JP6045125B2 - 分離型電流／電圧、電圧／電圧変換器 - Google Patents

Description

関連出願のデータ
本願は、Ｕ．Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）にしたがって、２００７年１０月３０日に出願された米国仮特許出願第６０／９８３，８８４号の優先権を主張する。
発明の分野
本発明は、電流を電圧に変換することによって電流を測定するデバイスに関する。更に特定すれば、本発明は、測定しようとする回路から分離された、直流電流および交流電流双方を測定する高帯域幅デバイスに関する。

電流を測定するための技法は、いくつか知られている。最も単純なものでは、電流経路に挿入された分路抵抗器を備えている。この方法は安価であるが、分離には備えておらず、特に大きな信号振幅が要求されるときには、過大な電力を消費する。

別の技法に、ホール効果電流センサを採用したものがある。この種のセンサは、分離、高分解能、および低損失に備えている。生憎、このようなデバイスの帯域幅は数百キロヘルツに抑えられ、分路抵抗器と比較するとコストが高い。更に、このセンサは、追加の補償回路を採用したとしても、測定可能な程の温度ドリフトを呈する。更に、殆どの目的に対して満足できる精度を得るためには、電流導通導体周囲の磁界をしかるべく集中させるためにギャップを有する比較的大きな磁気コアを用いて、センサを実現しなければならない。このため、この種の電流センサは、余分にかさばり、重くなり、コスト高となる。

近年、異方性磁気抵抗（ＡＭＲ）効果に基づく電流センサが導入された。ＡＭＲ効果は、印加した磁界が存在する中における強磁性体の抵抗変化から生ずる。この効果を用いると、ホール効果センサよりも高い帯域幅を有するセンサを作ることができるが、このようなセンサの出力電圧は、温度変動の影響を受ける。更に、十分な出力電圧を発生するためには、増幅回路が必要となり、デバイスにコストが加算されることになる。全体的に、このセンサはホール効果電流センサまたは単純な分路抵抗器よりも高価となる。

巨大磁気抵抗（ＧＭＲ）効果も、電流測定に用いることができる。この効果は、多層構造の抵抗の磁気感度によって得られる。ＧＭＲ効果はＡＭＲ効果よりも高い感度を呈するが、ＧＭＲ効果は強い非線形挙動も呈する。これまでに、この技法に基づいた電流センサは市販されるに至っていない。

フラックスゲートに基づくセンサ(fluxgate-based sensor)は、前述の原理のいずれに基づくセンサよりも、高い精度および優れた温度挙動を有するが、これを達成するには、遥かに高いコストがかかり、しかも物理的サイズも大きくなる。このため、このようなセンサは多くの用途には望ましくないものとなっている。

別の部類のセンサでは、測定する電流を、変圧器の一次側を通過させ、それを用いて変圧器のコアを飽和状態に保持する原理に基づくものがある。次いで、電圧を二次側に印加して、コアを線形範囲に押し込み、二次側を通過して、一次電流に比例する電流を生成する。次いで、この二次電流を、センサ抵抗器を用いて測定する。しかしながら、このようなセンサは、磁気コアを飽和させるには不十分な小電流を測定することはできない。

ゼロ付近の電流は、コアを飽和状態に維持するような大きさとした定常電流を通すバイアス巻線を追加することによって測定することができる。しかしながら、バイアス電流は、定常電力流出を生じ、更にセンサ抵抗器において電圧オフセットを生ずる。したがって、高精度を達成するには、バイアス巻線を通過する電流を高い精密度(precision)で制御しなければならない。更に、この種の電流センサの帯域幅は、必然的に非常に小さくなる。何故なら、断面積が大きなフェライトまたはパーマロイ材料の磁気コアを採用しているからである。加えて、フェライトおよびパーマロイ・コアは、温度変化の影響を非常に受けやすいので、この種のセンサは著しい温度依存性を呈する。

したがって、広い測定範囲において交流および直流電流を測定しつつ、高帯域幅および高精度を呈し、しかも低電力消費、測定する電流からの確実な分離、低温度感度、および低コストを達成する、改良電流センサが求められている。

変圧器を用いて、高精度、高帯域幅電流センサを達成する。この変圧器は、測定対象電流を通す１つ以上の巻線を有する一次巻線と、一次電流をサンプリングするために用いられる二次巻線と、一次電流の大きさに関係なくコアを選択的に飽和状態にする補助巻線とを有する磁気コアを備えている。あるいは、補助巻線を取り除いて、制御回路が多少複雑になることを犠牲にして、サンプリング機能および飽和機能の双方を、二次巻線を用いて実行することもできる。この電流センサは、消費する電力が少なく、測定電流とセンサとの間に直流電気分離を備え、低温度感度を呈し、磁気コア材料の特質、および巻線を制御する方法のために、安価である。

以下で論ずる本発明による電流センサの様々な実施形態において、直流電流または交流電流を、定められた再現可能な伝達特性で、電圧に変換する。センサから得られた出力電圧は、数ボルトの振幅を有するので、アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）と直接インターフェースすることが可能になる。このセンサは、測定対象電流と検知回路との間に分離を備え、一次側にゼロの平均電圧降下を誘起する。このセンサは、最小の電力損失で、１ＭＨｚを超える帯域幅の正および負電流を測定することができる。また、先行技術のセンサが採用する一定電流の変わりに、パルス状補助電流を用いて磁気コア材料を選択的に飽和させることにより、０アンペアまでの電流を精度高く測定することもできる。この方法により、電力消費および出力電圧オフセットが大幅に低減し、これによってセンサが測定することができる入力電流のダイナミック・レンジが改善する。補助電流をパルス状にするので、補助巻線は、変圧器の磁束を制御するために用いたエネルギの実質的な量を復元するように構成することができ、その結果、先行技術のセンサと比較して、５０％までの電力損失の低減となる。更に、本発明は、オフセット電圧の供給電圧に対する依存性を排除するので、一定補助電流を用いる先行技術のセンサよりも、測定精度が向上する。加えて、補助電流が測定精度に影響を及ぼさないので、非常に単純で低価格の回路によって発生することができる。パルス状補助電流の更に別の効果は、様々な先行技術のセンサにおいて生じたような、過剰電流の発生がオフセット電圧を変化させることがないという点にある。

補助電流のパルス状の特質によって可能となる本発明の別の実施形態では、補助巻線を取り除くことができ、飽和機能を二次巻線が担うことができる。本発明は、一定電流が補助巻線を通過する必要がないので、二次巻線を時間で共有することができ、最初に磁気コアを飽和させ、次いで一次電流をサンプリングする役割を果たすことができる。これによって、回路は多少複雑になるものの、磁気回路のサイズが縮小し、複雑さが低下する。しかしながら、制御回路およびスイッチを特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）に実装すれば、回路の複雑さが上昇しても、センサのコストや大きさ(bulk)が増大することはない。

