ＰＵＣＣＨ）の送信（Ｓ２０８）を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報（Downlink Control Information；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。

一方、端末が上りリンクを通じて基地局に送信したり、端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Channel Quality Indicator）、ＰＭＩ（Precoding Matrix Index）、ＲＩ（Rank Indicator）などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの場合、端末は、上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して送信することができる。

図３は、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａに基づく無線通信システムにおいて、同期信号（Synchronization Signal、ＳＳ）の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は、周波数分割デュプレックス（Frequency Division Duplex、ＦＤＤ）における同期信号及びＰＢＣＨの送信のための無線フレームの構造を例示しており、図３（ａ）は、ノーマルＣＰ（正規ＣＰ）（Normal Cyclic Prefix）によって（として）設定された（configured）無線フレームにおけるＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示し、図３（ｂ）は、拡張ＣＰ（extended CP）によって（として）設定された無線フレームにおけるＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示している。

以下、図３を参照しながらＳＳについてより具体的に説明する。ＳＳは、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）とＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）とに区分される（categorized）。ＰＳＳは、ＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間領域（時間ドメイン）同期及び／又は周波数領域（周波数ドメイン）同期を得るために使用され、ＳＳＳは、フレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定（configuration）（即ち、ノーマルＣＰ（一般ＣＰ）又は拡張ＣＰの使用情報）を得るために使用される。図３を参照すると、ＰＳＳ及びＳＳＳは、各無線フレームの２つのＯＦＤＭシンボルで各々送信される。具体的には、ＳＳは、ＲＡＴ間（インタ−ＲＡＴ）（Inter Radio Access Technology）の側定を容易にするために、ＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile communication）フレームの長さである４．６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の１番目のスロットとサブフレーム５の１番目のスロットとで各々送信される。特に、ＰＳＳは、サブフレーム０の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとで各々送信され、ＳＳＳは、サブフレーム０の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルとで各々送信される。該当無線フレームの境界は、ＳＳＳを通じて検出される。ＰＳＳは、該当スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで送信され、ＳＳＳは、ＰＳＳの直前のＯＦＤＭシンボルで送信される。ＳＳの送信ダイバーシチ（diversity）方式は、単一のアンテナポート（Single antenna port）のみを使用し、標準では特に定義していない。

ＰＳＳは、５ｍｓごとに送信されるので、ＵＥは、ＰＳＳを検出することにより、該当サブフレームがサブフレーム０及びサブフレーム５のうちの１つであることは分かるが、該当サブフレームが、サブフレーム０及びサブフレーム５のうち正確に何であるかは分かることができない。したがって、ＵＥは、ＰＳＳのみでは無線フレームの境界を認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期を得ることができない。ＵＥは、１つの無線フレーム内で２回送信されるが、互いに異なるシーケンスとして送信されるＳＳＳを検出して無線フレームの境界を検出する。

ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセルの探索過程を行って、ＤＬ信号の復調及びＵＬ信号の送信を正確な時点に行うために必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、ｅＮＢとの通信のために、さらにｅＮＢからＵＥのシステム設定（system configuration）に必要なシステム情報を得なければならない。

システム情報は、マスタ情報ブロック（Master Information Block、ＭＩＢ）及びシステム情報ブロック（System Information Block、ＳＩＢ）により設定される。各々のシステム情報ブロックは、機能的に関連したパラメータのセットを含み、含まれるパラメータによって、マスタ情報ブロック（Master Information Block、ＭＩＢ）及びシステム情報ブロックタイプ１（System Information Block Type 1、ＳＩＢ１）、システム情報ブロックタイプ２（System Information Block Type 2、ＳＩＢ２）、ＳＩＢ３〜ＳＩＢ１７に区分される。

ＭＩＢは、ＵＥがｅＮＢのネットワークに初期アクセス（initial access）のために必須である、最も頻繁に送信されるパラメータを含む。ＵＥは、ＭＩＢをブロードキャストチャネル（例えば、ＰＢＣＨ）を介して受信する。ＭＩＢには、下りリンクシステムの帯域幅（ＤＬ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、ＤＬ ＢＷ）、ＰＨＩＣＨの設定、システムフレームの番号（ＳＦＮ）が含まれる。したがって、ＵＥは、ＰＢＣＨを受信することにより明示的に（explicit）ＤＬ ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨの設定に関する情報を分かることができる。なお、ＰＢＣＨを受信することによりＵＥが暗黙的に（implicit）認知できる情報としては、ｅＮＢの送信アンテナポートの数がある。ｅＮＢの送信アンテナの数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に使用される１６−ビットＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）に送信アンテナの数に対応するシーケンスをマスク（例えば、ＸＯＲ演算）して暗黙的にシグナリングされる。

ＳＩＢ１は、他のＳＩＢの時間領域スケジューリングに関する情報だけではなく、特定のセルがセル選択に適合するか否かを判断するために必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１は、ブロードキャストのシグナリング又は専用（dedicated）シグナリングによりＵＥに受信される。

ＤＬ搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、ＰＢＣＨが運ぶＭＩＢにより得られる。ＵＬ搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報により得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、該当セルに対して記憶（貯蔵）された有効なシステム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２（System Information Block Type2、ＳＩＢ２）が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ ＢＷの値をＵＬ帯域幅（ＵＬ ＢＷ）に適用する。例えば、ＵＥは、システム情報ブロックタイプ２（System Information Block Type2、ＳＩＢ２）を得ることにより、ＳＩＢ２内のＵＬ搬送波周波数及びＵＬ帯域幅情報により自体がＵＬ送信に使用できる全体ＵＬシステムの帯域を把握することができる。

周波数領域において、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは、実際のシステム帯域幅に関係なく、該当ＯＦＤＭシンボル内でＤＣ副搬送波を中心として左右３つずつ合計６つのＲＢ、即ち、合計７２個の副搬送波内でのみ送信される。したがって、ＵＥは、ＵＥに設定された（configured）下りリンク送信帯域幅に関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出（detect）又は復号（decode）できるように設定される（configured）。

初期セルサーチを終了したＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するためにランダムアクセス過程（random access procedure）を行う。このために、ＵＥは、物理ランダムアクセスチャネル（Physical Random Access Channel、ＰＲＡＣＨ）を介してプリアンブル（preamble）を送信し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信する。コンテンションベースのランダムアクセス（contention based random access）の場合、さらなるＰＲＡＣＨの送信、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨなどの衝突解決手順（contention resolution procedure）を行うことができる。

上述したような手順を行ったＵＥは、その後、一般的な上り／下りリンク信号送信の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨの受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨの送信を行うことができる。

ランダムアクセス過程は、ランダムアクセスチャネル（Random Access Channel、ＲＡＣＨ）過程とも呼ばれる。ランダムアクセス過程は、初期アクセス、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバなどの用途に多様に使用される。ランダムアクセス過程は、コンテンションベース（contention-based）の過程と専用（dedicated）（即ち、非コンテンションベース）の過程に分類される。コンテンションベースのランダムアクセス過程は、初期アクセスなどを含んで一般的に使用され、専用のランダムアクセス過程は、ハンドオーバなどに制限的に使用される。コンテンションベースのランダムアクセス過程において、ＵＥは、ＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスをランダムに選択する。したがって、複数のＵＥが同時に同じＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを送信することができ、これにより、この後のコンテンション解消過程が必要である。反面、専用のランダムアクセス過程において、ＵＥは、ｅＮＢが該当ＵＥに唯一に（dedicatedly）割り当てたＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを使用する。したがって、他のＵＥとの衝突なしでランダムアクセス過程を行うことができる。

コンテンションベースのランダムアクセス過程は、以下の４つの段階を含む。以下、段階１〜４により送信されるメッセージは、各々メッセージ１〜４（Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４）と呼ばれる。

−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

−段階２：ランダムアクセス応答（Random Access Response、ＲＡＲ）（ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

−段階３：レイヤ２／レイヤ３のメッセージ（ｖｉａ ＰＵＳＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

−段階４：コンテンション解消（contention resolution）メッセージ（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

専用のランダムアクセス過程は、以下の３つの段階を含む。以下、段階０〜２により送信されるメッセージは、各々メッセージ０〜２（Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２）と呼ばれる。ランダムアクセス過程の一部として、ＲＡＲに対応する上りリンク送信（即ち、段階３）も行われることができる。専用のランダムアクセス過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル送信を命令するためのＰＤＣＣＨ（以下、ＰＤＣＣＨオーダ（order））を用いてトリガされることができる。

−段階０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブルの割り当て（eNB to UE）

−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル（via PRACH）（UE to eNB）

−段階２：ランダムアクセス応答（ＲＡＲ）（ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（eNB to UE）

ＲＡＣＨプリアンブルの送信後、ＵＥは、所定の時間ウィンドウ内でランダムアクセス応答（ＲＡＲ）受信を試みる。具体的には、ＵＥは、時間ウィンドウ内でＲＡ−ＲＮＴＩ（Random Access RNTI）を有するＰＤＣＣＨ（以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨ）（例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩにマスクされる）の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨの検出時、ＵＥは、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に自体のためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲは、ＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス（Timing Advance、ＴＡ）情報、ＵＬリソース割り当て情報（ＵＬグラント情報）、一時的（臨時）（temporary）端末識別子（例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ、ＴＣ−ＲＮＴＩ）などを含む。ＵＥは、ＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値によってＵＬ送信（例えば、Ｍｓｇ３）を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ送信にはＨＡＲＱが適用される。したがって、ＵＥは、Ｍｓｇ３の送信後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報（例えば、ＰＨＩＣＨ）を受信できる。

ランダムアクセスプリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理層において長さＴ_CPのサイクリックプリフィックス（循環前置）（cyclic prefix）及び長さＴ_SEQのシーケンス部分で構成される。Ｔ_CPのＴ_SEQは、フレーム構造及びランダムアクセス設定に依存する。プリアンブルフォーマットは、上位層により制御される。ＰＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームで送信される。ランダムアクセスプリアンブルの送信は、特定時間及び周波数リソースに制限される（restrict）。かかるリソースをＰＲＡＣＨリソースとし、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数領域においてＰＲＢの増加順に番号を付ける（無線フレーム内のサブフレーム番号及び周波数領域においてＰＲＢの増加順に番号を付ける）（are numbered in an ascending order of PRBs in subframe numbers in the radio frame and frequency domain）。ランダムアクセスリソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスにより定義される（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１標準文書を参照）。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは、（ｅＮＢにより送信される）上位層信号により与えられる。

ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ランダムアクセスプリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔（Subcarrier Spacing）は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合、１．２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合、７．５ｋＨｚであると規定される（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１参照）。

＜ＯＦＤＭニューマロロジ＞

新しいＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ送信方式又はこれと類似する送信方式を使用する。新しいＲＡＴシステムは、ＬＴＥのＯＦＤＭパラメータとは異なるＯＦＤＭパラメータに従う。又は、新しいＲＡＴシステムは、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａのニューマロロジにそのまま従うが、より大きいシステム帯域幅（例えば、１００ＭＨｚ）を有することができる。又は、１つのセルが複数のニューマロロジをサポートすることもできる。即ち、互いに異なるニューマロロジで動作するＵＥが、１つのセル内に共存することができる。

＜サブフレームの構造＞

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで用いられる無線フレームは、１０ｍｓ（３０７２００Ｔｓ）の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム（Subframe、ＳＦ）で構成される。１無線フレーム内の１０個のサブフレームにはそれぞれ番号を与えることができる。ここで、Ｔｓは、サンプリング時間を表し、Ｔｓ＝１／（２０４８＊１５ｋＨｚ）で表現（表示）される（expressed）。それぞれのサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロットで構成される。１無線フレームにおいて、２０個のスロットには０から１９まで順次番号を付けることができる。それぞれのスロットは、０．５ｍｓの長さを有する。１サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔（Transmission Time Interval、ＴＴＩ）として定義される。時間リソースは、無線フレーム番号（或いは、無線フレームインデックスともいう）、サブフレーム番号（或いは、サブフレームインデックス（番号））、スロット番号（或いは、スロットインデックス）などによって区分（区別）する（distinguished）ことができる。ＴＴＩとは、データがスケジューリング可能な間隔を意味する。例えば、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＵＬグラント或いはＤＬグラントの送信機会は１ｍｓごとに存在し、１ｍｓより短い時間内にＵＬ／ＤＬグラントの機会が複数回存在することではない。したがって、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＴＴＩは１ｍｓである。

