JP6204386B2 - モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ電流制御装置およびモータの電流制御方法に関する。

Ｈブリッジ回路によりモータコイルなどの誘導性負荷を電流駆動する際には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を用いることが多い。ＰＷＭ制御は、負荷に対して電流のチャージとディスチャージ（減衰）を繰り返すことにより電流制御を行うものである。

このようなＰＷＭ制御によるモータ駆動の例として、例えば特許文献１に記載の技術がある。特許文献１の要約書の課題には、「ＩＣに搭載したＨブリッジ回路によってリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、正確な電流制御を行うことができ、負荷電流の脈流を小さくする。」と記載されている。特許文献１の要約書の解決手段には、「一対の外部出力端子１５，１６に接続されるコイル負荷Ｌを駆動するためのＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路の出力スイッチ素子１１〜１４をＰＷＭ信号によりスイッチング駆動し、Ｈブリッジ回路による負荷に対するチャージモード、低速減衰モード、高速減衰モードを選択的に設定可能なＰＷＭ制御回路２０と、負荷に対する高速減衰モードにおいて負荷の電流が第１の設定電流値以下に低下したことを検出する第１の電流検出回路２１と、この検出出力を受けて低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成し、ＰＷＭ制御回路を制御する出力制御ロジック回路２３とを具備する。」と記載されている。

ところで、上記のようなモータの駆動方式として、ロータの回転時、特には、低速回転時に残留振動が小さく安定性に優れた方式であるマイクロステップ駆動が知られている。この方式は、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子であるＦＥＴをＰＷＭ制御することによって、ロータとステータの位置関係から導かれる略正弦波状の基準電流曲線（以下、「基準電流」という。）とモータ電流とが同じになるように制御を行い、定電流制御を実現する。基準電流は基本ステップ角（例えば１回転）をｎ分の１に分割し、その期間ごとに基準電流を変化させる。この期間はマイクロステップといい、単一または複数のＰＷＭサイクルで構成される。すなわち、マイコンなどから段階的に変化するステップ状の電流を容易に生成可能である。

特開２００２−２０４１５０号公報

しかし、モータ電流が下降している時において、チャージモードの電流波形は、モータの駆動電圧や回転速度や負荷トルク状況などによって変化する。また、ディスチャージ中のモータ電流の減少スピードは、コイルのインダクタンスがロータとステータの位置関係で変化することから電流検出回路によるモータ電流波形の制御は難しく、モータ電流の電流リップル（電流変動）の原因となっていた。この電流リップルは、モータのトルク損失や振動や騒音の原因となる。また、チャージモードと高速減衰モード間の頻繁なコイル通電方向の切替が、電磁ノイズを発生させる原因になる。

特許文献１に記載の技術では、２個の比較器を設け、電流測定値を２つの基準値と比較し、その比較結果や時間に基づいて動作モードを切り替えている。また、別の手法として、マイクロステップ駆動の分割数を増やし、ＰＷＭ周期を短くすることによりリップルを抑制することも考えられる。
しかし、特許文献１に記載されているように、２個の比較器を設けることは、コストアップにつながる。また、ＰＷＭ周期を短くすることは、マイコンの負荷が大きくなりすぎることから、専用のモータドライバや高価なマイコンを用いる必要があり、やはりコストアップにつながる。

そこで、本発明は、装置を安価に構成しつつ目標値に対するモータ電流を好適に制御することを可能とするモータ電流制御装置およびモータ電流制御方法を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明のモータ電流制御装置は、スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、またはモータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードの動作モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を有し、、前記制御手段は、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値と減衰モード切替時間とを設定し、各前記ＰＷＭ周期の開始時に前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替え、前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば、前記Ｈブリッジ回路を高速減衰モードに切り替えると共にチャージモード時間を記憶し、前記減衰モード切替時間が経過した後に、前記Ｈブリッジ回路を前記低速減衰モードに切り替え、今回の下降期間における当該ＰＷＭ周期のチャージモード時間と、前回の下降期間における当該ＰＷＭ周期と同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間とを比較し、次回の下降期間における当該ＰＷＭ周期よりも１つ前のＰＷＭ周期の減衰モード切替時間を更新することを特徴とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、装置を安価に構成しつつ目標値に対するモータ電流を好適に制御することを可能とするモータ電流制御装置およびモータ電流制御方法を提供することが可能となる。

発明の一実施形態によるモータ制御システムの全体ブロック図である。 モータ制御装置の詳細ブロック図である。 Ｈブリッジ回路の動作モードの説明図である。 モータの回転角に対する基準電流値の波形図である。 制御対象となる下降期間の各ＰＷＭ周期の電流制御データを示す図である。 制御対象となる下降期間を示す図である。 制御対象となる下降期間のＰＷＭ周期の例を示す図である。 下降期間制御ルーチンのフローチャートである。 下降期間制御ルーチンのフローチャートである。 減衰モード切替時間設定のフローチャートである。 モータ回転角９０度ごとにＰＷＭ周期を同期することを示す図である。 モータ回転角１８０度ごとにＰＷＭ周期を同期することを示す図である。 モータ回転角３６０度ごとにＰＷＭ周期を同期することを示す図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態におけるモータ制御システムの全体ブロック図である。
図１において、モータ１２０は、バイポーラ型２相ステッピングモータであり、永久磁石を有し回動自在に設けられた回転子１２６と、回転子１２６の周囲の周回方向を４等分する位置に設けられた固定子とを有している。これらの固定子は、Ｘ相の固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮと、Ｙ相の固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮとからなる。固定子１２２ＸＰと固定子１２２ＸＮとは、回転子１２６を挟んで反対側に位置している。固定子１２２ＹＰと固定子１２２ＹＮとは、回転子１２６を挟んで反対側に位置し、かつ固定子１２２ＸＰと固定子１２２ＸＮの方向に対して垂直の方向を向いている。
これらの固定子には各々巻線が同方向に巻回されている。固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｘ」という。同様に、固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｙ」という。

