JP6323258B2 - 電流共振型電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流共振型電源装置に関し、特に、軽負荷時の消費電力を低減することができる電流共振型電源装置に関する。

軽負荷時の消費電力を低減することができる電流共振型電源装置として、例えば、特許文献１，２が知られている。

特許文献１の電流共振型電源装置は、電力検出回路で検出された電力値と閾値Ｖｒｅｆとを比較することにより負荷状態が軽負荷かどうかを判定し、負荷状態が軽負荷であると判定された場合には、バースト発振動作とバースト発振の周期を制御する。

特許文献２の電流共振型電源装置は、スイッチング素子に流れる電流の位相を検出し、検出された電流の位相が所定値より小さい場合には軽負荷と判定してバースト発振動作させ、さらにハイサイドスイッチとローサイドスイッチとのデューティを非対称にする。

また、ＬＬＣ（インダクタ・インダクタ・キャパシタ）電流共振システムでは、スタンバイ負荷状態になると、外部からスタンバイ信号を受けて、通常モードからスタンバイモードに切り替わる。

具体的には、トランスの二次側のシステムマイクロコンピュータからスタンバイ信号が出力され、そのスタンバイ信号がフォトカプラを介してトランスの一次側の電源制御ＩＣ（集積回路）に入力される。例えば、トランスの一次側の電源制御ＩＣのＳＢ端子において、トランスの二次側のスタンバイ用のフォトカプラの信号を受ける。

特開２０１４−６０８９５号公報 特許５３８４９７３号公報

特許文献１，２の電流共振型電源装置では、軽負荷を検出し、バーストモードに移行することは可能である。

しかしながら、特許文献１，２の電流共振型電源装置では、スイッチング素子に流れる電流又は共振電流のピーク値を検出するのみであり、入力電圧変動などによる周波数変動に伴う共振電流波形の変化に対して、負荷電力を正確且つ安定に検出することはできない。

このため、特許文献１，２の電流共振型電源装置では、通常のフィードバック制御で用いられるフォトカプラ以外に、必ずスタンバイ信号を受けるフォトカプラ及びその回路を構成する周辺部品が必要となり、コストが高くなる。

本発明の課題は、外部からスタンバイ信号を受けずにスタンバイモードに切り替わることでスタンバイ用のフォトカプラ及び周辺回路を削減してコストを低減し、システムの信頼性を向上できる電流共振型電源装置を提供することにある。

本発明は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流電圧を出力する整流平滑回路と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記整流平滑回路の直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路で検出された直流電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをオン／オフさせるためのフィードバック信号を生成し、フィードバック信号を前記制御回路に出力する信号生成回路と、前記コンデンサに流れる共振電流に含まれる負荷電流を検出する負荷電流検出回路と、前記負荷電流検出回路で検出された負荷電流とスタンバイ閾値とに基づいてスタンバイ状態を検出するスタンバイ状態検出回路と、スタンバイ状態が検出されたとき、前記フィードバック信号に基づきバースト発振動作のための信号を生成するバースト発振回路を備えることを特徴とする。

本発明によれば、負荷電流検出回路がコンデンサに流れる共振電流に含まれる負荷電流を検出し、検出された負荷電流と閾値とに基づいてスタンバイ状態検出回路がスタンバイ状態を検出するので、スタンバイ状態が検出されたとき、フィードバック信号に基づきバースト発振動作のための信号を生成することができる。従って、外部からスタンバイ信号を受けずにスタンバイモードに切り替わることでスタンバイ用のフォトカプラ及び周辺回路を削減してコストを低減し、システムの信頼性を向上できる電流共振型電源装置を提供できる。

本発明の実施例１に係る電流共振型電源装置の構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る電流共振型電源装置の軽負荷時及び重負荷時の各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係る電流共振型電源装置のバースト発振動作波形を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る電流共振型電源装置の構成を示す図である。

以下、本発明の電流共振型電源装置の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る電流共振型電源装置の構成を示す図である。図１に示す電流共振型電源装置は、全波整流回路ＤＢ、コンデンサＣ１、制御回路１０、リアクトルＬｒ、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、トランスＴ、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ２〜Ｃ４、フォトカプラＰＣ、出力電圧検出器３０、コンデンサＣＬ，ＳＢ、抵抗Ｒ１を有して構成される。

全波整流回路ＤＢは、交流電圧ＡＣを全波整流し、全波整流電圧をコンデンサＣ１を介して直列に接続されたスイッチ素子Ｑ１（第１スイッチ素子）とスイッチ素子Ｑ２（第２スイッチ素子）に出力する。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子からなる。

スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、電流共振用のリアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線Ｐと電流共振用のコンデンサＣ２との直列回路が接続されている。トランスＴの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２とは、直列に接続され、二次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続される。二次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続される。

ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとはコンデンサＣ３の一端とフォトカプラＰＣのフォトダイオードのアノードと出力電圧検出器３０の一端とに接続される。二次巻線Ｓ１の他端と二次巻線Ｓ２の他端とはコンデンサＣ３の他端と出力電圧検出器３０の他端とに接続される。

スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、制御回路１０の制御信号により交互にオン／オフする。出力電圧検出器３０は、コンデンサＣ３の両端の出力電圧を検出し、検出された電圧をフィードバック信号としてフォトカプラＰＣを介して一次側の制御回路１０のＦＢ端子に出力する。

制御回路１０は、出力電圧検出器３０からのフィードバック信号に基づいてスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。トランスＴの一次巻線Ｐの一端とコンデンサＣ２の一端とには、コンデンサＣ４の一端が接続され、コンデンサＣ４の他端には抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端は接地されている。

制御回路１０は、集積回路（ＩＣ）で構成されており、コンパレータ１１，１２，１４、充放電コントロール部１３、論理回路１５、発振器（ＯＳＣ）１６、アンド回路１７，１８、ハイサイドドライバ１９、ローサイドドライバ２０を有している。

制御回路１０は、スイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されるＶGH端子、スイッチ素子Ｑ２のゲートに接続されるＶGL端子、抵抗Ｒ１の一端に接続されるＰＬ端子、コンデンサＣCLに接続されるＣＬ端子、コンデンサＣSBに接続されるＳＢ端子、フォトカプラＰＣ内のフォトトランジスタのコレクタに接続されるＦＢ端子を有している。

（実施例１に係る電流共振型電源装置の特徴的構成）
次に、実施例１に係る電流共振型電源装置の特徴を説明する。この電流共振型電源装置は、外部からスタンバイ信号を受けずにＩＣ内部でスタンバイ状態負荷を検出して、通常モードからスタンバイモードに切り替わるオートスタンバイ機能を有する。スタンバイ状態負荷の検出は、トランスの一次巻線に流れる電流の情報を用いている。

ＬＬＣ電流共振システムでは、トランスの一次巻線電流は、循環電流（トランスの二次側に送られない電流）と負荷電流（出力電流に比例した電流）を含んでいる。この一次巻線電流から負荷電流の情報のみ取り出すことにより、スタンバイ状態を検出することができる。

図２は、本発明の実施例１に係る電流共振型電源装置の軽負荷時及び重負荷時の各部の動作を示すタイミングチャートである。図２（ａ）は軽負荷時、図２（ｂ）は重負荷時の波形を示しており、一般に軽負荷時と比較して重負荷時は発振周期が長くなる。

図２（ａ）（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１のゲートにパルス信号からなるＶGH端子電圧を印加すると、トランスＴの一次巻線Ｐに共振電流が流れる。この共振電流をコンデンサＣ４（本発明の負荷電流検出回路に対応）で抽出し、制御回路１０のスイッチＳＷ１を介してＣＬ端子に入力すると、ＣＬ端子内部入力電流が得られる。このＣＬ端子内部入力電流は、前述のトランスの一次巻線電流と同様に負荷電流と循環電流を含んでいる。

図２に示すようにスイッチ素子Ｑ１のオン期間に亘ってＣＬ端子内部入力電流を取り込んだ場合、循環電流は波形に示すように正負に同じように電流が流れるため平均するとゼロとなる。一方、負荷電流はＣＬ端子に接続するコンデンサＣCLによって上記オン期間に亘って積分されるため、その平均負荷電流値に相当する直流電圧からなるＣＬ端子電圧が得られる。このＣＬ端子電圧は負荷電流の情報を反映しているため、図２に示すように軽負荷よりも重負荷の方がＣＬ端子電圧（あるいは平均負荷電流）は高くなる。尚、コンデンサＣ４，ＣCLは、本発明の負荷電流検出回路に対応する。

スタンバイ検出コンパレータ１１は、本発明のスタンバイ状態検出回路に対応し、反転入力端子にコンデンサＣCLの両端電圧を入力し、非反転入力端子にスタンバイ閾値Ｖ１を入力し、コンデンサＣCLの両端電圧がスタンバイ閾値Ｖ１以上のとき、定常状態を検出して、Ｌレベルを論理回路１５とスイッチＳＷ２とに出力してスイッチＳＷ２のＦＢ端子を選択する。

