CN114966159A - 用于非接触式电流测量的电流传感器 - Google Patents

Abstract

本发明描述了一种用于非接触式电流测量的方法。根据一个实施例，所述方法包括通过控制与磁芯磁性耦合的至少一个次级导体，将所述磁芯向正向和负向上交替地磁化至最大值；生成振荡信号，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；以及基于所述振荡信号在所述第一状态和所述第二状态中停留的时间来确定流过与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流的第一测量值。

Description

用于非接触式电流测量的电流传感器

技术领域

本发明涉及传感器设备以及用于非接触式电流测量的方法，尤其涉及根据磁通门原理的设备和方法。

背景技术

已知所谓的开环式(direktabbildende)电流传感器来进行无接触且由此无电势的电流测量。开环式电流传感器测量由于待测量的电流造成的磁通量，所述磁通量取决于待测量电流的强度。所测量的磁通量值还是对待测量电流的强度的度量。导通待测量电流的导体在此大多被引导磁场的磁芯(例如环芯)包围。例如可以将霍尔传感器用作用于磁通量的传感元件。如此构造的电流传感器是成本低廉的，但是具有相对较低的准确度。

另一组电流传感器形成所谓的补偿电流传感器，其中借助于布置在磁芯上的产生反向磁场的补偿绕组来补偿由磁芯中待测量的电流造成的磁场。借助于闭合的控制回路用补偿电流来控制补偿绕组，使得磁芯中的整个磁场接近零。可以借助于磁场传感元件来检测磁场的零点。

一组特殊的补偿电流传感器形成所谓的磁通门电流传感器。这些电流传感器同样具有大多为环形的磁芯，所述磁芯带有导通待测量电流的(至少一个)初级绕组以及为振荡电路一部分的(至少一个)次级绕组。在振荡电路工作时，磁芯被周期性地再磁化。为此，当在磁芯中出现磁饱和时，流过次级绕组的电流总是可以被转换极性。通过次级绕组的电流以及到达磁饱和之前的时间取决于初级绕组中待测量的电流。通过适合的后续的信号处理可以消除磁芯滞回的影响并且由此实现非常准确的电流测量。

出于这个原因，磁通门电流传感器还适合于差值电流测量。差值电流测量形成总和电流测量的特殊情况。在总和电流测量时，两个或更多个初级导体与环芯磁性耦合，使得流入初级导体中的电流的磁场与磁芯中的磁场相长叠加，因此电流传感器测量流入初级导体中的电流的总和。如果现在如此缠绕两个初级绕组，使得由流入其中的(初级)电流造成的磁场在磁芯中相消叠加，于是电流传感器测量这两个初级电流的差值。适合用于差值电流测量的电流传感器通常用在故障电流断路器中。

根据磁通门原理工作的差值电流传感器的例子在公开文件US 2016/0033555 A1(

等人)中有所描述。本发明人以尤其在待测量电流或电流差值非常小的应用方面改进根据磁通门原理的现有电流传感器为目的。

发明内容

上述目的通过根据权利要求所述的电路并且通过根据权利要求所述的方法来实现。不同的实施例和改进方案是所附权利要求书的主题。

根据一个实施例，电流传感电路包括带有磁芯的振荡电路，与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体。所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体使所述磁芯周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值。所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号，当到达所述最大值时所述振荡信号从第一状态改变为第二状态或者从第二状态改变为第一状态。所述振荡信号在所述第一状态和所述第二状态中停留的时间取决于流过所述至少一个初级导体的有效初级电流。所述电流传感器还包括时间测量电路，所述时间测量电路设置为用于周期性地测定第一时长和第二时长，所述振荡信号在振荡周期中在所述第一状态中停留所述第一时长并且所述第二状态中停留所述第二时长。分析单元设置为用于测定所述第一时长与所述第二时长之间的差值并且基于所述差值来确定有效初级电流的测量值。在一个特殊的实施例中，所述有效初级电流可以是差值电流。

根据另一个实施例，电流传感电路包括带有磁芯的振荡电路，与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体。所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体使所述磁芯周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值。所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号，所述振荡信号具有取决于所述初级导体中的有效初级电流的占空比。占空比放大电路设置为用于增大取决于所述有效初级电流的、所述占空比与参考值的偏差。