上位装置１３０は、モータ１２０の回転速度を指令する速度指令信号を出力する。モータ制御装置１００（モータ電流制御装置の一例）は、この速度指令信号に応じてモータ１２０を駆動制御するものである。モータ制御装置１００には、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙが設けられており、それぞれ固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙに対して、Ｘ相電圧ＶＭＸ，Ｙ相電圧ＶＭＹを印加する。

図２は、モータ制御装置１００の詳細ブロック図である。なお、図１には２系統の固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙと、２系統のＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙを示したが、図２では簡略化のため、１系統の固定子巻線１２４と、１系統のＨブリッジ回路２０を示している。

モータ制御装置１００の内部に設けられたＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０３に記憶された制御プログラムに基づいて、バス１０６を介して各部を制御する。ＲＡＭ（Random Access Memory）１０２は、ＣＰＵ１０１のワークメモリとして使用される。タイマ１０４は、ＣＰＵ１０１の制御の下、リセットされたタイミングからの経過時間を測定する。Ｉ／Ｏポート１０５は、図１に示した上位装置１３０、その他外部装置との間で信号を入出力する。ブリッジ制御部１０７は、ＣＰＵ１０１からの指令に基づいて、ブリッジ制御回路１１０の各部を制御する。電流制限制御部１１２は、必要に応じて電流制限するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。

ここで、ブリッジ制御回路１１０は、一体の集積回路として構成されている。その内部においてＰＷＭ信号発生器１１３は、ブリッジ制御部１０７による制御に基づいて、ＰＷＭ信号を生成してＨブリッジ回路２０に供給する。Ｈブリッジ回路２０には、例えばＦＥＴ（Field-Effect Transistor）であるスイッチング素子２，４，６，８，１５，１７が含まれている。ＰＷＭ信号は、これらスイッチング素子２，４，６，８，１５，１７にゲート電圧として印加されるオン／オフ信号である。なお、図中において、スイッチング素子２，４，６，８，１５，１７の下側の端子がソース、上側の端子がドレインになる。

スイッチング素子２，４は直列に接続され、その直列回路に対して、直流電源１４０およびアース線１４２が接続され、所定の電圧Ｖｄｄが印加される。同様に、スイッチング素子６，８も直列に接続され、その直列回路に対して電圧Ｖｄｄが印加される。ダイオード１２，１４，１６，１８は、還流用のダイオードであり、スイッチング素子２，４，６，８に対して並列に接続されている。スイッチング素子１５，１７は、電流検出用に設けられているものであり、それぞれスイッチング素子４，８と共にカレントミラー回路を形成している。これにより、スイッチング素子４，８に流れる電流に比例する電流が、それぞれスイッチング素子１５，１７に流れる。
なお、スイッチング素子２，４，６，８は、還流用のダイオードの代わりに、自身の寄生ダイオードを用いてもよい。

スイッチング素子２，４の接続点の電圧ＶＭｏｕｔ０は、モータ１２０の固定子巻線１２４の一端に印加される。また、スイッチング素子６，８の接続点の電圧ＶＭｏｕｔ１は固定子巻線１２４の他端に印加される。よって、固定子巻線１２４には、両者の差であるモータ電圧ＶＭ（＝電圧ＶＭｏｕｔ０−ＶＭｏｕｔ１）が印加される。このモータ電圧ＶＭとは、実際には図１に示したＸ相電圧ＶＭＸおよびＹ相電圧ＶＭＹである。

電流検出部１１６は、スイッチング素子１５，１７に流れる電流値を電流方向に応じて測定することにより、固定子巻線１２４に流れる電流の電流測定値Ｉｃｏｉｌを出力する。Ｄ／Ａコンバータ１１５は、ブリッジ制御部１０７から、基準電流値Ｉｒｅｆのデジタル値を受信し、これをアナログ値に変換する。比較器１１４は、アナログ値の電流測定値Ｉｃｏｉｌと基準電流値Ｉｒｅｆとを比較し、前者が後者以上になると“１”信号を出力するとともに、それ以外の場合は“０”信号を出力する。

但し、比較器１１４の出力信号には、ノイズなどの影響によってチャタリングが起こる場合がある。電流フィルタ１１１は、このチャタリングを除外するために設けられている。すなわち、比較器１１４の出力信号が切り替わると、電流フィルタ１１１は、所定のフィルタ期間Ｔｆだけ待機し、比較器１１４の出力信号が切替後の値に維持されているか否かを再度判定する。この判定結果が肯定であった場合に、この出力信号の切替後の値を閾値超過フラグＣＬとして出力する。