本発明によるセンサの出力電圧は、ディジタル的に処理して、当業者には周知の曲線当てはめおよび温度補償技法を用いることによって、更に精密度を向上させることもできる。しかしながら、ディジタル補正技法を採用しない代替実施形態も、本発明の範囲および主旨の範囲内に入る。以下では電流センサの様々な具体的な実施形態について論ずるが、これらは、当業者には本発明によって得られる利点の代表例と捕らえられてしかるべきであり、本発明をいずれの特定の実施形態にも限定することは意図していない。

本発明による電流センサの第１実施形態は、磁気コアを有する変圧器を含む。磁気コアの周囲には、１つ以上の巻線を含む一次巻線と、一次電流を測定するために用いられる二次巻線と、磁気コアを飽和状態にするために用いられる補助巻線とが巻回されている。一次巻線を通過する電流が、それ自体で磁気コアを飽和させるには不十分な場合であっても、磁気コアを飽和状態にするために、補助巻線の両端間に電圧を選択的に印加するためにプログラマブル飽和スイッチを用いる。電力消費を低減するために、磁気コアを確実に飽和させるのに十分な長さだけ飽和スイッチを閉にする。次いで、飽和スイッチを開にし、サンプリング・スイッチを閉にする。サンプリング・スイッチは、二次巻線の両端間に電圧を印加し、磁気コアを線形領域に引き戻す。一旦そうすると、二次巻線を通過する電流が、一次巻線における電流に比例するようになる。この電流を、検知抵抗器間の電圧に変換し、次いでこの検知電圧をアナログ／ディジタル変換器によってサンプリングする。次いで、サンプリング・スイッチを開にし、二次巻線を通過する電流は、１組のダイオードを自由に通過し、結局回路をその元の状態に戻すことになる。測定プロセスを繰り返すことができる頻度は、コアを飽和状態から引き出し、測定信号が安定になる状態とし、ついでサンプリング・スイッチを開にした後に回路をリセットするために要する時間のみによって制限される。磁気コア材料の材料および幾何学的形状の賢明な選択によって、１ＭＨｚを超えるサンプリング・レートも可能になる。あるいは、センサは測定プロセスの間だけ電力を消費するに過ぎないので、サンプリング・レートを低下させることによって、電力消費を一層低減することもできる。

変圧器を飽和状態から引き出すために必要なオフセット電流および時間を最小限に抑えるために、本発明による電流センサの一実施形態では、低保磁力および正方形に近いＢ−Ｈループを有する磁気材料を選択する。サンプリング周波数は、コア材料の断面積を縮小することによって増大させることができ、測定精度には影響を及ぼさない。アモルファスおよびナノクリスタル合金は、所望の特性を呈する磁性体の例である。パーマロイおよびスーパーマロイの方が一般にコストがかかり、温度安定性に劣るが、これらを基板上にめっきすると、非常にコンパクトな幾何学的形状にすることが可能になる。したがって、これらの材料も本発明の範囲および主旨の範囲内に入るものとする。

本発明によるセンサの第２実施形態は、電力消費の多少の増大、および磁気コアを飽和させるために用いられる補助電流に対する測定の依存性が生ずるものの、単一方向電流だけでなく、双方向電流も測定するために用いることができる。これを達成するには、第１実施形態の回路を用いるが、そのスイッチ制御方式を変更する。サンプリング・スイッチを閉にするときに、飽和スイッチを開にするのではなく、これを閉にしたままにしておく。このため、補助電流によって形成される磁場が、一次電流によって形成される磁場に追加され、その結果検知抵抗器にオフセット電圧が現れる。つまり、一次電流測定の精度が、補助電流の精密度に依存するようになるが、双方向電流を測定することが可能になるという利点が得られる。検知抵抗器の電圧を測定した後補助電流をオフにするので、センサの全体的な電力消費は、先行技術のセンサと比較しても、低いままである。

本発明による電流センサの第３実施形態は、電流源ではなく電圧源の測定を可能にするための、一次側入力回路に対する変更を含む。このようにするために、抵抗を電圧源と直列に配置して、一次電流を通過するように導かれる電流を発生する。電力を保存するためには大きな抵抗器および対応して小さな電流が望ましいので、一次巻線の巻線数を増加させて、減少させた電流を補償するとよい。電流センサのこの実施形態は、特に、高浮動電圧電位上に重畳された電圧の測定を必要とする用途において有用であり、高帯域幅および高精度の電圧プローブの製作が可能になる。また、この実施形態は、例えば、分離型切り換えモード電源の一次側と二次側との間における分離境界(isolation boundary)を克服するために、電圧の分離測定を必要とするときに、特に優れた低コストの解決策となる。尚、一次側には補助電源を必要としないことは、注記すべきであろう。

本発明による電流センサの第４実施形態は、アナログ／ディジタル変換器を取り除き、その代わりに単純なサンプル・ホールド回路を用いることによって、低コストのアナログ出力を発生する。このサンプル・ホールド回路は、正しい時点で検知電圧を確実に取り込むために、スイッチを管理する制御回路によってクロックで駆動される(clocked)。

本発明による第５実施形態では、過剰電流警報または保護回路として作用するように、出力回路を構成する。アナログ比較器を用いて、検知抵抗器両端間にかかる電圧を、基準電圧レベルと比較する。Ｄ−Ｑフリップ・フロップまたは切り換えタイミングを制御する制御回路によってクロック駆動されるその他のラッチ回路を用いて、比較器の出力をラッチする。こうして、Ｄ−Ｑフリップ・フロップの出力は、安定なロジックレベルの過剰電流警報または保護信号として有用となる。

本発明による電流センサの第６実施形態では、１つ以上の範囲選択スイッチを含ませることによって、電流センサのダイナミック・レンジを改善する。この範囲選択スイッチは、制御回路が追加の抵抗器を、検知抵抗器に並列または直列な回路に加入または離脱させるように選択的に切り換えることを可能にする。これによって、１つ以上の範囲選択スイッチの位置を変化させることによって高範囲または低範囲を選択して、高い相対精度で１つのアナログ／ディジタル変換器によって低電流源および高電流源の双方を測定することが可能になる。

本発明による電流センサの第７実施形態では、補助巻線を取り除き、二次巻線を用いて、サンプリング・スイッチを閉にする前に、磁気コアを飽和させる。補助電流は、サンプリング・スイッチが閉にされている時間間隔においてのみ必要なので、１つの二次巻線を、飽和機能およびサンプリング機能間で時間共有することができる。２つの巻線だけがあればよいので、この実施形態は、集積レベルの向上、そして潜在的なコスト低減を達成する。この実施形態は、特に、特定用途集積回路による制御に適している。これについては以下で更に詳しく論ずる。しかしながら、この実施形態では、必然的に、サンプリング・スイッチが閉じている間は飽和スイッチを開くことが必要になるので、第２実施形態において述べたような双方向電流を測定するためには用いることはできない。