根据另一个实施例，电流传感电路包括带有磁芯的振荡电路，与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体。所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体使所述磁芯周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值。所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号，当到达所述最大值时所述振荡信号从第一状态改变为第二状态或者从第二状态改变为第一状态。分析单元设置为用于基于所述振荡信号在所述第一状态中和所述第二状态中停留的时间来确定流过所述至少一个初级导体的有效初级电流的第一测量值，并且与此并行地基于在所述次级导体中流动的次级电流来确定所述有效初级电流的第二测量值。

其他的实施例涉及用于电流测量的方法。在一个实施例中，所述方法包括通过控制与磁芯磁性耦合的至少一个次级导体，将所述磁芯向正向和负向上交替地磁化至最大值；生成振荡信号，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；确定第一时长和第二时长，所述振荡信号在振荡周期中在所述第一状态中停留所述第一时长并且所述第二状态中停留所述第二时长；以及基于所述第一时长与所述第二时长之间的差值来测定流过与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流的测量值。

在另一个实施例中，所述方法包括通过控制与磁芯磁性耦合的至少一个次级导体，将所述磁芯向正向和负向上交替地磁化至最大值；生成振荡信号，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；以及生成具有占空比的经修改的振荡信号，所述占空比与参考值的偏差大于所述振荡信号的对应的占空比，所述振荡信号取决于流过与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流。

在另一个实施例中，所述方法包括通过控制与磁芯磁性耦合的至少一个次级导体，将所述磁芯向正向和负向上交替地磁化至最大值；生成振荡信号，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；基于所述振荡信号在所述第一状态和所述第二状态中停留的时间来确定流过与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流的第一测量值，以及与此并行地，基于代表流过所述至少一个次级导体的电流的次级电流信号来确定所述有效初级电流的第二测量值。

附图说明

下文将借助附图详细解说各个实施例。图示不一定是按比例的并且本发明不受限于所示的方面。相反，重要的是展示了所示实施例的基本原理。

图1以框图示出根据磁通门原理工作的电流传感器。

图2以在磁场强度上的磁化率图示出在初级电流为零的情况下自由振荡的电流传感器中磁芯的磁化率特征曲线的理想化曲线。

图3以电流-时间图示出在初级电流为零的情况下自由振荡的电流传感器中次级电流的理想化曲线。

图4以在磁场强度上的磁化率图示出在初级电流大于零的情况下自由振荡的电流传感器中磁芯的磁化率特征曲线的理想化曲线。

图5以电流-时间图示出在初级电流大于零的情况下自由振荡的电流传感器中次级电流的理想化曲线。

图6以框图示出根据磁通门原理工作的电流传感器，尤其用于差值电流测量并且用于检测初级电流的强度。

图7是根据一个实施例的电流传感电路的框图。

图8展示了用于匹配(放大)脉冲宽度调制信号的占空比的电路的例子。

图9-图11为用于展示来自图8的电路的功能的正时图表。

图12展示了例如在图7中所示的电流传感组件中次级绕组的替代性实现方式的例子。

具体实施方式

在图1中作为框图示出根据磁通门原理工作的电流传感器。在所示的例子中，电流传感器应测量流过初级导体101的电流，所述电流在下文中被称为初级电流i_P。所述电流传感器具有初级导体102以及由软磁性材料形成的例如未开槽的环形磁芯103。磁芯103将初级导体101与次级导体102磁性耦合。初级导体101与次级导体102可以分别以未缠绕(磁性有效的匝数等于1)或经缠绕(匝数大于1)的方式实施，其中初级导体101和次级导体102的匝数可以是相同的或不同的。初级导体101例如直线式(未缠绕，匝数等于1)穿过环形芯103并且被环形芯103包围。次级导体102可以以经缠绕的方式实施并且具有匝数N>1。在此情况下，次级导体102还被称为次级绕组。