図４は、新しい無線アクセス技術（New Radio access technology，ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。

データ送信遅延を最小にするために、５世代の新しいＲＡＴでは、制御チャネルとデータチャネルとが時間分割多重化（Time Division Multiplexing，ＴＤＭ）されるスロットの構造が考えられる。

図４において、斜線領域は、ＤＣＩを運ぶＤＬ制御チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ）の送信領域を示し、黒色部分は、ＵＣＩを運ぶＵＬ制御チャネル（例えば、ＰＵＣＣＨ）の送信領域を示す。ここで、ＤＣＩはｅＮＢがＵＥに伝達する制御情報であり、ＤＣＩは、ＵＥが分かるべきセル設定（configuration）に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ固有（特定的）情報、またＵＬグラントなどのＵＬ固有情報などを含む。また、ＵＣＩは、ＵＥがｅＮＢに伝達する制御情報であり、ＵＣＩは、ＤＬデータに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、またスケジューリング要求（Scheduling Request，ＳR）などを含む。

図４において、シンボルインデックス１からシンボルインデックス１２までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例えば、ＰＤＳＣＨ）の送信、又は上りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例えば、ＰＵＳＣＨ）の送信に使用される。図２のスロットの構造によると、１つのスロット内においてＤＬ送信とＵＬ送信とが順に行われて、ＤＬデータの送信／受信とＤＬデータに対するＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信／送信とが１つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーの発生時にデータの再送信までにかかる時間を短縮させることにより、最終データ伝達の遅延を最小にすることができる。

このようなスロットの構造では、ｅＮＢ及びＵＥは、送信モードから受信モードへの転換過程又は受信モードから送信モードへの転換過程のための時間ギャップ（time gap）が必要である。このような送信モードと受信モードとの間の転換過程のために、スロット構造においてＤＬからＵＬに転換される時点の一部のＯＦＤＭシンボルがガード区間（ガード期間）（Guard Period，ＧＰ）に設定される。

既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいては、ＤＬ制御チャネルはデータチャネルとＴＤＭされ、制御チャネルであるＰＤＣＣＨはシステムの全帯域に広がって送信される。しかしながら、新しいＲＡＴでは、１つのシステムの帯域幅が最小約１００ＭＨｚに達すると予想されるので、制御チャネルを全帯域に拡散して送信することは無理である。ＵＥがデータ送受信のために下りリンク制御チャネル受信のために全帯域をモニタリングすることは、ＵＥのバッテリ消耗の増大及び効率性の低下を招く。したがって、本発明では、ＤＬ制御チャネルをシステム帯域、即ちチャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ（localize）して送信するか、或いは分散して送信することを提案している。

ＮＲシステムにおいて、基本送信単位（basic transmission unit）はスロットである。スロット区間（duration）は、ノーマル（正規）（normal）サイクリックプリフィックス（循環前置）（Cyclic Prefix、ＣＰ）を有する１４個のシンボルからなるか、或いは拡張ＣＰを有する１２個のシンボルからなる。また、スロットは、使用された副搬送波間隔の関数であって、時間でスケーリングされる。即ち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりのシンボルの数が１４である場合、１０ｍｓのフレーム内におけるスロットの数が１５ｋＨｚの副搬送波間隔について１０個であると、３０ｋＨｚの副搬送波間隔については２０個、６０ｋＨｚの副搬送波間隔については４０個になる。副搬送波間隔が大きくなると、ＯＦＤＭシンボルの長さも短くなる。スロット内におけるＯＦＤＭシンボルの数は、ノーマルＣＰであるか拡張ＣＰであるかによって変化し、副搬送波間隔によっては変化しない。ＬＴＥ用の基本時間ユニットであるＴ_sは、ＬＴＥの基本副搬送波間隔１５ｋＨｚと最大ＦＦＴのサイズ２０４８とを考慮して、Ｔ_s＝１／（１５０００＊２０４８）秒と定義され、これは１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対するサンプリング時間である。ＮＲシステムにおいては、１５ｋＨｚの副搬送波間隔以外に様々な副搬送波間隔を使用でき、副搬送波間隔と該当時間の長さとは反比例するので、１５ｋＨｚより大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ｔ_s＝１／（１５０００＊２０４８）秒より短くなる。例えば、副搬送波間隔３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚに対する実際のサンプリング時間は、各々、１／（２＊１５０００＊２０４８）秒、１／（４＊１５０００＊２０４８）秒、１／（８＊１５０００＊２０４８）秒になる。

＜アナログビームフォーミング（analog beamforming）＞

最近論議されている５世代移動通信システムは、広い周波数帯域を用いて多数のユーザに高い送信レートを維持しながらデータを送信するために、高い超高周波帯域、即ち、６ＧＨｚ以上のミリメートル周波数帯域を用いる方式（方案）を考慮している。３ＧＰＰではこれをＮＲと称しており、以下、本発明ではＮＲシステムと称する。しかしながら、ミリメートル周波数帯域は、非常に高い周波数帯域を用いるため、距離による信号減衰（減殺）が急激である（attenuated too rapidly）という周波数特性を有する。したがって、少なくとも６ＧＨｚ以上の帯域を使用するＮＲシステムでは、急激な電波減衰特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定の方向にエネルギを集めて送信することにより、急激な電波減衰によるカバレッジ減少の問題を解決する狭ビーム（narrow beam）送信技法を使用している。しかしながら、１つの狭ビームのみでサービスを提供する場合、１つの基地局がサービスを提供するカバレッジ（範囲）（coverage）が狭くなるので、基地局は、多数の狭ビームを集めて広帯域でサービスを提供する。

ミリメートル周波数帯域、即ち、ミリメートル波長（millimeter wave, mmW）では、波長が短くなって、同じ面積に多数のアンテナ要素を設けることが可能になる。例えば、１ｃｍ程度の波長を有する３０ＧＨｚ帯域においては、５×（ｂｙ）５ｃｍのパネルに０．５λ（波長）間隔で２次元配列形態で合計１００個のアンテナ要素を設けることができる。よって、ｍｍＷでは、多数のアンテナ要素を使用してビームフォーミング利得を高めてカバレッジを増加させる（increase）か、或いは処理量（throughput）を高めることが考えられる。

ミリメートル周波数帯域において狭ビームを形成する方法として、基地局やＵＥから多数のアンテナに適切な位相差を用いて同じ信号を送信することにより、特定の方向でのみエネルギが高くなるビームフォーミング方式が主に考えられている。このようなビームフォーミング方式には、デジタルベースバンド（基底帯域）（baseband）信号に位相差を形成するデジタルビームフォーミング、変調されたアナログ信号に時間遅延（即ち、循環シフト（循環遷移）（cyclic shift））を用いて位相差を形成するアナログビームフォーミング、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを全て利用するハイブリッドビームフォーミングなどがある。アンテナ要素ごとに送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバユニット（Transceiver Unit、ＴＸＲＵ）を有すると、周波数リソースごとに独立したビームフォーミングが可能になる。しかしながら、１００余個の全てのアンテナ要素にＴＸＲＵを設けることは、コスト（費用）（cost）面で実効性が乏しい。即ち、ミリメートル周波数帯域は、急激な電波減衰特性を補償するために多数のアンテナを使用する必要があり、デジタルビームフォーミングは、アンテナ数ほどのＲＦコンポーネント（例えば、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、ミキサー（mixer）、電力増幅器（power amplifier）、線形増幅器（linear amplifier）など）を必要とするので、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビームフォーミングを具現するためには、通信機器の単価が上がる問題がある。したがって、ミリメートル周波数帯域のようにアンテナが多く必要な場合には、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミング方式が考慮される。アナログビームフォーミング方式は、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフタ（遷移器）（analogy phase shifter）でビームの方向を調節する。かかるアナログビームフォーミング方式は、全体帯域において１つのビーム方向のみを形成するので、周波数選択的ビームフォーミング（Beamforming、ＢＦ）ができない短所がある。ハイブリッドＢＦはデジタルＢＦとアナログＢＦの中間形態であって、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有する方式である。ハイブリッドＢＦの場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素との接続方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。

図５は、ＴＸＲＵとアンテナ要素との接続方式の一例を示す図である。

図５（ａ）は、ＴＸＲＵがサブアレイ（sub-Array）に接続された方式を示す。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵにのみ接続される。一方、図５（ｂ）は、ＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に接続された方式を示す。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに接続される。図５において、Ｗは、アナログ位相シフタにより乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによりアナログビームフォーミングの方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは、一対一又は一対多であることができる。

上述したように、デジタルビームフォーミングは、送信又は受信デジタルベースバンド信号に対して信号処理を行うので、マルチ（多重）ビーム（multiple beams）を用いて同時に複数の方向に信号を送信又は受信できる反面、アナログビームフォーミングは、送信又は受信アナログ信号を変調した状態でビームフォーミングを行うので、１つのビームがカバーする範囲を超える複数の方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は、広帯域送信又はマルチ（多重）アンテナ（multiple antenna）特性によって同時に多数のユーザと通信を行うが、基地局が、アナログ又はハイブリッドビームフォーミングを使用し、１つのビーム方向にアナログビームを形成する場合には、アナログビームフォーミングの特性上、同じアナログビーム方向内に含まれるユーザとのみ通信が可能である。後述する本発明によるＲＡＣＨリソース割り当て及び基地局のリソース利用方式は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミングの特性により発生する制約事項を反映して提案される。

＜ハイブリッドアナログビームフォーミング（hybrid analog beamforming）＞

図６は、送受信器ユニット（Transceiver Unit、ＴＸＲＵ）及び物理アンテナの観点でハイブリッドビームフォーミングの構造を抽象的に示す図である。

複数のアンテナ（マルチアンテナ）が使用される場合、デジタルビームフォーミング及びアナログビームフォーミングを結合したハイブリッドビームフォーミング技法が考えられている。このとき、アナログビームフォーミング（又はＲＦビームフォーミング）は、ＲＦユニットがプリコーディング（又は組み合わせ（combining））を行う動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングにおいて、ベースバンド（baseband）ユニット及びＲＦユニットは、各々プリコーティング（又は組み合わせ）を行い、これによりＲＦチェーンの数とＤ／Ａ（又はＡ／Ｄ）コンバータの数とを減らしながらデジタルビームフォーミングに近い（近接する）（close to）性能を得られるという長所がある。説明の便宜上、ハイブリッドビームフォーミングの構造は、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個の物理アンテナとで表すことができる。このとき、送信端から送信するＬ個のデータレイヤに対するデジタルビームフォーミングは、Ｌ×Ｌ行列で表され、その後、変換されたＮ個のデジタル信号は、ＴＸＲＵを介してアナログ信号に変換され、変換された信号に対してＭ×Ｎ行列で表されるアナログビームフォーミングが適用される。図６において、デジタルビームの数はＬであり、アナログビームの数はＮである。さらに、ＮＲシステムにおいては、アナログビームフォーミングをシンボル単位で変更できるように基地局を設計して、特定の地域に位置するＵＥに効率的なビームフォーミングをサポートする方向が考えられている。また、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナとを１つのアンテナパネルとして定義したとき、ＮＲシステムにおいては、互いに独立したハイブリッドビームフォーミングが適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方式も考えられている。以上のように基地局が複数のアナログビームを利用する場合、ＵＥごとに信号の受信に有利なアナログビームが異なるので、少なくとも同期信号、システム情報、ページング（paging）などについては、特定のスロット又はサブフレームにおいて基地局が適用する複数のアナログビームをシンボルごとに変化させて、全てのＵＥが受信機会を有するようにするビームスイーピング（beam sweeping）動作が考えられている。

図７は、下りリンクの送信過程における同期信号及びシステム情報に対するビームスイーピング（Beam sweeping）動作を示す図である。図７において、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報がブロードキャスト（放送）（Broadcasting）される物理リソース又は物理チャネルをｘＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）と称する。このとき、１つのシンボル内において互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム（Analog beam）が同時に送信されることができ、アナログビーム（Analog beam）ごとにチャネルを測定するために、図７に示したように、特定のアンテナパネルに対応する単一のアナログビーム（Analog beam）のために送信される参照信号（Reference signal；ＲＳ）であるＢｅａｍ ＲＳ（ＢＲＳ）を導入する方式が論議されている。ＢＲＳは複数のアンテナポートに対して定義することができ、ＢＲＳの各アンテナポートは単一のアナログビーム（Analog beam）に対応することができる。このとき、ＢＲＳとは異なり、同期信号（Synchronization signal）又はｘＰＢＣＨは、任意のＵＥがよく受信できるようにアナログビームグループ（Analog beam Group）に含まれた全てのアナログビーム（Analog beam）のために送信されることができる。