また、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１は、Ａ／Ｄコンバータ１１７と、ＢＥＭＦ（逆起電力）検出部１１８にも供給される。Ａ／Ｄコンバータ１１７は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１に基づいて、固定子巻線１２４の逆起電力Ｖｂｅｍｆを測定し出力する。この逆起電力Ｖｂｅｍｆは、脱調検出のために用いられる。ＢＥＭＦ検出部１１８は、モータ電圧ＶＭが逆起電力である場合、すなわちＨブリッジ回路２０から固定子巻線１２４に電圧が印加されていない期間に、この電圧方向の切り替わり（ゼロクロス）に応じてフラグＺＣを出力する。

また、ブリッジ制御部１０７は、電流制御有効フラグＣＬＭを出力する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、Ｈブリッジ回路２０に供給されるＰＷＭ信号の変更を許容する場合は“１”、許容しない場合は“０”になる。具体的にいうと、ＰＷＭ期間の開始時以降の時間Ｔｃｓから時間Ｔｃｅまでの間において、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”となる。電流制限制御部１１２は、電流制御有効フラグＣＬＭが“０”である場合は、現在のＰＷＭ信号を維持するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。

図３（ａ）〜（ｆ）は、Ｈブリッジ回路２０の動作モードを説明する図である。
図３（ａ）は、Ｈブリッジ回路２０のチャージモードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を増加させる場合には、例えば、斜めに対向するスイッチング素子４，６がオン状態にされ、それ以外のスイッチング素子２，８がオフ状態にされる。この状態では、スイッチング素子６、固定子巻線１２４、スイッチング素子４を介して破線で示す方向にモータ電流が流れるとともに、このモータ電流が増加していく。この動作モードを「チャージモード」という。この状態から、モータ電流を高速に減衰させる場合には、図３（ｂ）に示す高速減衰モードに遷移する。

図３（ｂ）は、Ｈブリッジ回路２０の高速減衰モードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を高速に減衰させる場合には、直前のチャージモードとは反対に、斜めに対向するスイッチング素子４，６をオフ状態にし、スイッチング素子２，８をオン状態にする。固定子巻線１２４には逆起電力が発生するため、スイッチング素子８、固定子巻線１２４、スイッチング素子２を介して破線で示す方向に電流が流れ、モータ電流が高速に減衰していく。この動作モードを「高速減衰モード」という。
また、図３（ａ）のチャージモードまたは図３（ｂ）の高速減衰モードから、電流を低速に減衰させる場合には、図３（ｃ）に示す低速減衰モードに遷移する。

図３（ｃ）は、Ｈブリッジ回路２０の低速減衰モードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を、高速減衰モードよりも低速に減衰させる場合には、電圧Ｖｄｄ側のスイッチング素子２，６をオン状態とし、グランド側のスイッチング素子４，８をオフ状態にする。すると、図示した破線のように、スイッチング素子２，６および固定子巻線１２４をループする電流が流れる。この電流は、スイッチング素子２，６および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰していく。このときの減衰速度は、上記した高速減衰モードよりも低速である。この動作モードを「低速減衰モード」という。

図３（ｄ）は、Ｈブリッジ回路２０の低速減衰モードのバリエーションを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を、高速減衰モードよりも低速に減衰させる場合には、電圧Ｖｄｄ側のスイッチング素子２，６をオフ状態とし、グランド側のスイッチング素子４，８をオン状態にしてもよい。すると、図示した破線のように、スイッチング素子４，８および固定子巻線１２４をループするモータ電流が流れる。この電流は、スイッチング素子４，８および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰していく。このときの減衰速度は、上記した高速減衰モードよりも低速である。

ところで、何れかのスイッチング素子のゲート電圧をオフにしたとしても、このスイッチング素子のゲートの寄生容量によって、そのスイッチング素子はしばらくの間はオン状態に留まる。このため、例えばチャージモード（図３（ａ）参照）から高速減衰モード（図３（ｂ）参照）に瞬時に切り替えると、瞬間的に全てのスイッチング素子がオン状態になり、電圧Ｖｄｄとグランドとの間が短絡し、スイッチング素子が破壊されるおそれがある。このような事態を防止するため、Ｈブリッジ回路２０は、「貫通保護モード」という動作モードに設定される。

図３（ｅ）は、全てのスイッチング素子２，４，６，８をオフ状態にした貫通保護モードである。
図３（ａ）のチャージモードから図３（ｅ）の貫通保護モードに切り替えられると、固定子巻線１２４には逆起電力が発生するため、ダイオード１８、固定子巻線１２４、ダイオード１２を介して破線で示す方向にモータ電流が流れる。図３（ｅ）の貫通保護モードでは、ダイオード１２，１８の順方向電圧降下に応じた電力損失が生じるため、モータ電流の減衰速度は最も大きくなる。

ここで、図３（ａ）のチャージモードと図３（ｄ）の低速減衰モードとを比較すると、何れにおいても、スイッチング素子４はオン状態である。従って、図３（ａ）の状態から図３（ｄ）の状態に遷移させる場合においては、スイッチング素子４はオン状態にしたままであっても差支えない。そこで、このような場合には、図３（ｆ）に示すように、スイッチング素子４をオン状態にし、スイッチング素子２，６，８をオフ状態にした貫通保護モードを採用することができる。この場合は、同図の破線に示すように、スイッチング素子４、ダイオード１８、固定子巻線１２４をループするモータ電流が流れる。