通过受控的电压源104对次级导体102进行馈送，所述电压源例如产生接近矩形的两极源电压±U_S并且由此驱动次级电流i_S穿过次级导体102。电压源104例如可以借助于晶体管H桥来实现。为了测量次级电流i_S，可以在次级导体102与电压源104之间连接具有电阻值R_CS的测量电阻105。借助于测量单元106来提取、预处理(例如数字化)出现在测量电阻105上的电压U_CS，并将其以代表次级电流i_S的信号的形式送入控制单元107。控制单元107由其产生用于电压源104的控制信号CTR。用于测量次级电流的其他概念是已知的。在使用晶体管桥电路作为电压源104时，例如可以将所谓的传感晶体管用于电流测量。

下文中将参照图2至图5详细阐释在图1中展示的电流传感器的工作方式。在图2中示出的磁化率特征曲线展示了在零安培初级电流下磁性芯103的铁磁性特性，其中在横坐标轴上记录了磁场强度H并且在纵坐标轴上记录了磁化率M。磁化率特征曲线具有接近矩形的磁滞，所述磁滞具有矫顽场强H_C和饱和磁化率M_SAT。对应于安培定律，对于磁场强度H简化地有H＝i_S/l_FE·N，其中参数I_FE是指芯103中磁场线的有效磁路长度，并且N是当初级导体101的匝数等于1时次级导体102的匝数。

对应于法拉第定律，对于在次级导体102中感生的电压u_i有：

u_i＝-N·dΦ/dt＝-N·A·dB/dt， (1)

其中A是指芯103的(有效)横截面积，Φ是指由次级电流i_S造成的芯103中的磁通量，B是指磁通量密度，其中B＝μ0·(H+M)，并且μ0是指磁场常数。在芯103的再磁化期间(对应于图2中的磁化率特征曲线的左侧或右侧的垂直分支)，磁化率的变化速率dM/dt表现为与所感生的电压u_i成比例，其中磁场强度H以及因此还有次级电流i_S基本上是常数，也就是说

u_i＝-N·A·μ₀·dM/dt(再磁化期间) (2)

换言之，在再磁化期间次级线圈102的导数电感率是非常大的(理想化为无穷大)。一旦在芯103中的磁化已经到达饱和磁化率M_SAT，则次级电流i_S升高并且仅受到次级导体102的欧姆电阻值和测量电阻105的欧姆电阻值RM的总和的限制。

在图3中示出了，当初级电流i_P等于零时，次级电流i_S的时间曲线。控制单元107可以识别次级电流i_S(向正向和负向)的(突然)升高，其中例如可以使用比较器。在此处说明的实施例中，一旦次级电流i_S超过正向阈值+i_SMAX或者低于负向阈值-i_SMAX，控制单元107就生成用于使电流源104的电压U_S转换极性的信号，由此启动下一个再磁化循环。电压源104、次级绕组102、电流测量电路106以及控制单元107基本上形成振荡电路。电压源104的极性转换通常如已经提及地在到达磁饱和时进行，由此在理论上构成松弛振荡器。在此处说明的概念中对振荡电路的具体实现方式(例如电流源、电流测量和磁饱和度检测的实现方式)不再赘述。各种可能性本身都是已知的。

在再磁化过程期间，次级电流i_S是常数并且对应于磁化电流+i_μ或-i_μ。磁化电流i_μ的绝对值取决于磁化度特征曲线中的磁滞宽度，即取决于矫顽场强H_C，即i_μ＝l_FE/N·H_C(对于初级电流i_P＝0A)。一旦芯103中的磁化率到达正向或负向饱和磁化率±M_SAT，次级电流i_S开始如上所提及地向正向或负向升高。由于磁滞特征曲线的对称性，次级电流i_S的时间曲线关于平均值是对称的。

图4和图5示出，对于初级电流i_P不等于零的情况，磁化率特征曲线以及次级电流i_S的时间曲线。由初级电流i_P产生的磁场在芯103中与次级电流i_S叠加，这在图4中表达为磁化率特征曲线沿着横坐标轴的偏移(与图2相比)。次级电流i_S的相关的时间曲线在图5中展示。这个曲线类似于在图3中展示的情况，其中初级电流i_P为零，但是区别在于，次级电流i_S不再关于横坐标轴(i_S＝0)对称地延伸，而是关于与之平行地偏移的直线(其中i_S＝i_P/k)对称。也就是说，在再磁化过程期间，除了在磁化电流大小上的磁滞偏置±i_μ之外，初级电流i_P和次级电流i_S处于与初级导体101和次级导体102的匝数相同的比率k。当初级导体的匝数为1时，比率k对应于次级导体102的匝数N。