本発明による第８実施形態では、センサ回路の２つの複製を、１つの一次電流を測定するように構成し、一次電流の連続測定に備えて、測定帯域幅を大幅に広げる。一次電流は、２つの変圧器コアの一次巻線を通過するように導かれ、１つの制御回路が、本発明にしたがって動作する２つの測定回路を管理する。この制御回路は、２つの測定回路間で出力を周期的に切り換え、各回路のサンプリング・デューティ・サイクルが５０％よりも高く維持されており、約１８０度位相がずれている限り、一次電流の連続測定を維持する。

本発明による第９実施形態では、センサは、変圧器を制御するために用いられたエネルギの一部を、補助巻線を通じて電源に回収することによって、電力損失を低減するように構成されている。これによって、５０％まで電力損失を低減することができる。更に、素子数が減少し、システム・コストが低減する。この実施形態は、一定の補助電流を用いる先行技術のセンサに勝る、追加の重要な利点を指摘する。先行技術のセンサにおける一定補助電流のために、補助巻線はエネルギを復元するように構成することができず、サンプリング・スイッチを開にした後に流れる電流が消散し、その結果電力損失が大幅に多くなる。

前述した実施形態のうち任意のものにおいて、制御回路は、飽和スイッチおよびサンプリング・スイッチのタイミングおよびデューティ・サイクルを制御することができ、更に、検知回路によって発生した電圧をサンプリングするために用いられるアナログ／ディジタル変換器のタイミングも制御することができる。また、制御回路は検知電圧をサンプリングするために用いられるサンプル・ホールド回路またはＤ−Ｑフリップ・フロップも制御することができる。この制御回路は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコントローラ、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、ディスクリート・ロジックで組み立てた回路、または当業者には周知のその他のディジタル制御回路のうち任意のものを備えることができる。切り換えタイミングを制御するためにアナログ回路を用いることも、本発明の範囲および主旨の範囲内に入るものとする。

以上の電流センサの様々な実施形態の説明は、本発明によって得られる利点の当業者に対する代表例としての役割を果たすことを意図しており、本発明をいずれの１組の特定実施形態にも限定することは意図していない。以下の好適な実施形態の詳細な説明を検討することにより、高精度および高帯域幅電流測定値を提供し、低温度感度および低コストをもたらす電流センサ、ならびにその付加的な利点および目的の実現の一層完全な理解が当業者に得られる。添付図面を参照するが、最初にこれらについて端的に説明する。

図１は、飽和型変圧器を採用した従来の電流センサの模式図である。 図２は、飽和型変圧器を採用し、ゼロ付近の電流の測定を可能にするように変更した、従来の電流センサの模式図である。 図３は、本発明による電流センサの第１実施形態例の模式図である。 図４は、本発明による電流センサの実施形態例において用いられる磁性体における磁界強度（Ｈ）と磁束密度（Ｂ）との間の関係を示す代表的ヒステリシス・プロットである。 図５ａは、本発明による電流センサの代表的実施形態の異なる位置において測定した代表的な電圧波形を示す。 図５ｂは、本発明による電流センサの代表的実施形態の異なる位置において測定した代表的な電圧波形を示す。 図５ｃは、本発明による電流センサの代表的実施形態の異なる位置において測定した代表的な電圧波形を示す。 図６は、任意の電圧電位上に重畳させた電圧を測定するように構成した、本発明の第３実施形態の模式図である。 図７は、アナログ出力信号を生成するように構成した、本発明の第４実施形態の模式図である。 図８は、ディジタル過剰電流指示信号を生成するように構成した、本発明の第５実施形態の模式図である。 図９は、２つの選択可能な電流範囲において電流を測定するように構成した、本発明の第６実施形態の模式図である。 図１０は、磁気コアを飽和させ更に一次電流をサンプリングするための双方に１つの巻線のみを用いるように構成した、本発明の第７実施形態の模式図である。 図１１は、高帯域幅連続アナログ出力信号を供給するように構成した本発明の第８実施形態の模式図である。 図１２は、電力損失を大幅に低減するように構成した本発明の第９実施形態の模式図である。

本発明は、一次電流の大きさには関係なく、選択的に飽和させられる磁気コア変圧器を用いて、一次巻線を通過する電流を測定するように構成した電流センサを提供する。このセンサは、高精度および高帯域幅電流測定を提供し、しかも低温度感度および低コストに備えている。以下に続く詳細な説明では、図面の１つ以上に現れる同様の要素を示すために同様の番号を用いることとする。

図１は、測定回路から、測定対象電流を分離するために変圧器を採用し、直流電流を測定することができる従来の電流センサの模式図を示す。測定対象電流１１０２は、変圧器の一次巻線１１０４を通過する。この変圧器は、一次巻線１１０４を通過する電流によって飽和状態に保持されている磁気コア１１０６を備えている。発振器１１６を用いて周期的パルスを発生して、スイッチ１１１２をオンにし、電源１１２６から変圧器の二次巻線１１０８に電圧を印加する。二次電流によって、磁気コアは線形領域に戻され、二次巻線１１０８両端間に電圧降下１１１８が生ずる。電圧降下１１１８をＶ_ｔで示す。スイッチ１１１２が開になっているとき、ダイオード１１２０および１１１４によって、電流は二次巻線１１０８を自由に通過する。Ｖ_Ｓで示す電圧降下１１２２がセンサ抵抗器１１１０の両端間に生じ、アナログ・フィルタ１１２４に導かれ、アナログ・フィルタ１１２４は、測定対象電流１１０２に比例する電圧１１２８を出力する。この回路の欠点は、測定対象電流１１０２によってコアを飽和状態に保持しなければならないことであり、このため、コアを飽和状態にするには不十分な磁界を変圧器内に生成する低電流を測定するためには、この回路を用いることができない。更に、この回路は双方向電流を測定することもできない。

図２は、ゼロ付近の電流を測定するという問題を解決する、従来の代替電流センサの模式図を示すが、この電流センサは電力消費の増大、そして測定精度がバイアス電流の精密制御に依存するという余分な欠点を招く。この回路では、測定対象電流１２０２は、磁気コア１２０６を有する変圧器の一次巻線１２０４を通過する。この変圧器は、二次巻線１２０８およびバイアス巻線１２１２の双方を含む。バイアス巻線１２１２を通過するバイアス電流Ｉ_ｂは、電源１２２４と直列となっている抵抗器１２１４によって設定される。電流Ｉ_ｂは、一次電流がゼロ付近にある場合でも、変圧器を飽和状態に保持する役割を果たす。図１に示した回路におけると同様、発振器１２３０が周期的にスイッチ１２１０を閉じて、二次巻線１２０８に電圧を印加し、コア１２０６を線形領域に引き戻す。これによって、検知抵抗器１２１６の両端間にＶ_Ｓで示す電圧降下１２１８が生ずる。この電圧降下１２１８は、バイアス巻線１２１２を通過するバイアス電流と、一次巻線１２０４を通過する一次電流との和に比例する。これらの電流は、巻線１２０４、１２０８、および１２１２の巻線比によって倍率調整されている。検知抵抗器１２１６間の電圧降下は、アナログ処理回路１２２８を用いて測定される。アナログ処理回路１２２８は、バイアス電流によって生成されるオフセット電圧を補償し、測定対象の一次電流に比例するアナログ出力電圧１２２６も生成する。しかしながら、このバイアス電流は定常電力流出を起こし、更に一次電流測定値にオフセットを付加するので、この測定値の精度はバイアス電流の安定性によって抑えられてしまうことが、当業者には認められよう。