このとき、ＦＢ端子に入力されたフィードバック信号がスイッチＳＷ２を介して発振器（ＯＳＣ）１６に出力され、発振器（ＯＳＣ）１６は、フィードバック信号の値に応じてパルス信号の発振周期（周波数）を制御するとともに、ハイサイド用のパルス信号とローサイド用のパルス信号を生成する。ハイサイドＨｏのパルス信号とローサイドＬｏのパルス信号とは、デッドタイムを有しながらＨレベルとＬレベルとが交互に変化する。

アンド回路１７は、ハイサイドＨｏのパルス信号と論理回路１５の出力とのアンドを取り、論理出力をハイサイドドライバ１９に出力する。アンド回路１８は、ローサイドＬｏのパルス信号と論理回路１５の出力とのアンドを取り、論理出力をローサイドドライバ２０に出力する。

ハイサイドドライバ１９は、アンド回路１７からの出力によりスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせる。ローサイドドライバ２０は、アンド回路１８からの出力によりスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせる。

スタンバイ検出コンパレータ１１が定常状態を検出した場合には、論理回路１５は、Ｈレベルをアンド回路１７，１８に出力するので、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは交互にオン／オフされる。

次に、スタンバイ検出コンパレータ１１は、コンデンサＣCLの両端電圧がスタンバイ閾値Ｖ１未満のとき、スタンバイ状態を検出して、Ｈレベルを論理回路１５とスイッチＳＷ２とに出力してスイッチＳＷ２のスタンバイ端子（ＳＢ端子）を選択する。

コンパレータ１２は、ＦＢ端子から非反転入力端子にフィードバック信号を入力し、反転入力端子に第１基準電圧Ｖｒ１を入力し、フィードバック信号が第１基準電圧Ｖｒ１以上である場合には、充放電コントロール部１３をオン状態にさせる。

コンデンサＣSBは、スイッチＳＷ２のＳＢ端子と充放電コントロール部１３の出力端子に接続される。充放電コントロール部１３は、オン状態にされたときに、コンデンサＣSBを充電させる。

コンパレータ１４の非反転入力端子は、コンデンサＣSBの一端とスイッチＳＷ２のＳＢ端子と充放電コントロール部１３の出力端子とに接続される。コンパレータ１４は、本発明のバースト発振動作部に対応し、非反転入力端子にコンデンサＣSBの電圧を入力し、反転入力端子に第２基準電圧Ｖｒ２を入力し、コンデンサＣSBの電圧が第２基準電圧Ｖｒ２以上のときに、Ｈレベルを論理回路１５に出力する。

このとき、論理回路１５は、Ｈレベルをアンド回路１７，１８に出力するので、発振器ＯＳＣ１６のパルス信号をハイサイドドライバ１９、ローサイドドライバ２０に出力する。このため、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とが交互にオン／オフする。

その後、フィードバック信号が第１基準電圧Ｖｒ1未満となると、充放電コントロール部１３がオフ状態にされるため、コンデンサＣSBが放電される。その後、コンデンサＣSBの電圧が第２基準電圧Ｖｒ２未満となると、コンパレータ１４からＬレベルが論理回路１５に出力される。このため、発振器ＯＳＣ１６の出力が停止される。この繰り返しによりスイッチング動作をバースト発振動作にすることができる。

即ち、コンパレータ１２は、フィードバック信号を第１基準電圧Ｖｒ１と比較して充放電コントロール部１３を介してコンデンサＣSBを充放電させるので、スタンバイ状態時の出力電圧変動幅を決定することができる。

次に、図３に示すタイミングチャートを参照しながら、バースト発振動作の詳細を説明する。まず、ＳＢ端子電圧が発振停止電圧ＶＴＨ＿Ｌ以下でかつＦＢ端子電圧が発振停止電圧ＶＴＨ＿Ｌになると、スイッチング動作が停止し、出力電圧が低下する。出力電圧が低下すると、ＦＢ端子電圧は上昇し、発振開始しきい電圧ＶＴＨ＿Ｈに達すると、コンパレータ１２の非反転端子電圧が高くなるので、充放電コントロール部１３にＨレベルの信号を出力してＳＢ端子のコンデンサＣSBを定電流値で充電する。これにより、ＳＢ端子電圧は徐々に一定の傾きで増加する。また、コンパレータ１２は出力がＨレベルになると基準電圧Ｖｒ１の電圧値を所定分低下させる。