存在各种方案来测定初级电流的测量值。第一种方案在于分析再磁化过程期间的次级电流。据此，在再磁化过程期间在测量电阻105处对次级电流i_S或电压u_CS进行采样(见图3)。通过在次级电流i_S的周期的前一半(第一测量循环)中对代表次级电流i_S的信号进行采样，获得了电流测量值i_S[n-1]＝(i_P/N)+i_μ，并且在后一半周期(第二测量循环)中获得了电流测量值i_S[n]＝(i_P/N)-i_μ。然后，通过求第一测量循环和第二测量循环的平均值可以消除由于磁化电流造成的磁滞误差。如下计算在采样时间点n处的初级电流i_P：

i_P(n)＝(N/2)·(i_S[n-1]+i_S[n])。 (3)

由于磁化率特征曲线的磁滞对测量结果实际上没有影响，这种电流测量方法非常适合于测量非常小的电流。测量范围从几个毫安直至千毫安。在磁芯103的再磁化过程期间，次级电流i_S以对应于转化率N:1的方式跟随初级电流i_P。在再磁化过程期间，将次级电流i_S至少采样一次，以便得到用于确定初级电流i_P的测量值(i_S+i_μ或i_S-i_μ)。但是在再磁化过程期间，采样还可以以经限定的采样率重复进行，所述采样率明显高于传感器的振荡频率f_传感器。在再磁化过程期间并且在芯103中出现磁饱和之前，次级电流i_S近似为常数并且等于(i_P/N)±i_μ。然后，当磁芯103的磁滞特征曲线接近矩形时，这种理想化的考察方式是可应用的。

上文中参考图1至图5阐释的工作方式还可以利用图1中示出的电流传感器电路的仅微小的修改而用于差值电流测量。差值电流测量例如用在故障电流断路器中。为此，将初级绕组101划分为第一子绕组101a和(至少一个)第二子绕组101b。对应地，流过第一子绕组101a的初级电流用i_P1表示并且流过第二子绕组101b的初级电流用i_P2表示。子绕组101a和101b还可以分别仅由唯一的匝组成并且被定向为，使得由初级电流i_Pa和i_Pb造成的磁场至少部分互相补偿(相消叠加)并且仅净初级电流i_P1-i_P2(有效初级电流)在芯103中产生对应的净磁场。净磁场再次与次级电流i_S的磁场叠加。对应地修改的传感器在图6中展示。来自图6的例子具有两个初级绕组101a、101b，有效初级电流i_P＝i_P1-i_P2流过所述初级绕组，除此以外，来自图6的例子与来自图1的例子相同。依据初级导体101a和101b的定向，替代于差值电流测量，还可以进行总和电流测量。还可以设置多于两个初级导体，从而在理论上测量任意数量电流的总和。初级电流在此情况下为i_P＝i_P1±i_P2±i_P3等。下文中，在差值电流测量的情况下将符号Δi_P用于有效初级电流(差值电流)。

在图6中所示的例子中，将这两个初级绕组101a和101b连接在负载601上游或下游，使得只有当例如在负载601的范围内有准确对应于差值电流Δi_P＝i_P1-i_P2的泄露电流(故障电流)流出时差值(即净初级电流i_P1-i_P2)才不等于零。差值电流Δi_P与等式3类似地由次级电流的采样值如下计算：

Δi_P(n)＝N·(i_S[n-1]+i_S[n])/2。 (4)

根据用于测定初级电流的测量值的第二种方案来分析再磁化过程的时间。再磁化过程随着电压源4的极性转换开始并且在到达磁饱和时(这触发了电压源104的下一次极性转换)结束。一个循环包括两个再磁化过程，例如：从芯的正向饱和直至到达负向饱和并且(在电压源104的极性转换之后)向回到达正向饱和。在图3中用Δt+和Δt-标示了这些时间，其中Δt+是指直至在正向上到达磁饱和(也就是说+M_SAT)之前的时间并且Δt-是指直至在负向上到达磁饱和之前(也就是说-M_SAT)的时间。