図３は、本発明による電流センサの第１実施形態例を示す。この実施形態では、電流センサは、環状磁気コア１１２で構成された変圧器を備えている。この変圧器は、一次巻線１２６、二次巻線１２８、およびコア１１２を選択的に飽和状態にするように構成されている補助巻線１３０を含む。一次巻線１２６は、少なくとも１回のターンを備えており、測定対象電流１０８を通す。一次巻線１２６における巻線数、二次巻線１２８における巻線数、および補助巻線１３０における巻線数の比は、Ｎ_ｐ：Ｎ_ｓ：Ｎ_ａｕｘで表される。検知抵抗器１３４が、二次巻線１２８と直列に設けられており、Ｖ_Ｓで示す電圧降下１１４を生ずる。この電圧降下１１４は、一次電流をＮ_ｐ／Ｎ_ｓの比率で倍率調整し、検知抵抗器１３４の値で乗算した値に比例する。変圧器コア１１２、一次巻線１２６、および二次巻線１２８は、このように、測定対象電流１０８と、その電流の測定値を表す電圧１１４との間に分離を備える。

この実施形態では、飽和スイッチ１３２が、制御回路１０２の制御の下で、パルス状に閉にされる。制御回路１０２は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコントローラとして実現することができ、あるいはディスクリート・ディジタル・コンポーネントで組み立てることもできる。しかしながら、飽和スイッチ１３２は、アナログ回路の制御によって閉にすることもでき、その場合でも本発明の範囲および主旨に該当することに変わりはないことは認められてしかるべきである。飽和スイッチ１３２が閉にされると、電流Ｉ_ａｕｘが電源１１０から補助巻線１３０を通過して流れる。電流Ｉ_ａｕｘの大きさはＶ_ｄｃ／Ｒ_１に制限され、ここでＶ_ｄｃは電源１１０の電圧であり、Ｒ_１は電流制限抵抗器１２２の抵抗値である。この電流の大きさは、一次電流１０８の測定前に磁気コア１１２を確実に飽和状態にするように選択される。しかしながら、飽和スイッチ１３２が開いているとき、補助巻線１３０には電流が流れず、したがってオフ・サイクルの間ここでは電力が消散されないことは注記してしかるべきである。

サンプリング・スイッチ１２４は、制御回路１０２の制御によって、パルス状に閉にされる。サンプリング・スイッチ１２４が閉にされると、電圧が二次変圧器巻線１２８に印加され、変圧器コア１１２を飽和状態から追い出す。一旦サンプリング・スイッチ１２４が開いたなら、２つのダイオード１２０および１１８によって、電流は自由に二次巻線１２８を通過することが可能になる。

図４は、本発明による電流センサの一実施形態についての動作点および設定点を示す。磁気コア１１２のＢ−Ｈヒステリシス曲線が示されており、磁界強度（Ｈ）が横軸に沿ってプロットされており、磁束密度（Ｂ）が縦軸に沿ってプロットされている。サンプリング・スイッチ１２４を開にし飽和スイッチ１３２を閉にすると、コア１１２の磁化が、コア１１２が飽和する動作点２０２に移動する。動作点２０２の正確な位置は、一次電流の値に依存する。しかしながら、保持電流を慎重に選択すれば、動作点２０２がＢ−Ｈ曲線の飽和領域から外側に移動することは決してないことが保証される。一旦コアがこの動作点に来ると、飽和スイッチ１３２を開にし、サンプリング・スイッチ１２４を閉にして、磁化をＢ−Ｈ曲線に沿って設定点２０４まで移行させる。設定点２０４において、一次電流１０８を表す検知電圧１１４を測定する。この測定プロセスについては、図５ａ〜図５ｃのタイミング図を参照して以下で更に説明する。

図５ａ〜図５ｃは、本発明の一実施形態による代表的タイミング図を示す。図５ａ、図５ｂ、および図５ｃの時間軸は同一であり、互いに対応する。検知電圧１１４は、一次電流１０８（図３参照）に比例し、Ｔで示すサンプリング時間期間３０２毎に１回サンプリングされる。サンプリング期間Ｔは、更に、３つの時間期間、即ち、ｔ_１で表す第１時間期間３０４、ｔ_２で表す第２時間期間３０６、およびｔ_３で表す第３時間期間３０８に再分割されている。図５ａの縦軸３１４は、下のトレース３１２で示す飽和スイッチ１３２の状態と、上のトレース３１０で示すサンプリング・スイッチ１２４の状態とを表す。時間期間ｔ_１の間、飽和スイッチ１３２はオンになっており、サンプリング・スイッチ１２４はオフになっている。時間期間ｔ_２の間、飽和スイッチ１３２がオフになり、サンプリング・スイッチ１２４はオンになっている。時間期間ｔ_３の間、飽和スイッチ１３２およびサンプリング・スイッチ１２４双方がオフになっている。

図５ｂの縦軸３１６は、検知抵抗器１３４（図３参照）の両端間にかかる検知電圧１１４の大きさを表す。検知電圧１１４の大きさは、Ｖ_Ｓで示されている。図５ｃの縦軸３２４は、Ｖ_ｔで示す、二次巻線電圧１１６の大きさを表す（図３参照）。時間期間ｔ _１ の間、飽和スイッチ１３２は閉にされており、Ｉ_ａｕｘ＝Ｖ_ｄｃ／Ｒ_１の一定電流が補助巻線１３０を通過し、図４に示す動作点２０２において、変圧器コア１１２を飽和状態にする。飽和スイッチ１３２を閉にする前に、一次電流１０８が、それ自体でコア１１２を飽和状態に保持するのには十分でなかった場合、電流Ｉ_ａｕｘは直ちにＶ_ｄｃ／Ｒ_１にまで上昇せず、二次巻線１２８両端間には一時的な負電圧が現れる。代表的な負電圧過渡を図５ｃに示し、破線のトレース３３０で図示する。時間期間ｔ_１は、Ｉ_ａｕｘがその定常状態レベルにまで上昇できる程に長く存続しなければならない。定常状態レベルに達した時点で、磁気コア１１２は飽和状態となり、動作点２０２に到達している。

次いで、時間期間ｔ_２の開始時に、飽和スイッチ１３２を開にし、サンプリング・スイッチ１２４を閉にする。この時点で、補助電流Ｉ_ａｕｘは流れが止まり、二次巻線１２８を通過する電流Ｉ_Ｓが優勢となる。二次巻線の両端間にかかる電圧Ｖ_ｔは、以下の式で示される。

ここで、Ｖ_ｄｃは電源１１０の電圧であり、Ｒ_Ｓは、図３に示す検知抵抗器１３４の値である。一旦図４に示すように磁化がＢ−Ｈ曲線に沿って設定点２０４に移行し、磁気コアがもはや飽和状態でなくなったなら、二次巻線電流Ｉ_Ｓは、以下の式で示される。