図３（ｆ）の状態では、ダイオード１８の順方向電圧降下に応じた電力損失が生じるため、低速減衰モードと比較すると減衰速度は大きくなるが、高速減衰モードまたは図３（ｅ）の貫通保護モードと比較すると、はるかに減衰速度を低くすることができる。チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードに遷移させる場合は、「モータ電流を大きく減衰させたくない」という事であるから、図３（ｆ）に示したように１個のスイッチング素子のみをオン状態にした貫通保護モードが選択される。

但し、図２において、ＣＰＵ１０１からブリッジ制御部１０７に指定される動作モードは、チャージモード、低速減衰モードまたは高速減衰モードのうち何れかであり、後述する制御プログラムにおいても、貫通保護モードは明示的には指定されない。しかし、ブリッジ制御部１０７は、指定された動作モードを直ちに反映させるのではなく、間に必ず貫通保護モード（図３（ｅ）または図３（ｆ））を挿入して、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。

図２においてブリッジ制御部１０７からＤ／Ａコンバータ１１５に供給される基準電流値Ｉｒｅｆは、実際には、Ｘ相の基準電流値ＩＸｒｅｆとＹ相の基準電流値ＩＹｒｅｆとからなる。ステッピングモータ１２０の一回転、すなわち回転角θが０〜２πの範囲におけるこれら基準電流値ＩＸｒｅｆ，ＩＹｒｅｆの設定例を図４（ａ），（ｂ）に示す。図示のように、基準電流値ＩＸｒｅｆ，ＩＹｒｅｆは、コサインカーブ、サインカーブを階段波で近似した波形になる。このようにして基準電流値ＩＸｒｅｆ，ＩＹｒｅｆを定めてモータ１２０を駆動する方式はマイクロステップ方式と呼ばれており、特に低速回転時に残留振動が小さく安定性に優れている特徴がある。

また、階段波が変動する周期をマイクロステップ周期Ｔｍという。マイクロステップ周期Ｔｍは、ＰＷＭ周期と同一か、その整数倍にすることが望ましい。基準電流値ＩＸｒｅｆ，ＩＹｒｅｆは、共に回転角θのπ／２毎に、図示のように上昇期間と下降期間とを交互に繰り返す。ここで「上昇期間」とは、基準電流値ＩＸｒｅｆ，ＩＹｒｅｆの絶対値が上昇している期間であり、「下降期間」とは、同絶対値が下降している期間である。

図５は、制御対象となる下降期間の各ＰＷＭ周期の電流制御データを示す図である。この電流制御データは、例えばブリッジ制御部１０７に格納されている。
ブリッジ制御部１０７は、電流下降期間のＰＷＭ回数分のロータとステータ位置から用意した前回の下降期間のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏと、今回の下降期間のチャージモード時間ＴＯＮおよび減衰モード切替時間Ｔｆｓを予めメモリに格納する。
電流制御データは、ＰＷＭ周期の順番を示したＰＷＭ周期番号と、前回の回転期間におけるチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏと、今回の回転期間におけるチャージモード時間ＴＯＮと、減衰モード切替時間Ｔｆｓとを含んで構成される。
ＰＷＭ周期番号は、モータの回転と同期したＰＷＭ周期の番号を示している。
前回の回転期間とは、前回の下降期間のことを示している。よって、チャージモード時間ＴＯＮ＿ｏは、前回の下降期間の各ＰＷＭ周期におけるチャージモードの時間を示している。

今回の回転期間とは、今回の下降期間のことを示している。よって、チャージモード時間ＴＯＮは、今回の下降期間の各ＰＷＭ周期におけるチャージモードの時間を示している。
減衰モード切替時間Ｔｆｓは、各下降期間のＰＷＭ周期において、高速減衰モードまたはチャージモードから低速減衰モードに切り替えるタイミングを示している。
ブリッジ制御部１０７は、各ＰＷＭ周期の電流制御データを予め格納しており、更に回転駆動と共に動的に書き換えている。

図６は、制御対象となる下降期間を示すグラフである。
グラフの縦軸は、基準電流値Ｉｒｅｆを示している。グラフの横軸は、回転角θを示している。
今回の下降期間の回転角θがπ〜３π／２の場合、前回の下降期間の回転角θは、それよりも半回転遅れた０〜π／２である。そして、次回の下降期間の回転角θは、それよりも半回転進んだ２π〜５π／２である。つまり、今回の下降期間に対して前回の下降期間は、半回転だけ遅れている。また次回の下降期間は、今回の下降期間よりも半回転だけ進んでいる。

いずれの下降期間においても同一のＰＷＭ周期番号が同一の回転角θとなるように、モータ１２０の回転角θとＰＷＭ周期とが同期処理される。これにより、異なる下降期間の同一順番のＰＷＭ周期におけるモータ電流を比較することが可能となる。
なお、今回の下降期間に対する前回の下降期間と、今回の下降期間に対する次回の下降期間とは、１回転（２π）だけずれていてもよい。このとき今回の下降期間は、前回の下降期間に対して１回転だけ遅れている。また次回の下降期間は、それよりも１回転だけ進んでいる。これにより、回転子が非対称性を有している場合であっても、好適に制御することができる。
更に今回の下降期間に対する前回の下降期間と、今回の下降期間に対する次回の下降期間とは、半回転の自然数倍（ｎπ）だけずれていてもよい。例えば、モータの２回転ごとに周期的な外乱が発生する場合には、この外乱を好適に抑制可能である。