Δt+和Δt-的时间区间(见图3)不是常数，而是取决于初级电流的绝对值。此外，由电压源104产生的电压±U_S的幅值U_S越高，根据等式2的再磁化速度dM/dt越大。由等式2得到：

dM/dt＝-ui/(N·A·μ₀)＝-(U_S-R_CS·is)/(N·A·μ₀)。 (5)

因此，由电压源104产生的电压±U_S的幅值U_S越高，次级电流的振荡频率越高。传感器的振荡频率f_传感器由等式5的积分获得：

f_传感器＝1/(Δt++Δt-)，其中 (6a)

Δt+＝(μ₀·ΔM·N·A)/(U_S-(i_P/N-i_μ)·R_CS)， (6b)

Δt-＝(μ₀·ΔM·N·A)/(U_S-(i_P/N+i_μ)·R_RCS)。 (6c)

在此，ΔM是指再磁化期间的磁化程(例如ΔM＝2·M_SAT)并且i_P/N±i_μ是指在相应再磁化过程期间的次级电流。由等式6a至6c可以看出，传感器的振荡频率f_传感器一方面取决于初级电流自身、而且还取决于由电压源104产生的电压的电压幅值U_S和磁化程ΔM。用于测定初级电流的测量值的第三种方案可以在于，分析振荡电路的振荡频率。在图5中还展示了信号S_PMW(t)，所述信号为二进制信号并且显示电压源104的极性。信号S_PMW(t)可以借助于比较器电路容易地由次级电流信号i_S(t)生成。当在磁芯103中检测到负向饱和(i_S≤-i_SMAX)时，信号S_PMW(t)从低电平改变到高电平，并且当在磁芯103中检测到正向饱和(i_S≥+i_SMAX)时，信号从高电平改变到低电平。开关条件i_S≤-i_SMAX和i_S≥+i_SMAX例如可以借助于比较器来简单地检测。于是信号S_PMW(t)是比较器电路的输出信号，所述输出信号用于检测磁饱和(参见图7，饱和度检测108)。信号S_PMW(t)是经脉冲宽度调制(PWM)的信号，所述信号具有可变频率并且其占空比D＝Δt+/(Δt++Δt-)取决于有效初级电流。

例子图7展示了来自图6的差值电流传感器的示例性实现方式。包含在控制单元107中的信号处理允许相对较高的电流传感器灵敏度，使得例如在差值电流测量时可以测量非常小的差值电流。初级导体101a、101b、磁芯103和次级绕组102与来自图6的例子相同。可控的电压源104例如实现为具有四个半导体开关S1、S2、S3和S4的H桥。图12中示出了替代的实现方式。在电路运行时，开关S1和S4开，而开关S2和S3关，或者情况相反(开关S2和S3开，而开关S1和S4关)。通过切换H桥(例如将S1和S4关断，S2和S3开启)，将施加在次级绕组102上的电压转换极性。流过次级绕组102的次级电流i_S还流过测量电阻R_CS，并且电阻R_CS上的电压降u_CS(电流测量信号)代表次级电流i_S(u_CS＝R_CS·i_S)。

将电流测量信号u_CS送入电流测量单元106。这个电流测量单元设置为用于以模拟方式预处理电流测量信号u_CS并且将经预处理的信号u_CS'数字化。所产生的数字信号在来自图7的例子中用u_CS[n]标示。模拟方式的预处理例如可以包括以下项之一：放大、电平适配、滤波等。在所示的例子中将数字信号u_CS[n]送入微控制器115，所述微控制器设置为用于(例如根据等式4)计算差值电流Δi_P的测量值。替代于微控制器，还可以使用其他的数字计算单元(可编程的或硬连线的)。