ここで、Ｉ_ｍａｇは、磁気コア１１２によって誘起される磁化電流であり、Ｉ_ｐは一次電流１０８であり、Ｎ_ｐは一次巻線１２６の巻線数であり、Ｎ_ｓは二次巻線１２８の巻線数である。尚、二次電流は、補助電流にもサンプリング・スイッチ１２４のオン状態抵抗値にも依存しないことは注記してしかるべきである。磁化電流Ｉ_ｍａｇは、次のように記述することができる。

ここで、Ｉ_ｍは、変圧器コアの形状によって決まる磁路長であり、Ｈ_Ｃは、保磁力であり、コアを構成する磁性体の特性である。低保磁力を呈するコアを選択することによって、以下の式を満たす状態が得られる。

つまり、磁化電流の影響を無視することができる。これが望ましい理由は、保磁力Ｈ_Ｃの値にはデバイス間でばらつきがあり、異なる温度依存性を呈するからである。この場合、二次電流Ｉ_Ｓは、単純に、一次電流Ｉ_ｐに巻線比Ｎ_ｐ／Ｎ_ｓを乗算した値に等しい。アモルファスまたはナノ結晶合金に基づく磁気コアは、特に適している。何故なら、これらは低い保磁力を有し、低温度ドリフトを呈するからである。パーマロイおよびスーパーマロイは、高温安定性はないが、かなり低い保磁力を呈し、しかも加工性が高いので、本発明と共に用いるのに適している。フェライト材料は、低保磁力も低温度ドリフトももたらさないが、低コストおよび高加工性を呈するので、低コストの低精密度電流検知用途には魅力的である。つまり、フェライト材料で作られたコアも、本発明の範囲および主旨に該当する。磁化電流を無視できない高精密度の用途では、温度およびオフセット補償を、当業者には周知の任意の数の方式によって実現することができる。

磁気コア１１２の断面積は、測定精度については何の関係もない。実際には、断面積Ａ_Ｃが小さい方が好ましい。何故なら、コアを飽和状態にするための時間が短縮するからであり、二次巻線の両端間に印加しなければならないボルト−秒が少なくて済むからである。図４を参照すると、２０６に示す磁束変化を達成するために必要な時間ｔ_ｏｎは、完全に矩形のＢ−Ｈループを有するコアについて、以下の式によって示される。磁束変化はΔＢで示されている。

つまり、磁気コア１１２の断面積を縮小すると、電流センサのサイズ縮小およびコスト低減が得られるだけでなく、そのサンプリング・レートが高くなる。あるいは、サンプリング・レートを一定に保つのであれば、断面積が小さい程、電力消費が減少する。更に、コアの総体積が減少するので、コア損失も低減する。

ｔ_ｏｎ時間期間３３４が経過した後、サンプリング時点３２０において検知電圧１１４をサンプリングする。本発明による電流センサの一実施形態では、検知電圧１１４をサンプリングする際、サンプル・ホールド・フロント・エンド回路を有するアナログ／ディジタル変換器１０４を用いる。このディジタル信号を、次に制御回路１０２によって処理することができ、あるいは任意のディジタル／アナログ変換器１０６（図３参照）を用いて、アナログ出力１３６に逆変換することもできる。

時間期間ｔ_２の終了時に、サンプリング・スイッチ１２４を開にし、二次巻線１２８を通過する電流は、ダイオード１１８および１２０を自由に通り抜ける。図５のトレース３３２で示すように、二次巻線の両端間にかかる電圧Ｖ_ｔが負になり、時間期間Ｔの残りの間その元の値にリセットするまで、時間期間ｔ_ｏｆｆ３３６の間そこに留まる。尚、検知抵抗器１３４両端間には負の電圧は現れないことを注記しておく。このため、保護回路を全く設けずに、アナログ／ディジタル変換器１０４を直接接続することができる。サンプリング・スイッチ１２４は、電源１１０の電圧Ｖ_ｄｃとダイオード１１８および１２０両端間に生じる電圧降下との和を遮断できなければならない。時間期間ｔ_３の残りの間、補助電流は流れないので、本発明による回路における電力消散は、先行技術に対して大幅に減少する。

時間期間ｔ_１の長さは、一次電流がゼロであっても、回路が磁気コア１１２を飽和状態にすることができるように設定されている。一方、ｔ_２の最小間隔は、図４に示す設定点２０４に到達するのに要する時間ｔ_ｏｎに設定されている。磁気コア１１２の材料およびその幾何学的形状が、この値に影響を及ぼす。電力消費を減少させるためには、ｔ_２をできるだけ短く抑えることが望ましい。例示の目的で、図５は、実際に必要となるよりも長い時間ｔ_２を示す。一旦検知電圧が安定値に達したなら、アナログ／ディジタル変換器はその値を取り込むことができ、次いでサンプリング・スイッチ１２４を直ちに開にすることができる。時間間隔ｔ_ｏｆｆ３３６は、変圧器の磁化を、Ｉ_ｐによって駆動される値に戻すのに必要なボルト−秒の数によって決定され、これが時間間隔ｔ_３の最小長を設定する。しかしながら、多くの用途において、サンプリング・レートを低くすることを犠牲にして電力消費を減少させる目的で、ｔ_３はその最小値よりも長く選択される。時間期間ｔ_ｏｆｆの後、時間期間ｔ_３の残りの間電力は消散されず、一次側の挿入インピーダンスはゼロとなる。一次側の平均電圧降下は、変圧器磁化インダクタンスのためにゼロになることを注記することは興味深いことである。この電圧降下は、二次巻線の両端間にかかる電圧Ｖ_ｔに変圧器の巻線比Ｎ_ｐ／Ｎ_ｓを乗算することによって求められる。

図３に示した本発明の実施形態は、飽和スイッチおよびサンプリング・スイッチを動作させる様式を変化させることによって、双方向一次電流も測定することができる。双方向の用途では、飽和スイッチ１３２は、時間間隔ｔ_２３０６の間閉にしたままにしておくことができる。この場合、補助電流Ｉ_ａｕｘは、磁化電流Ｉ_ｍａｇとともに、出力電圧Ｖ_Ｓのオフセットを決定する。このモードでは、補助電流の精度が出力電圧の精度に影響を及ぼすので、それに十分な精密度を与えることが重要である。このモードでは、一次入力電流に対する検知電圧Ｖ_Ｓの利得ｍは、以下の式で示される。ここで、抵抗Ｒ_１１２２は、補助電流を設定するために用いられる。

また、補助電流を設定するために、抵抗器Ｒ_１の変わりに、出力インピーダンスが大きな電流源を用いることもできる。この場合も、Ｒ_１は非常に大きくなるので、利得は巻線比および検知抵抗器Ｒ_Ｓ１３４のみに依存する。