図７は、制御対象となる下降期間のＰＷＭ周期の例を示す図である。図７では、Ｐｅｒｉｏｄ１からＰｅｒｉｏｄ４までの４回のＰＷＭ期間が示されている。
図７の最上部は、前回の下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。また、チャージモードフラグＴｏｎが１である区間を示している。図７の２番目は、今回の下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。
図７の３番目は、電流測定値Ｉｃｏｉｌの波形図であり、基準電流値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を２点鎖線で示している。実線は今回の下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示し、破線は、前回の下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示している。
以下、基準電流値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を特に区別しないときには、単に基準電流値Ｉｒｅｆと記載する。なおＰｅｒｉｏｄ２とＰｅｒｉｏｄ３で示すように、基準電流値Ｉｒｅｆ２は、連続する複数のＰＷＭ周期で同一であってもよい。
図７の４，５番目は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１の波形図である。
図７の６番目は、ブリッジ制御部１０７の内部状態である閾値超過フラグＣＬを示している。図７の７番目は、ブリッジ制御部１０７の内部出力である電流制御有効フラグＣＬＭを示している。なお、各波形図において、実線は今回の下降期間における値を示し、破線は前回の下降期間における値を示している。

最初に、Ｐｅｒｉｏｄ１からＰｅｒｉｏｄ２における今回の下降期間の動作を説明する。
時間Ｔｓは、今回のＰＷＭ周期が開始するタイミングである。各ＰＷＭ周期が開始する時に電流制御有効フラグＣＬＭは、１つ前のＰＷＭ周期のＴｃｅで設定された“０”で開始すると共に、Ｈブリッジ回路２０はチャージモードで動作する。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、電圧Ｖｄｄレベルであり、電圧ＶＭｏｕｔ１はグランドレベルである。チャージモードフラグＴｏｎは“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬは、“０”である。
時間Ｔｓの後の時間Ｔｃｓにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２は、ＰＷＭ信号の変更を許容するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する時間Ｔｃｅまで“１”となる。
時間Ｔｃｓの後に電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ１を超え、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬが“１”に変化するとチャージモードは終了し、チャージモードフラグＴｏｎは、“０”に変化する。

チャージモード時間ＴＯＮは、チャージモードが継続した時間を示している。このチャージモード時間ＴＯＮにより、基準電流値Ｉｒｅｆ１に対する電流測定値Ｉｃｏｉｌのズレを測定することができる。チャージモード時間ＴＯＮは、チャージモードフラグＴｏｎが“１”に設定されている期間である。
チャージモードの終了後にＨブリッジ回路２０は、高速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、グランドレベルである。電圧ＶＭｏｕｔ１は、電圧Ｖｄｄレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“１”である。
その後、電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ１よりも小さくなり、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“０”に変化する。
減衰モード切替時間Ｔｆｓにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、低速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０と電圧ＶＭｏｕｔ１は、グランドレベルである。この減衰モード切替時間Ｔｆｓは、ＰＷＭ周期ごとに、それぞれ異なる値が適用される。この減衰モード切替時間Ｔｆｓを適宜設定することにより、各ＰＷＭ周期におけるモータ電流を好適に減衰させて、基準電流値Ｉｒｅｆに近づけることができる。減衰モード切替時間Ｔｆｓは、時間Ｔｃｓよりも大きく、かつ後記する時間Ｔｍａｘよりも小さい。

時間Ｔｃｅにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“０”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２はＰＷＭ信号の変更を許容せず、常に低速減衰モードでＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。Ｐｅｒｉｏｄ１においてＨブリッジ回路２０は、既に低速減衰モードであるため、動作モードは変化しない。
時間Ｔｅは、Ｐｅｒｉｏｄ１のＰＷＭ周期が終了するタイミングであり、かつＰｅｒｉｏｄ２のＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓと同一のタイミングである。以降、Ｐｅｒｉｏｄ１と同様なＰＷＭ周期が実行される。

次に、Ｐｅｒｉｏｄ１からＰｅｒｉｏｄ２における破線で示した前回の下降期間の動作との違いを説明する。Ｈブリッジ回路２０は、前回の下降期間にて、今回の下降期間よりも早いタイミングで高速減衰モードから低速減衰モードに切り替わっている。電流測定値Ｉｃｏｉｌは、Ｐｅｒｉｏｄ２のＰＷＭ周期が開始するタイミングにおいて、前回の下降期間よりも低い値となり、かつ基準電流値Ｉｒｅｆ２に近づいている。Ｐｅｒｉｏｄ２の前回の下降期間のチャージモード時間は、今回の下降期間のチャージモード時間よりも短い。

次にＰｅｒｉｏｄ３〜Ｐｅｒｉｏｄ４における前回の下降期間の動作を説明する。
Ｐｅｒｉｏｄ３における破線で示した前回の下降期間の電流測定値Ｉｃｏｉｌでわかるように、Ｈブリッジ回路２０は、時間Ｔｍａｘにおいて初めて低速減衰モードに切り替わっている。すなわち、時間Ｔｍａｘは、減衰モード切替時間Ｔｆｓと等しい。
実線で示した今回の下降期間の電流測定値Ｉｃｏｉｌで示したように、Ｈブリッジ回路２０は、前回の下降期間よりも早い減衰モード切替時間Ｔｆｓに低速減衰モードに切り替わる。よって、電流測定値Ｉｃｏｉｌは、前回の下降期間よりも基準電流値Ｉｒｅｆ３に近づく。
これは、今回の下降期間の方が、１ステップ前（１ＰＷＭ周期前すなわちＰｅｒｉｏｄ３）の電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さいことから、Ｐｅｒｉｏｄ４において高い電流値からチャージモードが開始されたことによる。その逆に、チャージモード時間ＴＯＮが短いということは、１ステップ前の電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さいことを意味する。すなわちチャージモード時間ＴＯＮにより、コイル電流の減衰を判断することができる。