在非常小的(差值)电流情况下，在将任选地经预处理的电流测量信号u_CS数字化时产生的量化误差相对较高(与所测量的电流值相比)。上文提及的对时间Δt+和Δt-的分析(还参见图5)可以实现稍微更准确的测量，其中在已知的实现方式中占空比D用作(差值)电流的测量值。占空比D对应于比率Δt+/(Δt++Δt-)并且通常以百分比给出。在来自图3的例子中，其中初级电流或初级电流差值为零，占空比为0.5或百分之50。在来自图5的例子中，其中初级电流或初级电流差为正值，占空比小于百分之50。在有些情况下，还可以分析比率R＝Δt+/Δt-，这实际上等价于分析占空比，因为D＝R/(1+R)。在这两种情况下，必须进行除法以计算R或D。

为了避免在微控制器中或其他数字计算单元中要高耗费地实现的用于计算占空比或脉冲占空比R的除法，根据一个实施例作为有效初级电流或初级电流差值的测量值来计算差值Δt＝Δt--Δt+。分析已经显示出，在差值Δt与有效初级电流之间还存在相对线性的关系。在0A的有效初级电流下，差值Δt在理想情况下为0，在正的有效初级电流下，差值Δt为正值，并且在负的有效初级电流下，差值Δt为负值。在图7中所示的例子中，控制单元107包括时间测量电路110，所述时间测量电路设置为用于测量时间Δt-和Δt+。然后微控制器可以非常简单且高效地计算Δt＝Δt--Δt+并且由此生成有效初级电流的测量值。适合的时间测量电路是本身已知的并且通常借助于时钟发生器以及一个或多个计数器来实现。然而在此还存在以下问题，即在非常小的待测量电流下时间差值Δt变得非常小并且因此在时间测量时的量化误差与所测量的值Δt相比变得非常大。为了提高分辨率，可以提高用于操作时间测量电路110的计数器的时钟频率。然而，更高的时钟频率可能造成其他问题，例如在电路设计时以及在电磁兼容性(EMC)方面。

为了解决低分辨率的问题并且减小相对的量化误差而无需提高在时间测量中使用的计数器的时钟频率，所述实施例包含特殊的电路，所述电路被称为占空比放大器并且设置为用于增大时间Δt-和Δt+的取决于电流的调制。占空比放大电路的示例性实施方式在图8中展示。由此可以将在例如-250mA至250mA范围内的电流映射到30％至70％的占空比上。没有占空比放大器，则(在-250mA至250mA的电流下)占空比在45％至55％的范围内。在此提及的计数值自然仅仅是展示性的例子。实际的数值取决于电流传感器的布局。

来自图8的电路包括用于准备信号的反转触发器(Toggle-FlipFlop)，所述反转触发器取决于尤其显示电压源104的极性的PWM信号S_PMW(t)来产生具有受限定的边缘斜率的两个互补的二进制信号CLK+和CLK-。将互补的二进制信号CLK+和CLK-送入对称的低通电路，所述低通电路由电阻R₁和R₂以及电容器C构成。电阻R₁和R₂是相同的，使得这两个低通具有相同的时间常数。将在电容器C的两个端子处提供的输出电压V₁和V₂送入比较器K，当满足条件V₁>V₂时所述比较器在输出端显示高电平。比较器的输出信号用SPMW_,X标示。在这一点上要注意，替代于唯一的电容器C还可以使用两个电容器。在这种情况下将一个电容器用一个端子与电阻R₁相连并且用另一个端子与大地相连；将另一个电容器用一个端子与电阻R₂相连并且用另一个端子与大地相连。在下文中借助于在图9至图11中的正时图表来详细阐释占空比放大器112的工作方式。

图9展示了如下情况：其中有效初级电流为0A并且因此次级电流i_S(t)关于零线对称地振荡(见图3)。在此情况下占空比D＝Δt+/(Δt++Δt-)为0.5，也就是说Δt+＝Δt-(在理想情况下)。图9包含信号CLK+的时间曲线。出于简要原因，没有展示互补的(逆反的)信号CLK-。此外，展示了送入比较器K的电压V₁和V₂的信号曲线。振荡频率f_传感器在所展示的例子中为2.5kHz。周期f_传感器 ^-1＝Δt++Δt-相应地持续0.4ms(见图9，在时间轴上1.6-2.0ms)。在周期的第一部分中，对应于来自图8的RC低通的阶跃相应，电压V₁升高。斜率的升高取决于低通的时间常数(也就是说取决于电阻R₁和R₂和电容C)。类似地，电压V₂以指数方式(随着低通的时间常数)降低。比较器K的输出信号SPWM_,X通过高电平来显示满足条件V₁>V₂的时间区间。信号S_PWM,X总是在V₁和V₂的信号曲线交叉时才改变电平。