図８は、新しい無線アクセス技術（New Radio Access Technology、ＮＲ）システムのセルを例示する図である。

図８を参照すると、ＮＲシステムにおいて、既存のＬＴＥなどの無線通信システムに１つの基地局が１つのセルを形成したのとは異なり、複数のＴＲＰが１つのセルを構成する方式が論議されている。複数のＴＲＰが１つのセルを構成すると、ＵＥにサービスを提供するＴＲＰが変わっても中断されず続けて通信が可能であり、ＵＥのモビリティ管理が容易である。

ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳは全方位（omni-direction）に送信されることに反して、ｍｍＷａｖｅを適用するｇＮＢがビーム方向を全方位に変化させながらＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号のビームフォーミングを行って送信する方法が考えられている。このように、ビーム方向を変化させながら信号を送信／受信することをビームスイーピング（beam sweeping）又はビームスキャンという。本発明において“ビームスイーピング”は送信器側の行動（behavior）であり、“ビームスキャン”は受信器側の行動を示す。例えば、ｇＮＢが最大Ｎ個のビーム方向を有すると仮定すると、Ｎ個のビーム方向に対して各々ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号を送信する。即ち、ｇＮＢは、自体が有し得る又はサポートしようとする方向をスイーピングしながら各々の方向に対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの同期信号を送信する。又は、ｇＮＢがＮ個のビームを形成できる場合、いくつかずつのビームを集めて１つのビームグループを構成でき、ビームグループごとにＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨを送信／受信することができる。このとき、１つのビームグループは、１つ又は複数のビームを含む。同じ方向に送信されるＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号が１つのＳＳブロックとして定義されることができ、１つのセル内に複数のＳＳブロックが存在することができる。複数のＳＳブロックが存在する場合、各ＳＳブロックの区分（識別）（identify）のために、ＳＳブロックインデックスを使用できる。例えば、１つのシステムにおいて１０個のビーム方向にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが送信される場合、同方向へのＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが１つのＳＳブロックを構成することができ、該当システムでは１０個のＳＳブロックが存在すると理解できる。本発明において、ビームインデックスはＳＳブロックインデックスと解析できる。

以下、本発明の実施例による同期信号が送信される時間インデックスを指示する方法及び同期信号により下りリンクのための帯域幅を設定する方法について説明する。

１．ＳＳブロック構成

ＰＢＣＨのペイロードサイズが最大８０ビットである場合、ＳＳブロック送信のために合計４つのＯＦＤＭシンボルが使用される。なお、ＮＲ−ＰＳＳ、ＮＲ−ＳＳＳ、ＮＲ−ＰＢＣＨを含むＳＳブロック内におけるＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨの時間位置について論議が必要である。初期アクセス状態でＮＲ−ＰＢＣＨは、精密な時間／周波数の追跡のための基準信号として使用される。推定の精度（正確度）（accuracy）を向上させるためには、ＮＲ−ＰＢＣＨのための２つのＯＦＤＭシンボルは、できる限り遠く離れて位置することが効率的である。したがって、ＳＳブロックの１番目及び４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信に使用される。これにより、ＮＲ−ＰＳＳには第２のＯＦＤＭシンボルが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳには第３のＯＦＤＭシンボルが使用される。

ＤＭＲＳに対するＲＥの数による、ＰＢＣＨデコーディング性能の測定結果によると、２つのＯＦＤＭシンボルが割り当てられるとき、ＤＭＲＳのために１９２個のＲＥとデータのために３８４個のＲＥとが使用される。この場合、ＰＢＣＨペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ ＰＢＣＨと同じコーディング速度である１／１２コーディング速度を得られる。

コーディングされたＮＲ−ＰＢＣＨビットがＰＢＣＨシンボルにおいてＲＥを介してマッピングされる方法が考えられる。しかしながら、この方法は、干渉及びデコーディング性能の面において短所がある。反面、コーディングされたＮＲ−ＰＢＣＨビットがＮ個のＰＢＣＨシンボルに含まれたＲＥにまたがって（かけて）（across）マッピングされる方法を使用すれば、干渉及びデコーディング性能の面においてより良好な性能を得ることができる。

なお、２つのＯＦＤＭシンボルについて同じ方法でコーディングされたビットと、２つのＯＦＤＭシンボルについて異なる方法でコーディングされたビットと、に対する性能評価を比較すると、２つのＯＦＤＭシンボルについて異なる方法でコーディングされたビットの方がより多い冗長ビット（redundant bit）を有し、より良好な性能を提供する。したがって、２つのＯＦＤＭシンボルに（かけて）異なる方式でコーディングされたビットを使用することが考えられる。

また、ＮＲシステムでは、様々なニューマロロジがサポートされる。したがって、ＳＳブロック送信に対するニューマロロジは、データ送信に対するニューマロロジとは異なる。また、ＰＢＣＨ及びＰＤＳＣＨのように、異なるタイプのチャネルが周波数領域で多重化される場合、スペクトル放射（放出）（spectral emission）によるキャリア間の干渉（ＩＣＩ）が発生して性能低下を引き起こす。この問題を解決するために、ＰＢＣＨとＰＤＳＣＨとの間にガード周波数を導入することが考えられる。また、ＩＣＩの影響を軽減するために、ネットワークがデータ送信のためのＲＢが隣接しないように割り当てることができる。

しかしながら、この方法は、数多くのＲＥをガード周波数としてリザーブ（予約）し（reserve）なければならないので、効率的な方法ではない。したがって、より効率的に、ＰＢＣＨ送信帯域幅内、エッジ（edge）に位置する１つ又は複数の副搬送波を保護周波数としてリザーブすることができる。リザーブされたＲＥの正確な数は、ＰＢＣＨの副搬送波間隔によって変更される。例えば、ＰＢＣＨ送信のための１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対して、２つの副搬送波がＰＢＣＨ送信帯域幅の各エッジでリザーブされることができる。反面、ＰＢＣＨ送信のための３０ｋＨｚの副搬送波間隔については、１つの副搬送波をリザーブできる。

図９（ａ）を参照すると、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８個のＲＥ内に割り当てられ、これは２４個のＲＢで構成される。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳのシーケンスは長さが１２７であるので、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ送信に１２個のＲＢが必要である。即ち、ＳＳブロック構成の場合、ＳＳブロックは、２４個のＲＢ内に割り当てられる。また、１５、３０、６０ＫＨｚなどの異なるニューマロロジ間のＲＢグリッドの整列のためにも、２４個のＲＢ内にＳＳブロックが割り当てられることが好ましい。また、ＮＲでは、１５ＭＨｚのサブキャリア間隔として２５個のＲＢが定義できる、５ＭＨｚの最小帯域幅を仮定するので、ＳＳブロック送信に２４個のＲＢが使用される。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳは、ＳＳブロックの中間に位置する必要があり、これは、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳが７番目から１８番目のＲＢ内に割り当てられることを意味する。

なお、図９（ａ）のようにＳＳブロックを構成する場合、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔において、端末のＡＧＣ（Automatic Gain Control）動作に問題が発生することができる。即ち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によりＮＲ−ＰＳＳの検出が正確に行われないことがある。よって、以下の２つの実施例のようにＳＳブロック構成を変更することが考えられる。

（方式１） ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ

（方式２） ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨ

即ち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置付け、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー（Dummy）シンボルとして使用することにより、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行われる。

また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨは、図９（ｂ）のように割り当てられることができる。即ち、第０のシンボルにＮＲ−ＰＳＳが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳは第２のシンボルに割り当てられる。ＮＲ−ＰＢＣＨは第１〜第３のシンボルに割り当てられるが、このとき、第１のシンボル及び第３のシンボルは、ＮＲ−ＰＢＣＨ専用にマッピングされる。即ち、第１のシンボル及び第３のシンボルにはＮＲ−ＰＢＣＨのみがマッピングされ、第２のシンボルにはＮＲ−ＳＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨが共にマッピングされる。

２．ＳＳバーストセット（集合）（set）の構成

図１０を参照すると、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚであるときと２４０ｋＨｚであるときとのＳＳバーストセットの構成を示している。図１０に示したように、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波を有するとき、４つのＳＳバースト単位で一定の間隔を空けてＳＳバーストを構成する。即ち、ＳＳブロックは、０．５ｍｓごとに間隔を空ける上りリンク送信のための０．１２５ｍｓシンボル区間を用いて配置される（０．５ｍｓ単位で０．１２５ｍｓの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する）（SSBs are arranged with a 0.125-ms symbol period for UL transmission emptied every 0.5ms）。

しかしながら、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために使用されることができる。即ち、図１１に示すように、ＮＲでは、データ送信のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック送信のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が多重化されることができる。

なお、図１１のボックスで表された部分から分かるように、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のデータとが多重化されながら、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のＧＰ及び下りリンク制御領域との間に衝突又は重畳が発生する。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域との衝突はできる限り避けることが好ましいので、ＳＳバースト及びＳＳバーストセットの構成の修正（修訂）（modify）が要求される。

本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修正方向として２つの実施例を提案する。

第１の実施例では、図１２に示すように、ＳＳバーストフォーマット１及びＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する。即ち、図１１のボックス内におけるＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２とを図１２のように交換する（取り換える）（exchanged）ことにより、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域との衝突が発生しないようにする。即ち、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの前部分に位置し、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの後部分に位置する。

上述した実施例を整理すると、以下の通りである。

１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔

−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛４、８、１６、２０、３２、３６、４４、４８｝＋７０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、２、４、６である。（the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes ｛4, 8, 16, 20, 32, 36, 44, 48｝+70*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=0, 2, 4, 6）

−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛２、６、１８、２２、３０、３４、４６、５０｝＋７０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝１、３、５、７である。（the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes ｛2, 6, 18, 22, 30, 34, 46, 50｝+70*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=1, 3, 5, 7.）

２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔

−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４、６４、６８、７２、７６、８８、９２、９６、１００｝＋１４０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、２である。（the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes ｛8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44, 64, 68, 72, 76, 88, 92, 96, 100｝+140*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=0, 2）

−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛４、８、１２、１６、３６、４０、４４、４８、６０、６４、６８、７２、９２、９６、１００、１０４｝＋１４０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝１、３である。（the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes ｛4, 8, 12, 16, 36, 40, 44, 48, 60, 64, 68, 72, 92, 96, 100, 104｝+140*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=1, 3）

第２の実施例は、図１３に示すように、ＳＳバーストセットの構成を変更する方法である。即ち、ＳＳバーストセットは、ＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの開始境界とが整列されるように、即ち一致するように構成される。

具体的には、ＳＳバーストは、１ｍｓの間に局所的に配置されるＳＳブロックにより構成される。したがって、１ｍｓの間、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは１６個のＳＳブロックを有し、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは３２個のＳＳブロックを有する。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバースト間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔基準、１つのスロットがギャップ（gap）として割り当てられる（one slot is allocated as a gap between SS bursts, with respect to the 60-kHz subcarrier spacing）。

上述した第２の実施例を整理すると、以下の通りである。

１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔

−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛４、８、１６、２０｝＋２８＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７、１８である。（the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes ｛4, 8, 16, 20｝+28*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 10, 11, 12, 13, 15, 16, 17, 18）

２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔

−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、｛８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４｝＋５６＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８である。（the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes ｛8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44｝+56*n. For carrier frequencies larger than 6GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8.）

３． ５ｍｓ区間内において実際に送信されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法（The indication of actually transmitted SS/PBCH block within 5ms duration）

ネットワーク環境によってＳＳブロック送信のための候補の数は制限される。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔によって候補の数が異なる。この場合、実際に送信されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードのＵＥに知らせることができる。このとき、実際に送信されるＳＳブロックの位置を知らせるＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース利用の目的、例えば、レートマッチングの用途に使用され、隣接セルのためには該当リソースに関連する測定の目的で使用される。

サービングセルに関連して、ＵＥが送信されていないＳＳブロックについて正確に認知できる場合は、ＵＥは送信されていないＳＳブロックの候補リソースを通じてページング又はデータなどの他の情報を受信できることを認知できる。かかるリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックは、正確に指示される必要がある。