Ｐｅｒｉｏｄ３〜Ｐｅｒｉｏｄ４で示したように、減衰モード切替時間Ｔｆｓが長い場合は、高速減衰モードの期間が長くなり、電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が大きくなる。その逆に、減衰モード切替時間Ｔｆｓが短い場合は、高速減衰モードの期間が短くなり、電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さくなる。
よって、チャージモード時間ＴＯＮの増加を打ち消すように、１ステップ前（１ＰＷＭ周期前）の減衰モード切替時間Ｔｆｓを短くすることで、電流測定値Ｉｃｏｉｌを基準電流値Ｉｒｅｆに好適に近づけることができる。これを実現する処理を、以下の図８乃至図１０で説明する。

図８と図９は、下降期間制御ルーチンのフローチャートである。
なお、図８と図９は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムであり、下降期間においてＰＷＭ周期毎に起動される。
図８のステップＳ１にて下降期間制御ルーチンの処理が開始される。このステップＳ１では、タイマ１０４がリセットされ、以降はＰＷＭ周期が開始された後の経過時間が計時される。また、ステップＳ１では、回転子１２６の回転角θの推定値と、図４（ａ）または図４（ｂ）に示した波形とに基づいて、当該ＰＷＭ周期における基準電流値Ｉｒｅｆ（図４（ａ），（ｂ）における基準電流値ＩＸｒｅｆまたは基準電流値ＩＹｒｅｆ）が決定され、決定された基準電流値Ｉｒｅｆはブリッジ制御部１０７（図２参照）にセットされる。

また、電流制御有効フラグＣＬＭは、前回のＰＷＭ周期において、“０”に設定されている。この前回のＰＷＭ周期に設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、今回のＰＷＭ周期においても用いられる。前回のＰＷＭ周期には、後述するステップＳ３３が実行されたことにより電流制御有効フラグＣＬＭが“０”に設定される。このステップＳ３３の処理の詳細については後述する。

ステップＳ１０において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０をチャージモードで動作させ、ステップＳ１１においてブリッジ制御部１０７がチャージモード時間ＴＯＮの計測を開始する。
次にステップＳ１２において、ブリッジ制御部１０７は、タイマ１０４から経過時間を取得し、更に電流制限制御部１１２は閾値超過フラグＣＬを取得する。なお、本ルーチン内で経過時間および閾値超過フラグＣＬは、ステップＳ１２が再び実行されるまで変化しない。

（時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理）
ステップＳ１３〜Ｓ１５は、図７の時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理である。
ステップＳ１３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図９のステップＳ３４の処理に進む。
前記したステップＳ１０の処理により、Ｈブリッジ回路２０はＰＷＭ周期の開始時にチャージモードで動作する。更にステップＳ１３の処理により、ＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓから時間Ｔｃｓまでは最小ＯＮ時間となる。
最小ＯＮ時間が無い場合には、電流波形が大きく落ち込む場合がある。すなわち、電流波形のリップルが大きくなるため、モータのトルク損失や、振動、騒音が大きくなる。これに対して、本実施形態では、ＰＷＭ周期の開始時から時間Ｔｃｓまで、動作モードがチャージモードに設定されるので、モータ電流の電流リップルを抑制できる。これにより、モータの駆動効率を上昇させることができるとともに、モータのトルクの損失と騒音、振動などを低減することができる。
ステップＳ１４において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓであるか否かを判断し、当該判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ１５にて、電流制御有効フラグＣＬＭを“１”に設定する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記するステップＳ１８で参照される。

（時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓ以前の高速減衰モード移行処理）
ステップＳ１６〜Ｓ２１は、図７の時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓ以前に、チャージモードから高速減衰モードへの移行する処理である。
ステップＳ１６において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判断し、当該判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、図９のステップＳ２２の処理に進む。
ステップＳ１７において、電流制限制御部１１２は、閾値超過フラグＣＬが“１”であるか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図９のステップＳ２２の処理に進む。

ステップＳ１８において、電流制限制御部１１２は、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”であるか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図９のステップＳ２２の処理に進む。
次にステップＳ１９において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図９のステップＳ２２の処理に進む。
ステップＳ２０においてブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮを記憶し、ステップＳ２１においてＰＷＭ信号発生器１１３がＨブリッジ回路２０に対して高速減衰モードで動作するように指示し、図９のステップＳ２２の処理に進む。

（時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓの低速減衰モード移行処理）
図９に示したステップＳ２２〜Ｓ２６は、図７の時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓに、チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードへ移行する処理である。
ステップＳ２２において、ブリッジ制御部１０７は、減衰モード切替時間Ｔｆｓが経過したか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３４の処理に進む。
ステップＳ２３において、ブリッジ制御部１０７は、減衰モード切替時間Ｔｆｓであるか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ２７の処理に進む。