次に、ＳＢ端子電圧が発振開始電圧ＶＴＨ＿Ｈに達すると、スイッチング動作が再開する。ここで、発振器ＯＳＣはＳＢ端子電圧に基づきスイッチング周波数を決定し、ＳＢ端子電圧が低い状態では高い発振周波数を出力し、ＳＢ端子電圧が上昇するに従って発振周波数を減少させていく。ＳＢ端子電圧が低い状態では、電流共振用のリアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線ＰとコンデンサＣ２との直列回路の共振点のピークよりも高い周波数であり、直列回路に流れる電流は小さい電流から流れ始め、ＳＢ端子電圧の上昇に伴い共振点の周波数に徐々に近づくので、直列回路に流れる電流は徐々に大きくなり、出力電圧は上昇する（ソフトオン）。

出力電圧が上昇するに従い、出力電圧検出器３０の動作により、フォトカプラＰＣを介してＦＢ端子電圧は徐々に低下していく。これに伴い、ＦＢ端子電圧が基準電圧Ｖｒ１の電圧値（所定分低下させた値）を下回ると、コンパレータ１２出力はＬレベルに反転し、充放電コントロール部１３はＳＢ端子のコンデンサＣSBを定電流値で放電する。これにより、ＳＢ端子電圧は徐々に低下し、再び発振停止電圧ＶＴＨ＿Ｌ以下になると、スイッチング動作が停止する。なお、ＳＢ端子電圧の低下に伴い、電流共振用のリアクトルＬｒとトランスＴの一次巻線ＰとコンデンサＣ２との直列回路の共振のピークより発振周波数は遠ざかっていくので、直列回路に流れる電流は徐々に小さくなってオフする（ソフトオフ）。

ソフトオン／ソフトオフ機能のＳＢ端子の充放電時間は、コンデンサＣSBに依存する。

このように実施例１に係る電流共振型電源装置によれば、コンデンサＣ４，ＣClがコンデンサＣ２に流れる共振電流に含まれる負荷電流を検出し、検出された負荷電流と閾値とに基づいてスタンバイ検出コンパレータ１１がスタンバイ状態を検出するので、スタンバイ状態が検出されたとき、フィードバック信号に基づきバースト発振動作のための信号を生成することができる。従って、外部からスタンバイ信号を受けずにスタンバイモードに切り替わることでスタンバイ用のフォトカプラ及びその周辺回路を削減してコストを低減できる。

図４は本発明の実施例２に係る電流共振型電源装置の構成を示す図である。実施例２に係る電流共振型電源装置は、力率改善回路（ＰＦＣ制御部３１）を有し、定常状態のときにはＰＦＣ制御部３１を動作させ、スタンバイ状態のときにはＰＦＣ制御部３１を停止させることにより、電力消費を低減することを特徴とする。

図４に示す本発明の実施例２に係る電流共振型電源装置は、図１に示す電流共振型電源装置の構成に対して、さらに、インバータ２２、リアクトルＬ１、ＰＦＣ制御部３１、スイッチ素子Ｑ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ５，Ｃ６、抵抗Ｒ２〜Ｒ５、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１を備えている。

リアクトルＬ１の一端は、コンデンサＣ１の一端に接続され、リアクトルＬ１の他端は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３のドレインとダイオードＤ３のアノードとに接続される。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ５の一端とスイッチ素子Ｑ１のドレインに接続される。ＰＦＣ制御部３１は、スイッチ素子Ｑ３をオンオフさせることにより力率を改善する。

インバータ２２は、入力端子がスタンバイ検出コンパレータ１１の出力に接続され、出力端子がコンデンサＣ６の一端と抵抗Ｒ２の一端とツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続される。ツェナーダイオードＺＤ１のアノードは、トランジスタＴｒ１のベースと抵抗Ｒ３の一端とに接続される。

トランジスタＴｒ１のエミッタと抵抗Ｒ３の他端とコンデンサＣ６の他端と抵抗Ｒ２の他端とは、接地される。トランジスタＴｒ１のコレクタは、抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴｒ２のベースと抵抗Ｒ４の一端に接続される。

トランジスタＴｒ２のエミッタと抵抗Ｒ４の他端には電源Ｖｃｃが供給されている。トランジスタＴｒ２のコレクタは、ＰＦＣ制御部３１に接続される。

このように構成された実施例２に係る電流共振型電源装置のＰＦＣ制御部３１の起動を説明する。まず、スタンバイ検出コンパレータ１１が定常状態を検出した場合、即ち、スタンバイ検出コンパレータ１１がＬレベルをインバータ２２に出力すると、インバータ２２はＨレベルをコンデンサＣ６に出力する。このため、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２とがオンし、電源ＶｃｃがＰＦＣ制御部３１に供給されるので、ＰＦＣ制御部３１が動作する。