即ち、ＳＳブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータなどの他の情報を受信できないので、実際にＳＳブロックが送信されていないＳＳブロックを通じて他のデータ又は他の信号を受信してリソース利用の効率性を高めるために、ＵＥは、ＳＳブロックが実際に送信されていないＳＳブロック候補について認知する必要がある。

したがって、サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフルビットマップ情報が要求される。このとき、ビットマップに含まれるビットのサイズは、各周波数範囲において最大に送信可能なＳＳブロックの数によって決定される。例えば、５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが要求され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが要求される。

サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックのためのビットは、ＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義でき、ＲＭＳＩ／ＯＳＩは、データ又はページングのための設定情報を含む。Ａｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、下りリンクのリソースのための設定に関連するので、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に送信されるＳＳブロックの情報を含むことに帰する。

なお、隣接セル測定の目的で隣接セルのＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが要求されることができる。即ち、隣接セル測定のために隣接セルの時間同期情報を得る必要があるが、ＮＲシステムのＴＲＰ間の非同期送信を可能にする（許容する）（allowed）ように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせるとしても、その情報の正確性は状況によって変化する。したがって、隣接セルの時間情報を知らせるときには、ＴＲＰ間の非同期送信を仮定しながらもＵＥに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。

但し、リストされたセル（listed cell）が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナリングオーバーヘッドを過渡に増加させる恐れがある。したがって、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、様々に圧縮された形態の指示子が考えられる。また、隣接セル測定の目的だけではなく、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するＳＳブロックのための指示子として圧縮された形態の指示子が考えられる。即ち、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるＳＳブロックの指示のために使用される。また、上記によれば、ＳＳバーストは、各々の副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックの束（集まり）を意味するが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストは、スロットに関係なく一定の数のＳＳブロックをグループ化したＳＳブロックグループを意味することができる。

図１４を参照して、そのうちの１つの実施例について説明する。ＳＳバーストが８つのＳＳブロックで構成されると仮定すると、６４個のＳＳブロックが位置できる６ＧＨｚ以上の帯域に合計８つのＳＳバーストが存在する。

ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストとしてグループ化することは、６４ビットのビットマップ全体を圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビットの情報を使用できる。８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示すると、ＳＳバースト＃０は、実際に送信されるＳＳブロックを１つ又は複数含むことができる。

なお、ＵＥにＳＳバースト当たりに送信されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報が考えられる。この追加情報により指示されるＳＳブロックの数だけ各ＳＳバーストに局所的にＳＳブロックが存在することができる。

したがって、追加情報により指示されるＳＳバースト当たり実際に送信されるＳＳブロックの数と上記実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップとを組み合わせて、ＵＥは、実際に送信されるＳＳブロックを推定できる。

例えば、以下の表１のように指示されることを仮定できる。

＜表１＞

即ち、表１によれば、８ビットのビットマップを通じてＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報を通じて各ＳＳバーストに４つのＳＳブロックが含まれることが分かるので、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７の前の４つの候補位置を通じてＳＳブロックが送信されることを推定できる。

また、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することにより、ＳＳブロックが送信される位置の柔軟性を有することができる。

例えば、ＳＳバースト送信に関連する情報は、ビットマップで指示し、ＳＳバースト内で送信されるＳＳブロックは、それ以外のビットで指示する方法がある。

即ち、合計６４個のＳＳブロックを各々８つのＳＳバースト（即ち、ＳＳブロックグループ）に区分し、８ビットのビットマップ送信でどのＳＳバーストが使用されたかを端末に知らせる。図１４のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットと多重化する場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットとの境界が整列される長所がある。したがって、ビットマップでＳＳバーストを使用するか否かを指示すると、６ＧＨｚ以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの送信の有無を端末が認知することができる。

ここで、上述した例との相異点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８つのＳＳブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないので８ビットが必要であり、該当追加情報は、全てのＳＳバーストに共通に適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報を通じてＳＳバースト＃０及びＳＳバースト＃１が使用されることが指示され、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報を通じてＳＳバースト内において１番目、５番目のＳＳブロックが送信されることが指示された場合、ＳＳバースト＃０及びＳＳバースト＃１ではいずれも１番目、５番目のＳＳブロックが送信されて、実際に送信されるＳＳブロックの総数が４つになる。

なお、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていないことができるが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるＳＳブロックのための基本フォーマット（default format）を使用する。かかる基本フォーマットを使用することにより、ＵＥは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。このとき、上述した基本フォーマットは、予め定義されるか又はネットワークにより設定される。

また、サービングセルで実際に送信されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで実際に送信されるＳＳブロックに関する情報と、がかち合う（一致しない）（does not match）場合、端末は、サービングセルで送信されたＳＳブロック情報を優先して、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報を得る。

即ち、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報が、フルビットマップ形態及びグループ化形態で受信された場合、フルビットマップ形態の情報の正確性が高い可能性が大きいので、フルビットマップ形態の情報を優先してＳＳブロック受信に用いる。

４．時間インデックス指示のための信号及びチャネル

ＳＳブロックの時間インデックス指示は、ＮＲ−ＰＢＣＨにより伝達される。時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ、スクランブルシーケンス、ＣＲＣ、リダンダンシ（冗長度）バージョンなどのＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、指示がＵＥに安全に伝達される。しかしながら、時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、隣接セルＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングがさらに複雑になる。また、隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングが可能ではあるが、これはシステムの設計にとって必須事項ではない。また、どの信号及びチャネルがＳＳブロックの時間インデックス指示の伝達に適合するかについて、追加論議が必要である。

ターゲットセルにおいて、ＳＳブロックの時間インデックス情報は、システム情報の伝達、ＰＲＡＣＨプリアンブルなどの初期アクセス関連のチャネル／信号に対する時間リソースの割り当ての参照情報として使用されるので、ＳＳブロックの時間インデックス情報は、ＵＥに安全に送信されなければならない。なお、隣接セル測定の目的で、時間インデックスは、ＳＳブロックレベルのＲＳＲＰ測定に使用される。この場合、ＳＳブロックの時間インデックス情報が必ずしも正確である必要はない。

本発明では、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが、ＳＳブロックの時間インデックスを伝達するための信号として使用されることを提案する。また、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部に時間インデックス指示を含むことを提案する。ここで、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部としては、例えば、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブルのシーケンス、リダンダンシバージョンなどがある。

本発明によれば、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳブロックの時間インデックスを検出でき、検出されたインデックスは、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングにより確認できる。また、隣接セル測定のために隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからインデックスを得ることができる。

時間インデックス指示は、以下の２つの実施例により構成できる。

（方式１） ＳＳバーストセット内の全てのＳＳブロックの各々にインデックスを付与する、単一のインデックス方法。

（方式２） ＳＳバーストインデックスとＳＳブロックインデックスとの組み合わせでインデックスを付与する、多重インデックス（multi-index）方法。

方式１のような単一のインデックス方法がサポート（支援）される（supported）と、ＳＳバーストセット周期（period）内の全てのＳＳブロックの数を表現するために数多くのビットが必要である。この場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに対するＤＭＲＳシーケンス及びスクランブルシーケンスは、ＳＳブロック指示を指示することが好ましい。

反面、方式２のような多重インデックス方法が適用されると、インデックス指示のための設計の柔軟性が提供される。例えば、ＳＳバーストインデックス及びＳＳブロックインデックスは、いずれも単一のチャネルに含まれる。また、各々のインデックスは、互いに異なるチャネル／信号を通じて個別に送信されることができる。例えば、ＳＳバーストインデックスは、ＮＲ−ＰＢＣＨのコンテンツ又はスクランブルシーケンスに含まれ、ＳＳブロックインデックスは、ＮＲ−ＰＢＣＨのＤＭＲＳシーケンスを介して伝達されることができる。

なお、搬送波周波数範囲によって、設定されたＳＳバースト内におけるＳＳブロックの最大数が変更される。即ち、６ＧＨｚ以下の周波数範囲でＳＳブロックの最大数は最大８つであり、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲では６４個である。

よって、搬送波周波数範囲によって、ＳＳブロック指示のために必要なビットの数又はＳＳブロック指示のために必要な状態の数が変化する。したがって、搬送波周波数範囲によって、上記方式１〜２のうちの１つを適用することが考えられる。例えば、６ＧＨｚ以下では単一のインデックス方法が適用され、６ＧＨｚ以上では多重インデックス方法が使用される。

より具体的には、６ＧＨｚ以下の周波数範囲の場合、ＳＳブロックの時間インデックスは、いずれもＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより決定できる。この場合、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで最大８つの状態を識別しなければならない。即ち、ＳＳブロックの時間インデックスのための３ビットが必要である。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより５ｍｓ境界（ハーフフレーム指示子）を示すことができる。この場合、ＤＭＲＳベースのＳＳブロックの時間インデックス指示及び５ｍｓ境界指示のために合計１６個の状態が必要である。即ち、ＳＳブロックの時間インデックスのための３ビット以外に、５ｍｓ境界指示のための１ビットがさらに必要である。また、６ＧＨｚ以下の周波数範囲については、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのビットをＰＢＣＨコンテンツ内で定義する必要がある。

また、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのビットをＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを介して伝達すると、ＰＢＣＨコンテンツによる伝達よりもデコーディング性能が良くなる。また、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのさらなる信号を定義すると、さらなる信号のためのシグナリングオーバーヘッドが発生するが、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、予めＮＲシステムで定義したシーケンスであるので、さらなるシグナリングオーバーヘッドを発生させず、過度なシグナリングオーバーヘッドを防止する効果がある。

反面、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、ＳＳブロックの時間インデックスの一部は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより指示され、その他の部分は、ＰＢＣＨコンテンツにより指示される。例えば、合計６４個のＳＳブロックインデックスを指示するために、ＳＳバーストセット内で、ＳＳブロックグループが最大８つにグループ化され、それぞれＳＳブロックグループ当たり最大８つのＳＳブロックが含まれる。この場合、ＳＳブロックグループ指示のための３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義され、ＳＳブロックグループ内のＳＳブロックの時間インデックスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより定義される。また、ＮＲシステムの６ＧＨｚ以上の周波数範囲で同期ネットワークを仮定できる場合、ＰＢＣＨコンテンツを通じてＳＳバーストインデックスを得るためのＰＢＣＨのデコーディング過程が不要である。

５．ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ

ＮＲシステムでは、ＲＡＮ２の応答ＬＳに基づいてＭＩＢのペイロードサイズが拡張されると予想される。ＮＲシステムで予想される、ＭＩＢペイロードサイズ及びＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツは以下の通りである。

１）ペイロード：６４ビット（４８ビット情報、１６ビットＣＲＣ）

２）ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ：

−ＳＦＮ／Ｈ−ＳＦＮの少なくとも一部

−共通サーチスペース（検索空間）（search space）に関する設定情報

−ＮＲ搬送波の中心周波数情報

ＵＥは、セルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームのタイミングなどのタイミング情報の一部、時間／周波数位置などの共通制御チャネル関連情報、帯域幅、ＳＳブロック位置などの帯域幅部分（Bandwidth part）情報及びＳＳバーストセット周期及び実際に送信されたＳＳブロックインデックスなどのＳＳバーストセット情報などを含むネットワークアクセスのための情報をＰＢＣＨから得ることができる。

５７６個のＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるので、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる。また、可能であれば、さらに必須情報又は追加情報を含むために、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳなどの補助信号を使用できる。

（１）ＳＦＮ（System Frame Number）

ＮＲでは、システムフレーム番号（ＳＦＮ）を定義して、１０ｍｓ間隔を区別できる。また、ＬＴＥシステムのように、ＳＦＮのために０と１０２３との間のインデックスを導入することができ、インデックスは、明示的にビットを用いて指示するか又は暗示的方式で示すことができる。

ＮＲでは、ＰＢＣＨ ＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。したがって、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で送信され、夫々の送信に対する異なるスクランブルシーケンスがＰＢＣＨエンコードされたビットに適用されることができる。ＵＥは、ＬＴＥ ＰＢＣＨデコーディング動作のように１０ｍｓ間隔を検出できる。この場合、ＳＦＮの８種類の状態がＰＢＣＨスクランブルシーケンスにより暗示的に指示（表示）され（indicated）、ＳＦＮを指示する（表示の）（indicating）ための７ビットがＰＢＣＨのコンテンツ（内容）で定義される。