次にステップＳ２４において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判断し、当該判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２５にてチャージモード時間ＴＯＮを記憶する。
更にステップＳ２６において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。この処理により、図７のＰｅｒｉｏｄ１〜４の減衰モード切替時間Ｔｆｓにおいて、実線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌは、急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わる。図７では、前回の下降期間の減衰モード切替時間Ｔｆｓは図示していないが、例えばＰｅｒｉｏｄ２，４において、破線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌが急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わっている。この切り替わり時間は、前回の下降期間の減衰モード切替時間Ｔｆｓである。

（時間Ｔｃｓ，Ｔｆｓ以降の時間Ｔｍａｘにおける低速減衰モード移行処理）
ステップＳ２７〜Ｓ３０は、図７の時間Ｔｃｓと減衰モード切替時間Ｔｆｓ以降の時間Ｔｍａｘに、チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードに移行する処理である。
ステップＳ２７において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘであるか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３１の処理に進む。

次にステップＳ２８において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判断し、当該判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２９にてチャージモード時間ＴＯＮを記憶する。
更にステップＳ３０において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。この処理により、図７のＰｅｒｉｏｄ３の時間Ｔｍａｘにおいて、破線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌは、急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わる。

（時間Ｔｃｓ，Ｔｆｓ以降で時間Ｔｃｅに次周期準備処理）
ステップＳ３１〜Ｓ３３は、図７の時間Ｔｃｓと減衰モード切替時間Ｔｆｓ以降の時間Ｔｃｅに、次のＰＷＭ周期の準備をする処理である。
ステップＳ３１において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｅであるか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３４の処理に進む。当該判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ３２にて次のＰＷＭ周期のモータ動作条件設定と減衰モード切替時間設定（図１０参照）を行い、ステップＳ３３にて電流制御有効フラグＣＬＭに“０”を設定する。ステップＳ３３で設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、次回のＰＷＭ周期においても用いられる。

ステップＳ３４において、ブリッジ制御部１０７は、現在のＰＷＭ周期が終了する時間Ｔｅであるか否かを判断し、当該判断条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図８のステップＳ１２の処理に戻り、このＰＷＭ周期の処理を繰り返す。当該判断条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、現在のＰＷＭ周期の処理を終了する。

図１０は、減衰モード切替時間設定のフローチャートである。ここでは、図９のステップＳ３２のモータ動作条件設定処理と同時に実施される減衰モード切替時間設定の詳細を示している。
ステップＳ４０において、ブリッジ制御部１０７は、今回のＰＷＭ周期のチャージモード時間ＴＯＮを取得する。
ステップＳ４１において、ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回の下降期間の同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きいか否かを判断する。ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きいと判断したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ４２の処理に進み、チャージモード時間ＴＯＮが前回のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きくないと判断したならば（Ｎｏ）、ステップＳ４３の処理に進む。

ステップＳ４２において、ブリッジ制御部１０７は、次回の下降期間の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを所定量だけ減少させ、ステップＳ４４の処理に進む。ここで１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓとは、ＰＷＭ周期番号が１だけ小さいものをいう。
ステップＳ４３において、ブリッジ制御部１０７は、次回の下降期間の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを所定量だけ増加させる。
ステップＳ４４において、ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮ＿ｏに、チャージモード時間ＴＯＮを設定する。これにより、今回のチャージモード時間ＴＯＮは、次回の下降期間においてチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏとして参照される。ブリッジ制御部１０７は、ステップＳ４４の処理が終了すると、図１０の処理を終了する。

この減衰モード切替時間設定では、今回の下降周期に対する次回の下降周期のチャージモード時間ＴＯＮが安定するように、次回の下降周期の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを変更している。これにより、次回の下降周期において、電流測定値Ｉｃｏｉｌを基準電流値Ｉｒｅｆに近づけることができる。

図１１は、モータ回転角θがπ／２ごとにＰＷＭ周期と同期することを示す図である。
図１１の縦軸は、基準電流値Ｉｒｅｆを示している。図１１の横軸は、回転角θを示している。Ｘ軸上の円は、モータ制御装置１００によるモータ回転角θとＰＷＭ周期との同期を示している。
本実施形態のモータ制御装置１００は、モータ回転角θがπ／２ごと、すなわち９０度ごとにＰＷＭ周期と同期させる。つまり、ＰＷＭ周期の起点をモータ回転角θのπ／２ごとにリセットしている。これにより、ＰＷＭ周期を自由に設定することができる。なお、モータ回転角θがπ／２周期ごとであれば、ＰＷＭ周期のリセットはどのタイミングでもよい。
モータ回転角θとＰＷＭ周期を同期しない場合、最大で１ＰＷＭ周期分の制御の遅れが発生する。この遅れは、モータ回転角θとＰＷＭ周期とが再び同期するまで影響する。この遅れにより、モータ回転角θにより、同一順番のＰＷＭ周期でありながらも基準電流値Ｉｒｅｆが異なる場合が発生し、チャージモード時間ＴＯＮが正しく比較できなくなるおそれがある。

図１２は、モータ回転角θがπごとにＰＷＭ周期と同期する変形例を示す図である。
図１２の縦軸は、基準電流値Ｉｒｅｆを示している。図１２の横軸は、回転角θを示している。Ｘ軸上の円は、モータ制御装置１００によるモータ回転角θとＰＷＭ周期との同期を示している。
変形例のモータ制御装置１００は、モータ回転角θがπごとにＰＷＭ周期と同期する。すなわち１８０度ごとにＰＷＭ周期と同期する。モータ回転角θがπ周期ごとであれば、ＰＷＭ周期のリセットはどのタイミングでよい。