一方、スタンバイ検出コンパレータ１１がスタンバイ状態を検出した場合、即ち、スタンバイ検出コンパレータ１１がＨレベルをインバータ２２に出力すると、インバータ２２はＬレベルをコンデンサＣ６に出力する。このため、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２とがオフし、電源ＶｃｃがＰＦＣ制御部３１に供給されなくなるので、ＰＦＣ制御部３１が動作しなくなる。

一般的な電流共振電源装置では、スタンバイ用信号とＰＦＣ制御部３１のオン／オフ信号は独立になっている。つまり、二次側のシステムマイコンから上記の２つの制御信号が出力され、別々のフォトカプラを介して、それぞれ電源制御ＩＣのスタンバイ回路とＰＦＣ制御部３１に入力され、独立に制御される。これに対して、本発明では、スタンバイ用信号が制御回路１０内部により生成され、それがオン／オフ端子から出力されるため、スタンバイ状態と定常状態の切り替えに同期してＰＦＣ制御部３１を直接オン／オフさせることができる。従って、実施例２は、実施例１のオートスタンバイ機能を用いることにより、単にスタンバイ時の消費電力を低減できるだけでなく、上記の２つのフォトカプラおよびその周辺回路が不要となり部品点数を削減できる上に、一次／二次間の信号のやり取りがなくなるため、それに伴う絶縁も不要となり小型化へ貢献するとともにシステムとしての信頼性も向上する。

なお、本発明は、実施例１、実施例２に係る電流共振型電源装置に限定されるものではない。例えば、負荷電流の情報と、交流入力電圧の情報とを組み合わせることにより、交流入力電圧に応じてスタンバイ閾値の電圧を変化させることができる。

また、スタンバイ閾値は、制御回路１０内部で固定値に設定してもよく、あるいは外部入力により設定しても良い。スタンバイ閾値を外部入力により設定する場合、端子は独立でも多機能との兼用にしてもよい。また、スタンバイ閾値は、連続値でも離散値でもよい。あるいは、スタンバイ閾値は、ヒステリシスを設けてもよい。制御回路１０からオン／オフ信号を出力するオン／オフ端子は独立でも多機能との兼用にしてもよい。

ＤＢ 全波整流回路
Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ
Ｌｒ，Ｌ１ リアクトル
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチ素子
Ｔ トランス
Ｐ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
ＰＣ フォトカプラ
ＺＤ１ ツェナーダイオード
Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ
１０ 制御回路
１１ スタンバイ検出コンパレータ
１２，１４ コンパレータ
１３ 充放電コントロール部
１５ 論理回路
１６ 発振器（ＯＳＣ）
１７，１８ アンド回路
１９ ハイサイドドライバ
２０ ローサイドドライバ
２２ インバータ
３０ 出力電圧検出回路
３１ ＰＦＣ制御部
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ

Claims (4)

1. 直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点と前記直流電源の一端とに接続され、リアクトルとトランスの一次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流電圧を出力する整流平滑回路と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   前記整流平滑回路の直流電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路で検出された直流電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをオン／オフさせるためのフィードバック信号を生成し、フィードバック信号を前記制御回路に出力する信号生成回路と、
   前記コンデンサに流れる共振電流に含まれる負荷電流を検出する負荷電流検出回路と、
   前記負荷電流検出回路で検出された負荷電流とスタンバイ閾値とに基づいてスタンバイ状態を検出するスタンバイ状態検出回路と、
   スタンバイ状態が検出されたとき、前記フィードバック信号に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをバースト発振動作させるバースト発振回路と、
   を備えることを特徴とする電流共振型電源装置。
2. 前記スタンバイ状態検出回路は、前記負荷電流検出回路で検出された負荷電流が前記スタンバイ閾値未満のとき、スタンバイ状態を検出して、スタンバイ状態検出信号を前記バースト発振回路に出力することを特徴とする請求項１記載の電流共振型電源装置。
3. 前記バースト発振回路は、
   前記フィードバック信号の大きさに応じてオン又はオフされる充放電コントロール部と、
   前記充放電コントロール部がオンされることにより充電され、前記充放電コントロール部がオフされることにより放電される信号用コンデンサと、
   前記信号用コンデンサの電圧の大きさに応じてバースト発振動作をオン又はオフさせるバースト発振動作部と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流共振型電源装置。
4. 交流電源と、
   前記交流電源の交流電圧に対する交流電流の力率を改善する力率改善回路と、
   前記スタンバイ状態検出回路によりスタンバイ状態が検出されたとき、前記力率改善回路の動作を停止させる動作停止制御部と、
   を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の電流共振型電源装置。

Images