（２）ラジオフレーム内のタイミング情報

ＳＳブロックのインデックスは、搬送波周波数範囲によって、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれるビットにより明示的に指示される。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域では、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスのみにより伝達される。また６ＧＨｚ以上の周波数帯域では、ＳＳブロックインデックスの最下位の３ビットは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで伝達（表示）され（delivered）、ＳＳブロックインデックスの最上位の３ビットは、ＰＢＣＨコンテンツにより伝達される（delivered）。即ち、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツで定義される。

また、ハーフフレームの境界は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達できる。特に、３ＧＨｚ以下の周波数帯域において、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ ＤＭＲＳに含まれる場合、ＰＢＣＨコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれるのがより効果が高い。即ち、３ＧＨｚ以下の周波数帯域では、主にＦＤＤ方式が使用されるので、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きい。したがって、より正確な時間同期を取るためには、ＰＢＣＨコンテンツよりデコーディング性能の良いＰＢＣＨ ＤＭＲＳを通じてハーフフレーム指示子を伝達することが有利である。

但し、３ＧＨｚ帯域を超える場合には、ＴＤＤ方式が多く使用され、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きくないので、ＰＢＣＨコンテンツによりハーフフレーム指示子を伝達しても不利益が少ない。

また、ハーフフレーム指示子は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツの全てを介して伝達されることができる。

（３）スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数

６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲におけるスロット内ＯＦＤＭシンボルの数に関連して、ＮＲは、７つのＯＦＤＭシンボルスロット及び１４個のＯＦＤＭシンボルスロットを考慮する。ＮＲが６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲で２つのタイプ（類型）（type）のスロットを両方ともサポートすると決定した場合、ＣＯＲＥＳＥＴの時間リソースを指示するためにスロットタイプに対する指示（表示）（indication）を定義する必要がある。

（４）ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報

ＮＲでは、ＳＳブロックは、ネットワークアクセスのための情報提供だけではなく、動作測定のためにも使用される。特に、広帯域ＣＣ動作のためには、測定のために多重ＳＳブロックを送信することができる。

しかしながら、ＲＭＳＩが、ＳＳブロックが送信される全ての周波数位置を介して伝達される必要はない。即ち、リソース利用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置を介して伝達されることができる。この場合、初期アクセス手順を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識できない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。なお、ビットフィールドなしでＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別できる方法も考える必要がある。

このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスタ（Frequency Raster）で定義されない周波数位置で送信されるようにする。この場合、初期アクセス手順を行うＵＥはＳＳブロックを検出できないので、上述した問題を解決できる。

（５）ＳＳバーストセットの周期性及び実際に送信されるＳＳブロック

測定の目的のために、ＳＳバーストセットの周期性及び実際に送信されたＳＳブロックに関する情報が指示されることができる。したがって、かかる情報は、セル測定及びセル間／セル内（ｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａのセル）測定（inter/intra cell measurement.）のために、システム情報に含まれることが好ましい。即ち、ＰＢＣＨコンテンツ内で上述した情報を定義する必要はない。

（６）帯域幅に関連する情報

ＵＥは、セルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期手順の間にＳＳブロックの帯域幅内の信号検出を試みる。その後、ＵＥは、ＰＢＣＨコンテンツを通じてネットワークにより指示された帯域幅を使用してシステム情報を得、ＲＡＣＨ手順を行う初期アクセス手順を続けることができる。帯域幅は、初期アクセス手順の目的のために定義される。ＣＯＲＥＳＥＴ、ＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ＲＡＣＨメッセージに対する周波数リソースは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で定義される。また、ＳＳブロックは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の一部に位置する。要するに、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅は、ＰＢＣＨコンテンツで定義される。また、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅との間の相対的な周波数位置の指示がＰＢＣＨコンテンツで定義される。相対周波数位置の指示を単純化するために、ＳＳブロックに対する多数の帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内にＳＳブロックを位置付ける候補位置と見なされる。

（７）ニューマロロジ情報

ＳＳブロック送信の場合、１５、３０、１２０、２４０ＫＨｚの副搬送波間隔を使用する。また、データ送信のためには、１５、３０、６０及び１２０ＫＨｚの副搬送波間隔が使用される。ＳＳブロック送信、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩについては、同じ副搬送波間隔が使用される。ＲＡＮ１が上述した副搬送波間隔に関する情報を確認すると、ＰＢＣＨコンテンツでニューマロロジ情報を定義する必要がない。

反面、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩに対する副搬送波間隔を変更できる可能性が考えられる。ＲＡＮ４において、搬送波最小帯域幅に関する同意（合議）（agreement）によってＳＳブロック送信に１５個の副搬送波間隔のみが適用される場合、ＰＢＣＨデコーディング後、次の手順のために３０ＫＨｚに副搬送波間隔を変更しなければならない。また、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がＳＳブロック送信のために使用される時、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために定義されないので、副搬送波間隔の変更がデータ送信のために必要である。ＲＡＮ１がＰＢＣＨコンテンツを通じたデータ送信のために副搬送波間隔を変更できる場合、このための１ビット指示子を定義できる。搬送波周波数範囲によって、上述した１ビット指示子は、｛１５、３０ＫＨｚ｝又は｛６０、１２０ＫＨｚ｝と解釈できる。また、指示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドに対するデフォルト（基準）（default）ニューマロロジと見なされる（思われる）（regarded）。

（８）ペイロードサイズ

ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、表２のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定できる。

＜表２＞

６．ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブル

ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブルのシーケンスタイプ及びシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいて、ＰＮシーケンスの使用が考えられるが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ−ＰＢＣＨシーケンスとして使用した場合に深刻な問題が発生しなければ、ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブルのシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用することが好ましい。

また、スクランブルのシーケンスは、少なくともＣｅｌｌ−ＩＤにより初期化され、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳにより指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブルのシーケンスの初期化に使用されることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ又は他の信号により指示されると、ハーフフレーム指示子もスクランブルのシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。

７．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭ−ＲＳの設計

ＮＲシステムでは、ＤＭＲＳがＮＲ−ＰＢＣＨの位相参照のために導入される。また、全てのＳＳブロックにＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが存在し、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが位置するＯＦＤＭシンボルは、単一のＳＳブロック内で連続している。しかしながら、ＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨとの間で送信方式が異なると仮定すると、ＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳを使用することを仮定できない。したがって、ＮＲシステムでは、ＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳが使用されないという仮定の下でＮＲ−ＰＢＣＨを設計しなければならない。

ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブルシーケンスを考慮する必要がある。

全般的なＰＢＣＨの復号性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符号化率により決定される。ＤＭＲＳ送信のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率との間にトレードオフ（trade-off）を有するので、ＤＭＲＳに対して適切な数のＲＥを見つけなければならない。例えば、ＤＭＲＳに対してＲＢ当たり４つのＲＥが割り当てられるとき、より良好な性能が提供される。２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために割り当てられるとき、ＤＭＲＳのために１９２個のＲＥが使用され、ＭＩＢ送信のための３８４個のＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ ＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。

また、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために多数のＯＦＤＭシンボルが割り当てられるとき、どのＯＦＤＭシンボルがＤＭＲＳを含むかが問題であるが、残差（残留）周波数（residual frequency）のオフセットによる性能低下を防止するために、ＮＲ−ＰＢＣＨが位置する全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを配置することが好ましい。したがって、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のための全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳが含まれる。

なお、ＮＲ−ＰＢＣＨが送信されるＯＦＤＭシンボル位置に対して、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが時間／周波数の追跡ＲＳとして使用され、ＤＭＲＳを含む２つのＯＦＤＭシンボル間が遠いほど精密な周波数追跡により有利であるので、１番目のＯＦＤＭシンボル及び４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために割り当てられる。

また、これによるＤＭＲＳの周波数位置は、セルＩＤによってシフト可能な、周波数領域におけるインターリーブによるマッピングを仮定できる。均等に分散されたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適な性能を提供するＤＦＴベースのチャネル推定を使用できるという利点がある。また、チャネル推定性能を高めるために、広帯域ＲＢバンドリングが使用されることができる。

ＤＭＲＳシーケンスの場合、ゴールドシーケンスのタイプにより定義されたｐｓｅｕｄｏ ｒａｎｄｏｍシーケンスを使用できる。ＤＭＲＳシーケンスの長さは、ＳＳブロック当たりＤＭＲＳに対するＲＥの数で定義され、また、ＤＭＲＳシーケンスは、ＳＳバーストセットのデフォルト周期である２０ｍｓ内でＣｅｌｌ−ＩＤ及びスロット番号／ＯＦＤＭシンボルのインデックスにより生成できる。また、ＳＳブロックのインデックスは、スロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスに基づいて決定される。

なお、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、１００８個のセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックのインデックスによりスクランブルされなければならない。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮説（仮設）（hypothesis）数によって検出性能を比較したとき、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮説数に最も適合することが確認されたためである。しかしながら、４〜５ビットの検出性能も性能損失が殆どないので、４〜５ビットの仮説数を使用しても問題ない。

また、ＤＭＲＳシーケンスを通じてＳＳブロックの時間インデックス及び５ｍｓ境界を表現しなければならないので、合計１６個の仮説を有するように設計される。

即ち、ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックのインデックス及びハーフフレーム境界（ハーフフレーム指示子）を表現でき、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（ハーフフレーム指示子）により初期化されることができる。具体的な初期化の式は、以下の数式１の通りである。

＜数式１＞

ここで、

はＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、

がセルＩＤである場合、ＨＦは｛０、１｝の値を有するハーフフレーム指示子のインデックスである。

ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥ ＤＭＲＳシーケンスのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用するか、或いは長さ７又は８のゴールドシーケンスに基づいて生成される。

また、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスとを使用する場合の検出性能が類似するので、本発明では、ＬＴＥ ＤＭＲＳのように長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案し、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、３１より長いゴールドシーケンスが考えられる。

ＱＰＳＫを用いて変調されたＤＭＲＳシーケンス

は、以下の数式２により定義される。

＜数式２＞

また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫ及びＱＰＳＫが考えられる。ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫの検出性能は類似するが、ＱＰＳＫの相関（コーリレイション）（correlation）性能がＢＰＳＫより優れるので、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適合する。

また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを生成するためのＰｅｓｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスで定義され、長さ

のシーケンス

は、以下の数式３により定義される。

＜数式３＞

ここで、

であり、

であり、１番目のＭ−シーケンスは

の初期値を有し、２番目のＭ−シーケンスの初期値は

により定義され、このとき、

である。

８．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのパターン設計

ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳ ＲＥマッピング方法が考えられる。固定ＲＥマッピング方法は、周波数領域上においてＲＳマッピング領域を固定することであり、可変ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトすることである。可変ＲＥマッピング方法では、干渉をランダム化してさらに性能利得を得ることができるので、可変ＲＥマッピング方法がより好ましい。

可変ＲＥマッピングについて、具体的には、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル

は、数式４により決められる。

＜数式４＞

ここで、ｋ、ｌは、ＳＳブロック内に位置する副搬送波及びＯＦＤＭシンボルのインデックスを示し、

は、ＤＭＲＳシーケンスを示す。なお、

により決定されることもできる。

また、性能向上のために、ＲＳパワー（電力）ブースティング（power boosting）が考えられるが、ＲＳパワーブースティング及びＶｓｈｉｆｔが共に使用されると、干渉ＴＲＰ（Total Radiated Power）からの干渉が減少できる。また、ＲＳパワーブースティングの検出性能の利得を考えるとき、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は−１．２５ｄＢが好ましい。

なお、ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブルのシーケンスを確定する必要がある。全般的なＰＢＣＨ復号性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符号化率により決定される。ＤＭＲＳ送信のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率との間でトレードオフを有するので、ＤＭＲＳに適切なＲＥの数を決定しなければならない。

また、実験結果より、ＤＭＲＳにＲＢ当たり４つのＲＥ（１／３密度）が割り当てられるとき、より良好な性能が提供されることが分かる。２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために割り当てられるとき、ＤＭＲＳのための１９２個のＲＥとＭＩＢ送信のための３８４個のＲＥとが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ ＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。

また、ＮＲ−ＰＢＣＨの位相基準（phase reference）のためにＤＭＲＳが使用されるが、このとき、ＤＭＲＳをマッピングするための２つの方法が考えられる。その１つは等間隔マッピング方式であって、各々のＰＢＣＨシンボルを使用し、ＤＭＲＳシーケンスは、同一の間隔によって副搬送波にマッピングされる。