図６は、本発明による電流センサの第３実施形態である。この場合、本発明による電流ではなく、電圧または電圧差を測定することが望ましい。このようにするために、抵抗器４０４を用いて、入力電圧４０２を電流に変換する。この電流は、一次巻線１２６を通過する。電圧源Ｖ_ｐｏｔ４０６は任意の電圧であり、センサが、直流電気分離を備えることによって、高く変化する電圧電位４０６上に重畳された電圧差または電圧４０２を測定できることを強調している。電力消費を低く抑えるために抵抗器４０４を一般に非常に大きく選択することにより、一次巻線１２６を通過する電流を減少させる。検知回路の感度を維持するためには、一次巻線１２６における巻線数を増加させればよい。この回路の残りの部分は、図６には示されていない任意のディジタル／アナログ変換器１０６を除いて、図３に示すものと同一である。

図７は、本発明による電流センサの第４実施形態を示す。低コストのアナログ出力を供給するために、単純なサンプル・ホールド回路５０４を用いて、抵抗１３４両端間に現れるパルス状電圧を取り込む。サンプル・ホールド回路は、このパルス状電圧信号を定常アナログ電圧出力５０６に変換する。

図８は、本発明による電流センサの第５実施形態である。ここでは、出力回路が、測定対象電流１０８が既定値を超えたときに状態を変化させるディジタル出力信号を供給するように構成されている。アナログ比較器６０６を用いて、基準電圧レベル６０８を、検知抵抗器１３４両端間にかかる電圧１１４と比較する。測定した電圧１１４が基準電圧６０８を超えた場合、比較器６０６の出力が変化する。電圧１１４は時間ｔ_２の間でないと得られないので、Ｄ−Ｑフリップ・フロップを用いて、サンプル時点３２０（図５参照）において比較器の状態を取り込む。

図９は、本発明による電流センサの第６実施形態を示す。範囲選択スイッチ７０４が前述した回路に追加されている。制御回路１０２が範囲選択スイッチ７０４を閉にすると、範囲選択抵抗７０２が切り換えられて、検知抵抗１３４と並列な回路に入り、二次巻線１２８と接地との間の抵抗値を減少させ、対応して、アナログ／ディジタル変換器１０４が測定する電圧が変化する。これによって、同じアナログ／ディジタル変換器を、高および低一次電流双方に用いることが可能となる。つまり、一次電流が小さい場合、範囲選択スイッチ７０４を切り換えることによって、アナログ／ディジタル変換器の入力における電圧を、アナログ／ディジタル変換器の最大分解能まで広げることができ、検知回路のダイナミック・レンジの拡大が可能となる。あるいは、範囲選択スイッチによって、ビット分解能が低い安価なアナログ／ディジタル変換器を採用することが可能になり、しかも低電流レベルにおいて適当な分解能を維持する。また、１つよりも多い範囲選択スイッチを用いて、追加の電流測定範囲を設けることもできる。更に、範囲選択スイッチは、直列に配した検知抵抗群に対して動作するように構成することもできる。例えば、範囲選択スイッチを用いて、２つの直列検知抵抗器のうち１つを迂回し、ＡＤＣに現れる電圧を変化させることができる。

図１０は、補助巻線を不要にするように構成した、本発明による第７実施形態の模式図である。別個の二次巻線および補助巻線を用いる変わりに、この実施形態の回路は、二次巻線８４０を、コア１１２を飽和させるためおよび一次電流１０８をサンプリングするための双方に用いるように構成されている。この実施形態は、特に、８４２で示すような、特定用途集積回路内に集積するのに非常に適している。この実施形態では、２つの飽和スイッチ８２６および８２８、ならびに２つのサンプリング・スイッチ８２２および８２４が必要となる。何故なら、二次巻線８４０の極性を期間ｔ_１およびｔ_２（図５参照）間で変化させなければならないからである。飽和スイッチ８２６および８２８は、コア１１２を飽和状態にするために、飽和時間期間中一緒に閉にされる。図１０は、抵抗ではなく、電流源８３２によって供給される飽和電流を示す。これは、このような電流源は集積回路内に集積するのに非常に適しているからである。しかしながら、代案として、飽和スイッチ８２８と接地との間に抵抗器を用いることも可能である。一旦コアを動作点２０２（図４参照）まで移動させたなら、飽和スイッチ８２６および８２８を開にし、サンプリング・スイッチ８２２および８２４を閉にする。これによって、一次電流１０８に比例する電流が二次巻線８４０を通過し、検知抵抗器８３０両端間に電圧が生ずる。この電圧を、ＡＤＣ８０６によってサンプリングするか、または他の実施形態において示したような他の方法によってサンプリングする。次いで、サンプリング・スイッチ８２２および８２４を開にし、磁化電流がダイオード８１８および８２０を自由に流れ始める。他の実施形態とは異なり、この結果、以下の式で示される電圧が、二次巻線の両端間に発生する。

ここで、Ｖ_ｔ８１６は二次巻線８４０両端間にかかる電圧であり、Ｖ_ｄｃは電源８０２の電圧であり、Ｖ_ｄ１はダイオード８１８両端間において生ずる電圧降下であり、Ｖ_ｄ２はダイオード８２０両端間において生ずる電圧降下である。

この実施形態の利点の１つは、図３に示した実施形態と比較して、電力損失を５０％まで低減することである。何故なら、ダイオード１１８および１２０において電力が消散される変わりに、電源８０２によって電力が復元されるからである。以前に指摘したように、そして本願において記載する全ての実施形態の特徴として、時間間隔ｔ_２３０６における二次電流は、サンプリング・スイッチ８２２および８２４のオン抵抗に依存しない。つまり、電流測定の精密度は、磁気コア材料によって誘起される磁化電流の安定性のみに依存する。

本発明のこの第７実施形態の欠点の１つは、前述のように飽和スイッチおよびサンプリング・スイッチ双方を閉にしたまま維持することによって、双方向電流を測定することができないことである。これは、同じ巻線をサンプリング回路と共有するので、サンプリング・フェーズの間補助電流を供給できないからである。