図１３は、モータ回転角θが２πごとにＰＷＭ周期と同期する変形例を示す図である。
図１３の縦軸は、基準電流値Ｉｒｅｆを示している。図１３の横軸は、回転角θを示している。Ｘ軸上の円は、モータ制御装置１００によるモータ回転角θとＰＷＭ周期との同期を示している。
変形例のモータ制御装置１００は、モータ回転角θが２πごと、すなわち３６０度ごとにＰＷＭ周期と同期する。モータ回転角θが２π周期ごとであれば、ＰＷＭ周期のリセットはどのタイミングでよい。このようにすることで、モータ回転角θとＰＷＭ周期との同期処理の負荷を軽減することができる。

［変形例］
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上記した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、削除もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１） 上記実施形態では、プログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明したが、ＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、またはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)などを用いたハードウエア的な処理で実現してもよい。

（２） Ｈブリッジ回路２０を構成するスイッチング素子として、上記実施形態ではＦＥＴを適用したが、これらに代えてバイポーラ・トランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、その他のスイッチング素子を適用してもよい。
（３） また、上記実施形態では、モータ１２０としてバイポーラ型２相ステッピングモータを適用した例を説明したが、モータ１２０の種類や相数は用途に応じて様々なものを適用してもよい。
（４） 上記実施形態においては、基準電流値Ｉｒｅｆの設定方式としてマイクロステップ方式を採用したが、基準電流値Ｉｒｅｆは、回転角θに対して連続的に変化する値を用いてもよい。

２，４，６，８，１５，１７ スイッチング素子
１２，１４，１６，１８ ダイオード
２０，２０Ｘ，２０Ｙ Ｈブリッジ回路
１００ モータ制御装置 （モータ電流制御装置の一例）
１０１ ＣＰＵ（制御手段）
１０２ ＲＡＭ
１０３ ＲＯＭ
１０４ タイマ
１０５ Ｉ／Ｏポート
１０６ バス
１０７ ブリッジ制御部 （制御手段の一部）
１１０ ブリッジ制御回路
１１１ 電流フィルタ （制御手段の一部）
１１２ 電流制限制御部 （制御手段の一部）
１１３ ＰＷＭ信号発生器 （制御手段の一部）
１１４ 比較器
１１５ Ｄ／Ａコンバータ
１１６ 電流検出部
１１７ Ａ／Ｄコンバータ
１１８ ＢＥＭＦ検出部
１２０ モータ
１２２ＸＰ，１２２ＸＮ，１２２ＹＰ，１２２ＹＮ 固定子 （モータコイルの一例）
１２４Ｘ，１２４Ｙ，１２４ 固定子巻線
１２６ 回転子
１３０ 上位装置
１４０ 直流電源
１４２ アース線

Claims (5)

1. スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
   前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、またはモータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、
   を有し、
   前記制御手段は、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値と減衰モード切替時間とを設定し、
   各前記ＰＷＭ周期の開始時に前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替え、前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高速減衰モードに切り替えると共にチャージモード時間を記憶し、前記減衰モード切替時間が経過した後に、前記Ｈブリッジ回路を前記低速減衰モードに切り替え、
   今回の下降期間における当該ＰＷＭ周期のチャージモード時間と、前回の下降期間における当該ＰＷＭ周期と同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間とを比較し、次回の下降期間における当該ＰＷＭ周期よりも１つ前のＰＷＭ周期の減衰モード切替時間を更新する、
   ことを特徴とするモータ電流制御装置。
2. 前記制御手段は、前記今回の下降期間における前記ＰＷＭ周期のチャージモード時間が、前記前回の下降期間における前記ＰＷＭ周期と同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間より長いならば、前記次回の下降期間における当該ＰＷＭ周期よりも１つ前のＰＷＭ周期の減衰モード切替時間を短くし、
   前記今回の下降期間における当該ＰＷＭ周期のチャージモード時間が、前記前回の下降期間における当該ＰＷＭ周期と同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間より短いならば、前記次回の下降期間における当該ＰＷＭ周期よりも１つ前のＰＷＭ周期の減衰モード切替時間を長くする、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ電流制御装置。
3. 前記制御手段は、前記モータの所定位相角毎に前記ＰＷＭ周期を同期させる、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ電流制御装置。
4. 前記所定位相角は、π／２、πまたは２πである、
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ電流制御装置。
5. スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
   前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、またはモータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、
   を備えたモータ電流制御装置のモータ電流制御方法であって、
   前記制御手段が、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値と減衰モード切替時間とを設定するステップと、
   各前記ＰＷＭ周期の開始時に前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップと、
   前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高速減衰モードに切り替えると共にチャージモード時間を記憶するステップと、
   前記減衰モード切替時間が経過した後に、前記Ｈブリッジ回路を前記低速減衰モードに切り替えるステップと、
   今回の下降期間における前記ＰＷＭ周期のチャージモード時間と前回の下降期間における前記ＰＷＭ周期と同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間とを比較し、次回の下降期間における当該ＰＷＭ周期よりも１つ前のＰＷＭ周期の減衰モード切替時間を更新するステップと、
   を実行することを特徴とするモータ電流制御方法。

Images