また、非等間隔マッピング方式の場合、各ＰＢＣＨシンボルを使用するが、ＤＭＲＳシーケンスは、ＮＲ−ＳＳＳ送信帯域幅内にマッピングされない。その代わりに、非等間隔マッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ−ＳＳＳを使用する。したがって、非等間隔マッピング方式では、等間隔マッピング方式よりチャネル推定により多くのリソースを必要とし、データ送信のためにより多くのＲＥを使用する。また、初期アクセス過程で残差（残余）（residual）ＣＦＯが存在することができるので、ＳＳＳシンボルを用いたチャネル推定が正確ではないことがある。即ち、等間隔マッピング方式は、ＣＦＯ推定及び精密な時間の追跡に長所がある。

また、ＳＳブロックの時間指示がＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより伝達されると、等間隔マッピング方式は、さらに利点を有する。実際に、ＲＥマッピング方式によるＰＢＣＨ復号の性能評価結果からも、等間隔マッピング方式の性能が非等間隔マッピング方式の性能より優れることが確認できる。したがって、初期アクセス過程の場合、等間隔マッピング方式がより適合する。また、ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、セルＩＤによってシフトできる周波数領域におけるインターリーブされたＤＭＲＳマッピングを仮定できる。また、等間隔でマッピングされたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適な性能を提供するＤＦＴベースのチャネル推定を用いることがより好ましい。

９．時間インデックスの指示方法

図１５を参照すると、時間情報は、ＳＦＮ（System Frame Number）、ハーフフレーム間隔、ＳＳブロック時間のインデックスを含む。各々の時間情報は、ＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間のインデックスのための６ビットで表現されることができる。このとき、ＳＦＮのための１０ビットのうち、一部は、ＰＢＣＨコンテンツに含まれる。また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、ＳＳブロックのインデックスのための６ビットのうちの３ビットを含む。

図１５に示された時間インデックスの指示方法の実施例は、以下の通りである。

−方式１： Ｓ２ Ｓ１（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｓ０ Ｃ０（ＰＢＣＨコンテンツ）

−方式２： Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｃ０（ＰＢＣＨコンテンツ）

−方式３： Ｓ２ Ｓ１（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｓ０ Ｃ０（ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ）

−方式４： Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０（ＰＢＣＨスクランブル）＋Ｃ０（ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ）

ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを介してハーフフレーム指示子が伝達されると、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することによりさらなる性能向上が可能である。この理由で、方式３、４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを介して伝達される。

方式３と方式４とを比較すると、方式３は、ブラインドデコーディングの回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ性能の損失がある。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを優れた性能で伝達できれば、方式３が時間指示方法として適切である。しかしながら、上述した５ビットをＰＢＣＨ ＤＭＲＳが優れた性能で伝達できなければ、実施例４が時間指示方法として適切である。

以上からして、ＳＦＮの最上位の７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませ、最下位の２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブルを介して伝達できる。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＳＳブロックのインデックスの最下位の３ビットを含ませ、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックのインデックスの最上位の３ビットを含ませることができる。

さらに、隣接セルのＳＳブロックの時間インデックスを得る方法について考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスを通じたデコーディングがＰＢＣＨコンテンツを通じたデコーディングより良好な性能を発揮するので、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することにより、ＳＳブロックのインデックスの３ビットを送信できる。

なお、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロックの時間インデックスは、ただ隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのみを用いて送信できるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、６４個のＳＳブロックのインデックスをＰＢＣＨ−ＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツとで区別して指示されるので、ＵＥは、隣接セルのＰＢＣＨをデコードする必要がある。

しかしながら、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツとを一緒にデコードすると、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングがさらに複雑になり、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳのみを使用する場合よりもＰＢＣＨのデコーディング性能が低下する。したがって、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコードすることは容易ではない。

したがって、隣接セルのＰＢＣＨをデコードする代わりに、隣接セルのＳＳブロックのインデックスに関連する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルは、ターゲット隣接セルのＳＳブロックのインデックスの最上位３ビットに対する設定を提供し、ＵＥは、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳを通じて最下位の３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットとを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックのインデックスを得ることができる。

１０．測定結果評価

以下、ペイロードサイズ、送信方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果について説明する。このとき、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために２４個のＲＢを有する２つのＯＦＤＭシンボルが使用されると仮定する。また、ＳＳバーストセット（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）は、複数の周期を有し、エンコードされたビットが８０ｍｓ内で送信されると仮定する。

（３）ＤＭＲＳ密度（DMRS Density）

ＳＮＲが低い領域において、チャネル推定性能の向上は、復調性能の向上のために重要な要素である。しかしながら、ＮＲ−ＰＢＣＨのＲＳ密度が増加すると、チャネル推定性能は改善するが、コーディング速度が減少する。したがって、チャネル推定性能とチャネルコーディングの利得との間の折衝のために、ＤＭＲＳ密度によってデコーディング性能を比較する。図１６は、ＤＭＲＳ密度に関する例である。

図１６（ａ）では、シンボル当たり２個のＲＥをＤＭＲＳのために使用し、図１６（ｂ）では、シンボル当たり４個のＲＥを使用し、図１６（ｃ）では、シンボル当たり６個のＲＥをＤＭＲＳのために使用している。また、この評価は、単一のポートベースの送信方式（即ち、ＴＤ−ＰＶＳ）が使用されると仮定している。

図１６は、単一のアンテナポートベースの送信に関するＤＭＲＳパターンの実施例である。図１６を参照すると、周波数領域におけるＤＭＲＳ位置は、参照信号間の同一の距離を維持するものの、ＲＳ密度は変化する。また、図１７は、ＤＭＲＳの参照信号密度による性能結果を示している。

図１７に示したように、図１６（ｂ）のＮＲ−ＰＢＣＨデコーディング性能は、チャネル推定性能が優れるので、図１６（ａ）の性能より優れる。反面、図１６（ｃ）は、コーディング速度損失の効果がチャネル推定性能向上の利得より大きいので、図１６（ｂ）より性能が良くない。以上より、シンボル当たり４個のＲＥのＲＳ密度で設計することも最も適切である。

（４）ＤＭＲＳ ｔｉｍｅ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ａｎｄ ＣＦＯ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ

ＤＭＲＳシーケンス仮説の数、変調タイプ、シーケンス生成及びＤＭＲＳ ＲＥマッピングによるＳＳブロックのインデックスの検出性能について説明する。この測定結果では、２４個のＲＢに２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために使用されたと仮定する。また、ＳＳバーストセットの多重周期（multiple periods）を考慮でき、かかる周期は、１０ｍｓ、２０ｍｓ又は４０ｍｓである。

（５）ＤＭＲＳシーケンス仮説の数

図１８は、ＳＳブロックのインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４個のＲＢ及び２つのＯＦＤＭシンボル内でＤＭＲＳのために１４４個のＲＥが使用され、情報のために４３２個のＲＥが使用されている。また、ＤＭＲＳシーケンスとして長いシーケンス（例えば、長さ３１のゴールドシーケンス）及びＱＰＳＫが使用されたと仮定する。

図１８に示したように、３〜５ビットの検出性能を２回蓄積して測定したとき、−６ｄＢでのエラー率が１％である。したがって、３〜５ビットの情報は、検出性能の観点においてＤＭＲＳシーケンスに対する仮説数として使用できる。

（６）変調タイプ

図１９及び図２０は、ＢＰＳＫとＱＰＳＫとを比較した性能測定結果である。この実験において、ＤＭＲＳ仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスに基づいて行われ、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。

図１９及び図２０に示したように、ＢＰＳＫとＱＰＳＫとの性能は類似する。したがって、ＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとしてどの変調タイプを使用しても、性能測定の観点では特に差がない。しかしながら、図２１を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫとを使用した場合の各々の相関特性が異なることが分かる。

図２１に示したように、ＢＰＳＫは、ＱＰＳＫより相関振幅が０．１以上の領域により多く分布している。したがって、マルチ（多重）セル環境を考慮したとき、ＤＭＲＳの変調タイプとしてＱＰＳＫを使用することが好ましい。即ち、相関特性の側面において、ＤＭＲＳシーケンスとしてＱＰＳＫがより適切な変調タイプである。

（７）ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス生成

図２２及び図２３は、ＤＭＲＳシーケンスの生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは、多項式次数３０以上の長いシーケンス又は多項式次数８以下の短いシーケンスに基づいて生成できる。また、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。

図２２及び図２３に示したように、短いシーケンスに基づく生成の検出性能と長いシーケンスに基づく生成の検出性能とが類似する。

具体的には、１番目のＭ−シーケンスに長さ７の多項式を導入してシーケンスの相関性能を上げようとしたが、既存の１番目のＭ−シーケンスである長さ３１の多項式を使用する方式と差がない。また、１番目のＭ−シーケンスの初期値をＳＳＢＩＤとしてシーケンスを生成したが、既存の１番目のＭ−シーケンスの初期値を固定し、２番目のＭ−シーケンスにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを使用する方式と差がない。

したがって、ＬＴＥのようにＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、初期化は、既存のように１番目のＭ−シーケンスの初期値を固定し、２番目のＭ−シーケンスにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを使用する。

（８）ＤＭＲＳ ＲＥマッピング

図２４、図２５及び図２６は、等間隔ＲＥマッピング方法及び非等間隔ＲＥマッピング方法による性能測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスに基づき、干渉ＴＲＰ電力のレベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。

また、ＮＲ−ＳＳＳは１４４個のＲＥ（即ち、１２個のＲＢ）にマッピングされ、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８個のＲＥ（即ち、２４個のＲＢ）にマッピングされる。なお、非等間隔マッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ−ＳＳＳを使用し、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＮＲ−ＳＳＳ送信帯域幅内でマッピングされないと仮定する。また、残差ＣＦＯが存在すると仮定する。

即ち、上述した内容を整理すると、以下の通りである。

（等間隔ＤＭＲＳマッピング）ＰＢＣＨシンボル当たり９６個のＲＥ、合計１９２個のＲＥが使用される。

（非等間隔ＤＭＲＳマッピング）ＤＭＲＳシーケンスは、ＮＲ−ＳＳＳ送信帯域幅以外の副搬送波にマッピングされ、この場合、ＮＲ−ＳＳＳがＰＢＣＨ復調に使用される。また、ＰＢＣＨシンボル当たり４８個のＲＥ及びＮＲ−ＳＳＳシンボルに対する１２８個のＲＥ、合計２２４個のＲＥが使用される。

図２５に示したように、ＣＦＯがない非等間隔マッピング方式は、チャネル推定のためにより多いＲＥを含む等間隔マッピング方式より性能が優れている。しかしながら、残差ＣＦＯが１０％存在する場合、非等間隔マッピング技法の性能は低下するが、等間隔マッピング技法では、ＣＦＯに関係なく同様の性能を発揮する。たとえ非等間隔マッピング方式がチャネル推定のためにより多くのＲＥリソースを有したとしても、ＮＲ−ＳＳＳシンボルのチャネル推定の精度が残差（残留）ＣＦＯにより低下する。したがって、残差ＣＦＯがある場合、等間隔マッピング技法が非等間隔マッピング技法のチャネル推定性能より優れることが分かる。

図２６に示したように、可変ＲＥマッピングを使用すると、干渉がランダムに分散される効果がある。したがって、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能より優れる。

図２７は、ＲＳパワーブースティングを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力は、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３４／０．８８９））高いと仮定する。可変ＲＥマッピング及びＤＭＲＳパワーブースティングを共に使用すると、他のセルの干渉が減少する。図２７に示したように、ＲＳパワーブースティングを適用した性能は、ＲＳパワーブースティングがない場合より２〜３ｄＢの利得を有する。

反面、ＲＳパワーブースティングは、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。したがって、ＲＳパワーブースティングは、ＰＢＣＨ性能に影響を及ぼす。図２８及び図２９は、ＲＳパワーブースティングがある場合とＲＳパワーブースティングがない場合とのＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定され、エンコードされたビットは８０ｍｓ以内に送信されると仮定する。

ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力が減少すると、性能損失が発生する。しかしながら、ＲＳ電力増加によりチャネル推定性能が向上するので、復調性能を向上させることができる。したがって、図２８及び図２９に示したように、２つの場合の性能はほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力損失の影響は、チャネル推定性能の利得により補完できる。