図１１は、本発明による電流センサの第８実施形態の模式図である。この実施形態では、電流センサは、連続アナログ出力信号を提供するように構成されており、測定システムの帯域幅を格段に広げる。この実施形態は、本質的に、共通制御回路９５２の制御によって、２つのセンサを組み合わせたものである。このセンサは、２つの磁気コア９０８および９１０を備えている。第１一次巻線９０４が第１コア９０８の周囲に巻回されており、第２一次巻線９０６が第２コア９１０の周囲に巻回されている。一次電流９０２は双方の一次巻線を通過する。コアの各々は、補助巻線９１４および９１８に加えて、それ自体の二次巻線９１２および９１６を有する。更に、各コアは、それ自体の電子回路が関連付けられている。この電子回路は、第１検知抵抗器９２８および第２検知抵抗９３０、第１飽和スイッチ９２２および第２飽和スイッチ９２６、ならびに第１サンプリング・スイッチ９２０および第２サンプリング・スイッチ９２４を含む。制御回路９５２は、本発明の他の代替実施形態について前述したように、双方の測定回路を制御するように構成されている。更に、制御回路９５２は、５０％を超えるオン・デューティ・サイクルで各サンプリング・スイッチを動作させるように構成されており、第１サンプリング・スイッチ９２０の動作を、第２サンプリング・スイッチ９２４とはほぼ１８０度位相ずれとなるように維持する。本質的に、この結果、第２サンプリング・スイッチが開いているときは第１サンプリング・スイッチは閉じている、またはその逆となる。また、制御回路９５２は、出力選択スイッチ９５４を切り換えるように構成されている。出力選択スイッチ９５４は、第１検知抵抗器９２８の両端間にかかる電圧または第２検知抵抗器９３０の両端間にかかる電圧のいずれかを選択的に出力９５６まで導出する。制御回路９５２は、出力選択スイッチ９５４の切り換え時機を合わせて、出力が切り換えられた時点において、選択された回路の電圧出力が常に有効であることを確保する。つまり、一次電流９０２をサンプリングするために各磁気コアにおけるサンプリング電流をパルス状にするという事実にも拘わらず、図１１における電流センサの出力９５６は連続的であり、一次電流９０２を非常に高い帯域幅で追跡する。

図１２は、本発明による電流センサの第９実施形態の模式図である。この実施形態の目的は、補助巻線１３０を図５に示した時間間隔ｔ_ｏｆｆ３３６の間エネルギを復元するように構成することによって、電力損失を大幅に低減することである。二次巻線１２８の両端間に接続されていたダイオードを省略し、こうして時間間隔ｔ_ｏｆｆ３３６の間電流がダイオード１２５２を通過するように促す。順方向降下電圧によるダイオード１２５２における小さな電力損失を除いて、時間間隔ｔ_ｏｆｆ３３６の間に流れる電流は、完全に電源１１０に回収される。この実施形態の制御方式および動作原理は、図５において説明したのと同一である。本明細書において記載した他の実施形態とは対照的に、時間間隔ｔ_ｏｆｆ３３６の間、電圧Ｖ_ｔ１１６は、電源１１０の電圧に、補助巻線１３０の二次巻線１２８に対する巻線比を乗算した値によって決定される。

以上、分離型電流センサの様々な実施形態について説明したが、本発明の一定の利点が達成されたことは、当業者には明白なはずである。また、本発明の範囲および主旨の範囲内で、その種々の修正、適合、代替実施形態も可能であることも認められてしかるべきである。更に、本発明は以下の特許請求の範囲によって定められるものとする。

Claims (27)