以下の表３は、上述した性能測定のために使用されたパラメータの仮定値である。

＜表３＞

（９）ＳＳブロックインデックスの指示

ＳＳブロックの時間インデックス指示の性能を比較するための評価結果について、図３０乃至図３３を参照しながら説明する。この評価のために、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためにＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを通じて指示される方法、及びＰＢＣＨコンテンツを通じて指示する方法が考えられる。ＳＳブロックの時間インデックス及び５ｍｓスロットの境界に対する指示は、合計１６個の状態、即ち、４ビットであると仮定する。この評価において、ＳＳバーストセット内の単一のＳＳブロックが送信され、ＰＢＣＨ ＴＴＩ内において、時間領域のプリコーダサイクリングが適用されると仮定する。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳには１９２個のＲＥが使用され、ＣＲＣを含んで６４ビットのＭＩＢビットサイズが適用されると仮定する。

この評価に対する仮説数は１６である。これは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにおいてＳＳブロックのインデックスのための８つの状態と５ｍｓ境界のための状態とを表現するために４ビットが必要であるためである。図３０及び図３１から分かるように、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを用いたＳＳブロックの時間インデックスの検出性能は、累積２回行ったとき、ＳＮＲ−６ｄＢで０．２％を達成する。この評価から確認できるように、ＳＳブロックのインデックス指示及び５ｍｓの境界指示には、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用した方がより好ましい。

反面、図３２及び図３３から分かるように、２回累積してデコーディングを行ってもＰＢＣＨ ＦＥＲは、ＳＮＲ−６ｄＢで１％を達成できない。したがって、ＳＳブロックの時間インデックスがＰＢＣＨコンテンツのみで定義されると、ＳＳブロックの時間インデックスの検出性能が十分ではない。

以下の表４は、上述したＳＳブロックのインデックス指示のための評価を行うために仮定されたパラメータ値である。

＜表４＞

１１．下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰ（Bandwidth Part）

ＬＴＥの初期アクセス手順は、ＭＩＢ（Master Information Block）により構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨは、システム帯域幅の中心を基準として整列されている。共通サーチスペースはシステム帯域幅内で定義され、このシステム帯域幅内で割り当てられた共通サーチスペースのＰＤＳＣＨによりシステム情報が伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順が動作する。

なお、ＮＲシステムは、広帯域ＣＣ（Component Carrier）内における動作をサポートするが、ＵＥは、全ての広帯域ＣＣ内で必要な動作を行うためのＣａｐａｂｉｌｉｔｙを有するように具現することは、コスト面において非常に難しい問題である。したがって、システム帯域幅内で初期アクセス手順を円滑に作動するように具現することが難しい。

この問題を解決するために、図３４に示したように、ＮＲは、初期アクセス動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内において、ＳＳブロック送信、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期アクセス手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは、少なくとも１つのプライマリコンポーネントキャリアで共通サーチスペースを有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。

したがって、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４関連の下りリンク制御情報は、共通サーチスペースを有するＣＯＲＥＳＥＴで送信され、下りリンク制御情報に関連する下りリンクのデータチャネルは、下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは、該ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが送信されると予想できる。

即ち、ＮＲにおいては、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル送信のために使用される。ここで、ＳＳブロック、共通サーチスペースを有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨ Ｍｓｇ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどが下りリンク共通チャネルに含まれる。ここで、ＲＭＳＩは、ＳＩＢ１（System Information Block 1）と解釈でき、ＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）を通じてＭＩＢ（Master System Information Block）の受信後、ＵＥが得るべきシステム情報である。

（１）ニューマロロジ（Numerology）

ＮＲにおいては、１５、３０、６０及び１２０ＫＨｚの副搬送波間隔がデータ送信に用いられる。したがって、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジは、データ送信のために定義されたニューマロロジから選択される。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲については、１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうちの１つ又は複数が選択され、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲については、６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうちの１つ又は複数が選択される。

しかしながら、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているので、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は、６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ送信に適合しない。したがって、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で、下りリンク共通チャネル送信のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用される。

一方、ＮＲでは、ＳＳブロック送信のために、１５、３０、１２０及び２４０ＫＨｚの副搬送波間隔をサポートする。ＳＳブロックと共通サーチスペースを有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨなどの下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定できる。したがって、かかる仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジ情報を定義する必要がない。

逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔が変更される必要がある場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域でＳＳブロック送信に適用される場合、下りリンクの制御チャネル送信を含むデータ送信には、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されないため、下りリンクの制御チャネル送信を含むデータ送信のためには、副搬送波間隔の変更が必要である。したがって、下りリンクの制御チャネル送信を含むデータ送信のために、副搬送波間隔が変更できる場合、ＰＢＣＨコンテンツに含まれる１ビットの指示子を通じてこれを指示できる。例えば、搬送波周波数範囲によって、１ビットの指示子は、｛１５ＫＨｚ、３０ＫＨｚ｝又は｛６０ＫＨｚ、１２０ＫＨｚ｝と解釈できる。また、指示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジと見なされることができる。上述したＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ（Master Information Block）を意味することができる。

即ち、周波数範囲が６ＧＨｚ以下である場合には、１ビット指示子を通じて初期アクセスのためのＲＭＳＩ或いはＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が１５ｋＨｚ又は３０ＫＨｚであることを指示でき、周波数範囲が６ＧＨｚ以上である場合には、１ビット指示子を通じて初期アクセスのためのＲＭＳＩ或いはＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が６０ＫＨｚ又は１２０ＫＨｚであることを指示できる。

（２）下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰの帯域幅

ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。即ち、ＢＷＰの帯域幅がシステム帯域幅より狭いこともできる。即ち、帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要はあるが、ＵＥの最小帯域幅より広くあってはならない。

したがって、下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲で動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と同じか又はより小さいように定義できる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定できる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義される。即ち、ＳＳブロックは、下りリンク共通チャネル帯域幅の一部分に位置する。

（３）帯域幅の設定

図３５は、帯域幅設定の例を示す。

ＵＥは、セルＩＤの検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期手順の間に、ＳＳブロックの帯域幅内で信号検出を試みる。その後、ＵＥは、ＰＢＣＨコンテンツを通じてネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で次の初期アクセス手順を続けて行うことができる。即ち、ＵＥは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でシステム情報を得、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。

一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅との間の相対的な周波数位置のための指示子が、ＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。なお、上述したように、ＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ（Master Information Block）を意味することができる。例えば、図３５に示したように、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅との間の相対的な周波数位置は、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅との間の間隔に対するオフセット情報として定義されることができる。

特に、図３５を参照すると、オフセット値はＲＢ単位で指示され、指示されたＲＢ数ほどのオフセット位置に下りリンク共通チャネルに対する帯域幅が位置するとＵＥが決定できる。なお、ＮＲシステムでは、ＳＳブロック帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅とのニューマロロジ、即ち、副搬送波間隔が異なるように設定できるが、このとき、ＳＳブロック帯域幅の副搬送波間隔及び下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の副搬送波間隔のうちのいずれか１つに基づいて、ＲＢ単位で指示されるオフセットの絶対的な周波数間隔を算出できる。

また、相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内にＳＳブロックを位置付けさせる候補位置のうち、いずれか１つであることができる。

また、ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルの帯域幅が、ネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅は、システム帯域幅より狭いことができる。即ち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要はあるが、ＵＥの最小帯域幅より広くあってはならない。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲において、搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅が２０ＭＨｚと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義できる。

例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内でＳＳブロックを探すための４つの候補位置を定義できる。

１２．ＣＯＲＥＳＥＴの設定

（１）ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報

ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示するより、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに送信した方がより効率的である。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅などの周波数リソース関連情報を指示できる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、持続時間（duration）及びＯＦＤＭシンボルの数などの時間リソース関連情報は、ネットワークリソースを柔軟に用いるためにさらに設定できる。

また、共通探索空間のモニタリング周期、持続時間及びオフセットに関する情報も、ＵＥ検出の複雑性を減少させるためにネットワークからＵＥに送信できる。

なお、送信タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通サーチスペースのＣＯＲＥＳＥＴによって固定できる。ここで、送信タイプは、送信される信号がインターリーブされているか否かによって区分できる（classified）。

（２）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数

スロット内のＯＦＤＭシンボルの数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲に関連して、７個のＯＦＤＭシンボルのスロット及び１４個のＯＦＤＭシンボルのスロットの２つの候補が考えられる。ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲のために２つのタイプのスロットを両方ともサポートすると決定した場合、共通サーチスペースを有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソースを指示するためにスロットタイプに対する指示方法を定義する必要がある。

（３）ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ

ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ニューマロロジ、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表す（表示する）（represent）ために、表５のように約１４ビットを指定できる。

＜表５＞

（４）測定結果

図３６を参照して、ペイロードサイズ（即ち、４８、５６、６４及び７２ビット）による性能の結果を説明する。ここで、ＤＭＲＳのために、３８４個のＲＥ及び１９２個のＲＥが使用されると仮定する。また、ＳＳバーストセットの周期は２０ｍｓであり、符号化されたビットは８０ｍｓ以内に送信されると仮定する。ＭＩＢペイロードサイズによるＰＢＣＨのデコーディング性能は、図３６に示されている。

図３６から分かるように、ペイロードサイズが最大７２ビットであると、データに３８４個のＲＥ及びＤＭＲＳに１９２個のＲＥを使用してＮＲ−ＰＢＣＨ（即ち、−６ｄＢＳＮＲにおいて１％のＢＬＥＲ）の性能要求事項を満たすことができる。

図３７は、本発明を行う送信装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。

送信装置１０及び受信装置２０は、情報及び／又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送信又は受信できるＲＦ（Radio Frequency）ユニット１３，２３と、無線通信システムにおける通信と関連する各種情報を記憶するメモリ１２，２２と、ＲＦユニット１３，２３及びメモリ１２，２２などの構成要素と動作的に接続され、該当の装置が前述の本発明の実施例のうち少なくとも一つを実行するようにメモリ１２，２２及び／又はＲＦユニット１３，２３を制御するように構成されたプロセッサ１１，２１と、をそれぞれ備える。

メモリ１２，２２は、プロセッサ１１，２１の処理及び制御のためのプログラムを記憶することができ、入／出力される情報を一時的に記憶することができる。メモリ１２，２２は、バッファとして利用されてもよい。

プロセッサ１１，２１は、通常、送信装置又は受信装置における各種モジュールの動作全般を制御する。特に、プロセッサ１１，２１は、本発明を実行するための各種制御機能を果たすことができる。プロセッサ１１，２１は、コントローラ（controller）、マイクロコントローラ（microcontroller）、マイクロプロセッサ（microprocessor）、マイクロコンピュータ（microcomputer）などと呼ぶことができる。プロセッサ１１，２１は、ハードウェア（hardware）、ファームウェア（firmware）、ソフトウェア、又はそれらの結合によって具現することができる。ハードウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明を実行するように構成されたＡＳＩＣｓ（application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ（digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、又はＦＰＧＡｓ（field programmable gate arrays）などをプロセッサ１１，２１に備えることができる。一方、ファームウェアやソフトウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明の機能又は動作を実行するモジュール、手順又は関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアを構成することができ、本発明を実行できるように構成されたファームウェア又はソフトウェアは、プロセッサ１１，２１内に設けられたり、メモリ１２，２２に記憶（格納）されてプロセッサ１１，２１によって駆動されるようにすることができる。

送信装置１０におけるプロセッサ１１は、プロセッサ１１又はプロセッサ１１に接続しているスケジューラからスケジューリングされて外部に送信される信号及び／又はデータに対して所定の符号化（coding）及び変調（modulation）を行った後、ＲＦユニット１３に送信する。例えば、プロセッサ１１は、送信しようとするデータ列を逆多重化、チャネル符号化、スクランブル（拡散）及び変調などを行ってＫ個のレイヤに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも呼ばれ、ＭＡＣ層が提供するデータブロックである送信ブロックと等価である。一つのトランスポート（伝送）ブロック（Transport Block、ＴＢ）は、一つのコードワードに符号化され、各コードワードは,
一つ又は複数のレイヤの形態で受信装置に送信される。周波数アップ変換のためにＲＦユニット１３はオシレータ（oscillator）を含むことができる。ＲＦユニット１３は、Ｎ_t個（Ｎ_tは１以上の正の整数）の送信アンテナを含むことができる。

受信装置２０の信号処理過程は、送信装置１０の信号処理過程の逆となる。プロセッサ２１の制御下で、受信装置２０のＲＦユニット２３は、送信装置１０から送信された無線信号を受信する。ＲＦユニット２３は、Ｎ_r個の受信アンテナを含むことができ、ＲＦユニット２３は、受信アンテナから受信した信号のそれぞれを周波数ダウン変換して（frequency down-convert）ベースバンド信号に復元する。ＲＦユニット２３は、周波数ダウン変換のためにオシレータを含むことができる。プロセッサ２１は、受信アンテナから受信した無線信号に対する復号（decoding）及び復調（demodulation）を行い、送信装置１０が本来送信しようとしたデータに復元することができる。

ＲＦユニット１３，２３は、一つ又は複数のアンテナを具備する。アンテナは、プロセッサ１１，２１の制御下で、本発明の一実施例によって、ＲＦユニット１３，２３で処理された信号を外部に送信したり、外部から無線信号を受信してＲＦユニット１３，２３に伝達する機能を果たす。アンテナは、アンテナポートと呼ばれることもある。各アンテナは、一つの物理アンテナに該当したり、２つ以上の物理アンテナ要素（element）の組合せによって構成されてもよい。各アンテナから送信された信号は、受信装置２０によってそれ以上分解されることはない。当該アンテナに対応して送信された参照信号（Reference Signal、ＲＳ）は、受信装置２０の観点で見たアンテナを定義し、チャネルが一つの物理アンテナからの単一（single）無線チャネルであるか、或いは当該アンテナを含む複数の物理アンテナ要素（element）からの合成（composite）チャネルであるかに関係なく、受信装置２０が当該アンテナに対するチャネル推定を行うことを可能にする。即ち、アンテナは、該アンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが同一アンテナ上の他のシンボルが伝達される上記チャネルから導出されるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多入力多出力（多重入出力）（Multi-Input Multi-Output、ＭＩＭＯ）機能をサポートする送受信ユニットの場合は、２個以上のアンテナに接続されてもよい。

本発明において、ＲＦユニット１３，２３は、受信ビームフォーミング及び送信ビームフォーミングをサポートできる。例えば、本発明において、ＲＦユニット１３，２３は、図５乃至図８に例示する機能を行うように構成される。また、本発明において、ＲＦユニット１３，２３は、トランシーバ（transceiver）と呼ばれることができる。

本発明の実施例において、ＵＥは、上りリンクでは送信装置１０として動作し、下りリンクでは受信装置２０として動作する。本発明の実施例において、ｅＮＢ（ｇＮＢ）は、上りリンクでは受信装置２０として動作し、下りリンクでは送信装置１０として動作する。以下、ＵＥに具備されたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリを、ＵＥプロセッサ、ＵＥ ＲＦユニット及びＵＥメモリとそれぞれ称し、ｅＮＢに具備されたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリを、ｅＮＢプロセッサ、ｅＮＢ ＲＦユニット及びｅＮＢメモリとそれぞれ称する。

本発明のｇＮＢプロセッサは、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢをＵＥに送信するように制御する。このとき、ＰＢＣＨにより伝達されるＭＩＢ（Master Information Block）を介して下りリンク共通チャネルに適用される副搬送波間隔を１ビット指示子で指示する。このとき、１ビット指示子は、６ＧＨｚ未満の帯域では副搬送波間隔が１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚであることを示し、６ＧＨｚを超える帯域では副搬送波間隔が６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚであることを示す。また、１ビット指示子により指示される副搬送波間隔は、ＲＭＳＩ、ＯＳＩ、Ｍｓｇ．２／４の送信に全て同一に適用される。

本発明のＵＥプロセッサは、ｇＮＢからＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢを受信するように制御し、ＰＢＣＨのＭＩＢから下りリンク共通チャネルの副搬送波間隔が１ビット指示子で伝達される。このとき、１ビット指示子は、６ＧＨｚ未満の帯域では１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚの副搬送波間隔を意味し、６ＧＨｚを超える帯域では６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を意味する。また１ビット指示子により指示される副搬送波間隔は、ＲＭＳＩ、ＯＳＩ、Ｍｓｇ．２／４の受信に全て同一に適用される。

本発明のｇＮＢプロセッサ又はＵＥプロセッサは、アナログ又はハイブリッドのビームフォーミングが使用される６ＧＨｚ以上の高周波帯域で動作するセル上において本発明を適用するように構成される。

以上開示した本発明の好適な実施の形態に関する詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供された。以上では、本発明の好適な実施の形態を参照して説明したが、当該技術の分野における熟練した当業者にとっては、上述の説明から本発明を様々に修正及び変更可能であるということが理解できる。したがって、本発明は、ここに開示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えようとするものである

以上、下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置について、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムにおいて適用される例を中心として説明したが、５世代ＮｅｗＲＡＴシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することができる。

Claims (20)

1. 無線通信システムにおいて、周波数帯域で動作する端末が、下りリンク共通チャネル（DownLink Common CHannel；ＤＬ−ＣＣＨ）を受信する方法であって、
   （i）プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、（ii）セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び（iii）物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting CHannel；ＰＢＣＨ）を有する同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を受信し、
   （i）前記ＰＢＣＨを介して獲得される１ビット情報及び（ii）前記端末が動作する前記周波数帯域に基づいて、前記ＤＬ−ＣＣＨの副搬送波間隔を決定し、
   前記副搬送波間隔に基づいて、前記ＤＬ−ＣＣＨを受信する、ことを有し、
   第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の１つとして決定され、
   第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の１つとして決定される、ＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
2. 前記１ビット情報は、第１のバイナリ値又は第２のバイナリ値のいずれかであり、
   前記第１のバイナリ値と等しい前記１ビット情報に対して、前記副搬送波間隔は、前記周波数帯域が前記第１の周波数領域内であるか又は前記第２の周波数領域内であるかによって、前記第１の副搬送波間隔又は前記第３の副搬送波間隔として決定され、
   前記第２のバイナリ値と等しい前記１ビット情報に対して、前記副搬送波間隔は、前記周波数帯域が前記第１の周波数領域内であるか又は前記第２の周波数領域内であるかによって、前記第２の副搬送波間隔又は前記第４の副搬送波間隔として決定される、請求項１に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
3. 前記第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚの１つとして決定される、請求項１に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
4. 前記第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚの１つとして決定される、請求項１に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
5. 前記ＤＬ−ＣＣＨは、システム情報及び初期アクセスのためのＤＬメッセージのうちの少なくとも１つを搬送するよう構成される、請求項１に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
6. 前記システム情報の副搬送波間隔は、前記初期アクセスのためのＤＬメッセージの副搬送波間隔と等しい、請求項５に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
7. 無線通信システムにおいて、周波数帯域で下りリンク共通チャネル（DownLink Common CHannel；ＤＬ−ＣＣＨ）を受信するよう構成された端末であって、
   トランシーバ（Transceiver）と、
   少なくとも１つのプロセッサと、
   前記少なくとも１つのプロセッサと動作可能に接続でき、指示を記憶する、少なくとも1つのコンピュータメモリと、を有し、
   前記指示は、実行されたとき、前記少なくとも１つのプロセッサに、
   前記トランシーバを介して、（i）プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、（ii）セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び（iii）物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting CHannel；ＰＢＣＨ）を有する同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を受信し、
   （i）前記ＰＢＣＨを介して獲得される１ビット情報及び（ii）前記端末が動作する前記周波数帯域に基づいて、前記ＤＬ−ＣＣＨの副搬送波間隔を決定し、
   前記トランシーバを介して、前記副搬送波間隔に基づいて、前記ＤＬ−ＣＣＨを受信する、ことを有する動作を行わせ、
   第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の１つとして決定され、
   第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の１つとして決定される、端末。
8. 前記１ビット情報は、第１のバイナリ値又は第２のバイナリ値のいずれかであり、
   前記第１のバイナリ値と等しい前記１ビット情報に対して、前記副搬送波間隔は、前記周波数帯域が前記第１の周波数領域内であるか又は前記第２の周波数領域内であるかによって、前記第１の副搬送波間隔又は前記第３の副搬送波間隔として決定され、
   前記第２のバイナリ値と等しい前記１ビット情報に対して、前記副搬送波間隔は、前記周波数帯域が前記第１の周波数領域内であるか又は前記第２の周波数領域内であるかによって、前記第２の副搬送波間隔又は前記第４の副搬送波間隔として決定される、請求項７に記載の端末。
9. 前記第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚの１つとして決定される、請求項７に記載の端末。
10. 前記第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚの１つとして決定される、請求項７に記載の端末。
11. 前記ＤＬ−ＣＣＨは、システム情報及び初期アクセスのためのＤＬメッセージのうちの少なくとも１つを搬送するよう構成される、請求項７に記載の端末。
12. 前記システム情報の副搬送波間隔は、前記初期アクセスのためのＤＬメッセージの副搬送波間隔と等しい、請求項１１に記載の端末。
13. 無線通信システムにおいて、基地局が、周波数帯域で、端末に、下りリンク共通チャネル（DownLink Common CHannel；ＤＬ−ＣＣＨ）を送信する方法であって、
    （i）プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、（ii）セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び（iii）物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting CHannel；ＰＢＣＨ）を有する同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を送信し、
    （i）前記ＰＢＣＨを介して送信される１ビット情報及び（ii）前記端末が動作する前記周波数帯域に関連する副搬送波間隔に基づいて、前記ＤＬ−ＣＣＨを送信する、ことを有し、
    第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の１つであり、
    第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の１つである、ＤＬ−ＣＣＨの送信方法。
14. 無線通信システムにおいて、周波数帯域で、端末に、下りリンク共通チャネル（DownLink Common CHannel；ＤＬ−ＣＣＨ）を送信するよう構成された基地局であって、
    トランシーバ（Transceiver）と、
    少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサと動作可能に接続でき、指示を記憶する、少なくとも1つのコンピュータメモリと、を有し、
    前記指示は、実行されたとき、前記少なくとも１つのプロセッサに、
    前記トランシーバを介して、（i）プライマリ同期信号（Primary Synchronization Signal；ＰＳＳ）、（ii）セカンダリ同期信号（Secondary Synchronization Signal；ＳＳＳ）及び（iii）物理ブロードキャストチャネル（Physical Broadcasting CHannel；ＰＢＣＨ）を有する同期信号ブロック（Synchronization Signal Block；ＳＳＢ）を送信し、
    前記トランシーバを介して、（i）前記ＰＢＣＨを介して送信される１ビット情報及び（ii）前記端末が動作する前記周波数帯域に関連する副搬送波間隔に基づいて、前記ＤＬ−ＣＣＨを送信する、ことを有する動作を行わせ、
    第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の１つであり、
    第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、前記副搬送波間隔は、前記１ビット情報に基づいて、第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の１つである、基地局。
15. 前記ＤＬ−ＣＣＨによって搬送される前記システム情報は、残りの最小システム情報（Remaining Minimum System Information；ＲＭＳＩ）である、請求項５に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
16. 前記第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、
    前記副搬送波間隔は、第１のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第１の副搬送波間隔であり、
    前記副搬送波間隔は、第２のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第２の副搬送波間隔であり、
    前記第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、
    前記副搬送波間隔は、前記第１のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第３の副搬送波間隔であり、
    前記副搬送波間隔は、前記第２のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第４の副搬送波間隔である、請求項１に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
17. 前記第１の周波数領域は、前記第２の周波数領域より高い周波数である、請求項１に記載のＤＬ−ＣＣＨの受信方法。
18. 前記ＤＬ−ＣＣＨによって搬送される前記システム情報は、残りの最小システム情報（Remaining Minimum System Information；ＲＭＳＩ）である、請求項１１に記載の端末。
19. 前記第１の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、
    前記副搬送波間隔は、第１のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第１の副搬送波間隔であり、
    前記副搬送波間隔は、第２のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第２の副搬送波間隔であり、
    前記第２の周波数領域内の前記周波数帯域に対して、
    前記副搬送波間隔は、前記第１のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第３の副搬送波間隔であり、
    前記副搬送波間隔は、前記第２のバイナリ値である前記１ビット情報に基づいて、前記第４の副搬送波間隔である、請求項７に記載の端末。
20. 前記第１の周波数領域は、前記第２の周波数領域より高い周波数である、請求項７に記載の端末。

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