1. 電流センサであって、
   一次巻線と、二次巻線と、実質的に環状の磁気変圧器コアとを有し、前記一次巻線および二次巻線が前記コアを通過する、変圧器であって、
   前記一次巻線が測定対象電流を通すように構成され、
   前記二次巻線が、サンプリング巻線と補助巻線とに分割され、前記磁気変圧器コア内に飽和磁場を誘起するために、パルス状飽和電流を通し、更に前記磁気変圧器コア内に前記飽和磁場とは逆向きの磁場を誘起するために、パルス状サンプリング電流を通すように構成された、変圧器と、
   前記二次巻線に電流を供給する電源と、
   前記サンプリング巻線に結合された検知回路であって、前記測定対象電流の大きさに実質的に比例する電圧を測定するように構成された、検知回路と、
   前記パルス状飽和電流を前記補助巻線に印加し、前記パルス状サンプリング電流を前記サンプリング巻線に印加するように構成された、制御回路と、
   からなり、
   前記制御回路は、更に、前記パルス状サンプリング電流を前記サンプリング巻線に印加する前に前記補助巻線における前記パルス状飽和電流をオフし、前記パルス状飽和電流を前記補助巻線に印加する前に前記サンプリング巻線における前記パルス状サンプリング電流をオフするように構成された、電流センサ。
2. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記制御回路は、更に、最初に前記パルス状飽和電流を前記補助巻線に印加し、次いで前記パルス状飽和電流および前記パルス状サンプリング電流が同時に流れるように前記パルス状サンプリング電流を前記サンプリング巻線に印加し、次いで前記パルス状サンプリング電流および前記パルス状飽和電流を実質的に同時にオフにするように構成された、電流センサ。
3. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記制御回路は、更に、該制御回路が前記パルス状サンプリング電流をオフにしたときに、前記補助巻線から前記電源にエネルギが流れて戻るように構成された、電流センサ。
4. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記制御回路は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、マイクロコントローラ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、およびディスクリート・ディジタル論理素子を含む回路のうち少なくとも１つを含む、電流センサ。
5. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記制御回路はアナログ回路を含む、電流センサ。
6. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記検知回路は、前記制御回路からタイミング・パルスを受けるように構成されたサンプル・ホールド回路を含む、電流センサ。
7. 請求項６記載の電流センサにおいて、前記検知回路は、更に、前記制御回路から制御信号を受けるように構成されたアナログ／ディジタル変換器を含む、電流センサ。
8. 請求項７記載の電流センサにおいて、前記検知回路は、更に、アナログ電圧出力を生成するように構成されたディジタル／アナログ変換器を含む、電流センサ。
9. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記検知回路は、
   検知抵抗器と、
   アナログ電圧基準と、
   前記検知抵抗器両端間に発生する電圧を前記アナログ電圧基準と比較するように構成されたアナログ比較器と、
   前記アナログ比較器からデータ信号を受け、前記制御回路からタイミング信号を受けるように構成されたラッチ回路と、
   を含む、電流センサ。
10. 請求項１記載の電流センサであって、更に、
    少なくとも第１検知抵抗器と第２検知抵抗器と、
    選択的に前記第２検知抵抗器を前記第１検知抵抗器に並列に接続するように構成された少なくとも１つの範囲選択スイッチと、
    を含み、前記制御回路は、更に、前記少なくとも１つの範囲選択スイッチを選択的に開および閉にするように構成された、電流センサ。
11. 請求項１記載の電流センサであって、更に、
    少なくとも第１検知抵抗器と第２検知抵抗器であって、前記第１検知抵抗器が前記第２検知抵抗器と直列に配された、少なくとも第１検知抵抗器と第２検知抵抗器と、
    前記第２検知抵抗器を選択的に迂回するように構成された少なくとも１つの範囲選択スイッチと、
    を含み、前記制御回路は、更に、少なくとも１つの範囲選択スイッチを選択的に開および閉にするように構成された、電流センサ。
12. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記一次巻線は、前記実質的に環状の磁気変圧器コアを１回通過する１つの導体を含む、電流センサ。
13. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記磁気変圧器コアは、アモルファス合金、ナノクリスタル合金、フェライト材料、パーマロイ、およびスーパーマロイのうちの少なくとも１つを含む、電流センサ。
14. 請求項１記載の電流センサにおいて、前記磁気変圧器コアは、基板上にめっきされたコアを含む、電流センサ。
15. 電流センサであって、
    一次巻線と、補助巻線と、二次巻線と、該一次巻線と補助巻線と二次巻線が通過する実質的に環状の磁気変圧器コアとを有する変圧器であって、
    前記一次巻線が測定対象電流を通すように構成され、
    前記補助巻線が、前記磁気変圧器コア内に飽和磁場を誘起するために、パルス状飽和電流を通すように構成され、
    前記二次巻線が、前記磁気変圧器コア内に、前記パルス状飽和電流によって誘起された飽和磁場とは逆方向の磁界を誘起するために、パルス状サンプリング電流を通すように構成された、変圧器と、
    前記補助巻線および前記二次巻線に電流を供給する電源と、
    前記補助巻線を前記電源に選択的に接続するために、前記補助巻線に動作上結合された飽和スイッチと、
    前記二次巻線を前記電源に選択的に接続するために、前記二次巻線に動作上結合されたサンプリング・スイッチと、
    前記二次巻線と直列に動作上接続された検知抵抗器と、
    前記検知抵抗器の両端間に発生する電圧を測定するように構成された検知回路であって、サンプル・ホールド回路およびアナログ／ディジタル変換器を含む、検知回路と、
    前記飽和スイッチおよび前記サンプリング・スイッチを選択的に開および閉にするように、更に前記サンプル・ホールド回路および前記アナログ／ディジタル変換器に制御信号を送るように構成されたディジタル制御回路と、
    を含み、
    前記ディジタル制御回路は、更に、最初に前記飽和スイッチを閉として前記パルス状飽和電流を前記補助巻線に印加し、次いで前記サンプリング・スイッチを閉として前記パルス状サンプリング電流を前記二次巻線に印加し、前記飽和スイッチ及び前記サンプリング・スイッチが同時に閉になることがないように構成された、電流センサ。
16. 請求項１５記載の電流センサにおいて、前記制御回路は、更に、該制御回路が前記パルス状サンプリング電流をオフにしたときに、前記補助巻線から前記電源にエネルギが流れ戻るように構成された、電流センサ。
17. 請求項１５記載の電流センサにおいて、前記制御回路は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、マイクロコントローラ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、およびディスクリート・ディジタル論理素子を含む回路のうち少なくとも１つを含む、電流センサ。
18. 請求項１５記載の電流センサにおいて、前記検知回路は、更に、アナログ電圧出力を生成するように構成されたディジタル／アナログ変換器を含む、電流センサ。
19. 請求項１５記載の電流センサであって、更に、
    少なくとも１つの範囲選択抵抗器と、
    前記少なくとも１つの範囲選択抵抗器を前記検知抵抗器に選択的に並列に接続するように構成された少なくとも１つの範囲選択スイッチと、
    を含み、
    前記制御回路は、更に、前記少なくとも１つの範囲選択スイッチを選択的に開および閉にするように構成された、電流センサ。
20. 請求項１５記載の電流センサであって、更に、
    前記検知抵抗器と直列に配された少なくとも１つの範囲選択抵抗器と、
    前記少なくとも１つの範囲選択抵抗器を選択的に迂回するように構成された少なくとも１つの範囲選択スイッチと、
    を含み、
    前記制御回路は、更に、少なくとも１つの範囲選択スイッチを選択的に開および閉にするように構成された、電流センサ。
21. 請求項１５記載の電流センサにおいて、前記一次巻線は、前記実質的に環状の磁気変圧器コアを１回通過する１つの導体を含む、電流センサ。
22. 請求項１５記載の電流センサにおいて、前記磁気変圧器コアは、アモルファス合金、ナノクリスタル合金、フェライト材料、パーマロイ、およびスーパーマロイのうちの少なくとも１つを含む、電流センサ。
23. 請求項１５記載の電流センサにおいて、前記磁気変圧器コアは、基板上にめっきされたコアを含む、電流センサ。
24. 電流センサであって、
    第１一次巻線と、第１二次巻線と、該第１一次巻線と第１二次巻線が通過する実質的に環状の第１磁気変圧器コアとを有する第１変圧器であって、
    前記第１一次巻線が測定対象電流を通すように構成され、
    前記第１二次巻線が、前記第１磁気変圧器コア内に第１飽和磁場を誘起するために、第１パルス状飽和電流を通すように、更に前記第１磁気変圧器コア内に、前記第１飽和磁場とは逆方向の磁場を誘起するために、第１パルス状サンプリング電流を通すように構成された、第１変圧器と、
    第２一次巻線と、第２二次巻線と、該第２一次巻線と前記第２二次巻線が通過する実質的に環状の第２磁気変圧器コアとを有する第２変圧器であって、
    前記第２一次巻線が測定対象電流を通すように構成され、
    前記第２二次巻線が、前記第２磁気変圧器コア内に第２飽和磁場を誘起するために、第２パルス状飽和電流を通すように、更に前記第２磁気変圧器コア内に、前記第２飽和磁場とは逆方向の磁場を誘起するために、第２パルス状サンプリング電流を通すように構成された、第２変圧器と、
    前記第１変圧器の前記第１二次巻線に結合された第１検知回路であって、前記第１一次巻線を流れる電流の大きさに実質的に比例する電圧を測定するように構成された第１検知回路と、
    前記第２変圧器の前記第２二次巻線に結合された第２検知回路であって、前記第２一次巻線を流れる電流の大きさに実質的に比例する電圧を測定するように構成された第２検知回路と、
    前記第１パルス状飽和電流を前記第１二次巻線に、前記第２パルス状飽和電流を前記第２二次巻線に選択的に印加し、出力選択スイッチを切り換え、前記第１パルス状サンプリング電流を前記第１二次巻線に、前記第２パルス状サンプリング電流を前記第２二次巻線に選択的に印加するように構成された制御回路であって、
    前記第１パルス状サンプリング電流および前記第２パルス状サンプリング電流の内の一方が流れ、
    前記出力選択スイッチが、前記第１パルス状サンプリング電流が流れているときには前記第１検知回路を選択し、前記第２パルス状サンプリング電流が流れているときには前記第２検知回路を選択する、ようにする、制御回路と、
    を含む、電流センサ。
25. 請求項２４記載の電流センサにおいて、
    前記第１二次巻線は、更に、第１サンプリング巻線と第１補助巻線とに分割され、
    前記第２二次巻線は、更に、第２サンプリング巻線と、第２補助巻線とに分割され、
    前記制御回路は、更に、
    前記第１パルス状飽和電流を前記第１補助巻線に印加し、
    前記第１パルス状サンプリング電流を前記第１サンプリング巻線に印加し、
    前記第２パルス状飽和電流を前記第２補助巻線に印加し、
    前記第２パルス状サンプリング電流を前記第２サンプリング巻線に印加するように構成された、
    電流センサ。
26. 請求項２４記載の電流センサにおいて、前記制御回路は、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）、マイクロコントローラ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、およびディスクリート・ディジタル論理素子を含む回路、のうち少なくとも１つを含む、電流センサ。
27. 請求項２４記載の電流センサにおいて、前記検知回路は、更に、アナログ電圧出力を生成するように構成されたディジタル／アナログ変換器を含む、電流センサ。