在占空比为0.5时，占空比放大器仅仅造成相位偏移，然而占空比保持在0.5。然而占空比与0.5的值的偏移被放大。图10展示了与图9相同的情况，然而其中占空比D＝0.6。图11示出具有占空比D＝0.4的相同例子。在这两种情况下(图10和图11)，信号V₁和V₂总是对称地(与图9中类似地)延伸，但是V₁和V₂的信号曲线的交点发生偏移。

V₁和V₂的信号曲线交点的变化比占空比的变化更明显，因此在图10的情况下输出信号SPWM_,X具有明显大于0.6的占空比Δtx+/(Δtx++Δtx-)。在图11的情况下，输出信号SPWM_,X具有明显小于0.4的“放大的”占空比D*＝Δtx+/(Δtx++Δtx-)。也就是说，取决于有效初级电流的、占空比与0.5的值的偏差通过占空比放大器来放大(在两个方向上)。由于借助于占空比放大器即使在有效初级电流的较小电流变化下就已经可以引起占空比的显著变化，所以在差值电流测量的情况下，有效初级电流的较小变化以及由此还有差值电流的较小变化可以被更准确地解析，而无需提高计数器的时钟频率。用于提高灵敏度的已知方案使用具有不同电阻值的多个可切换的测量电阻(见图7，测量电阻R_CS)，这与提高的耗费和成本相关联。

在来自图7的例子中，时间测量电路111设置为用于确定时间Δtx+和Δtx-。时间测量电路111可以与时间测量电路110相同地构成并且如所提及地包含一个或多个计数器。在有些实施例中还可以仅设置唯一的时间测量电路。在有些实施例中可以省去时间测量电路110。在这种情况下，仅分析时间Δtx+和Δtx-以进行电流测量(而不是时间Δt+和Δt-)。然而在有些实施例中有意义的是分析占空比放大器112的输出信号SPWM_,X中的时间Δtx+和Δtx-以及占空比放大器112的输入信号SPWM中的时间Δt+和Δt-两者。在这种情况下，用不同的灵敏度来实现两个测量范围，而无需适配测量电阻R_CS的电阻值。在有些应用中还可能有用的是设置多个测量区域，其中对于每个测量范围可以使用具有不同特征的另一个占空比放大器(例如不同的低通时间常数)。

微控制器115(见图7)接收所测量的时间值Δtx+和Δtx-并且根据一个实施例计算差值ΔTx＝Δtx--Δtx+作为有效初级电流的测量值。在其他实施例中，计算经放大的占空比D*＝Δtx+/(Δtx++Δtx-)或比率R*＝Δtx+/Δtx-作为有效初级电流的测量值(例如电流差值Δi_P)。如已经提及的，在数字计算电路中可以比除法明显更简单地实现差值。此外，在微控制器中可以计算传感器频率f_传感器＝(Δtx++Δtx+)^-1。在实践中计算周期时长f_传感器 ^-1＝(Δtx++Δtx-)，以避免计算倒数，为了计算倒数同样可能需要进行除法。如所提及的，传感器频率或周期时长同样取决于有效初级电流并且可以用作有效初级电流的测量值。

在一个实施例中，微控制器115设置为用于执行合理性检验，其方式为以两种或更多种方式确定初级电流。可以基于对次级电流的测量来确定第一测量值(参见图5和等式3和4)。可以基于时间差值ΔTx＝Δtx--Δtx+(在使用占空比放大器的情况下)或者ΔT＝Δt--Δt+(在不使用占空比放大器的情况下)来确定第二测量值。替代地，可以计算占空比D或D*。可以基于传感器频率f_传感器(或者周期时长f_传感器 ^-1)确定第三测量值。微控制器115可以检验例如第一测量值和第二测量值是否一致以及(在考虑到常见的容差的情况下)是否匹配。如果不是这种情况，则微控制器可以显示错误或者输出警告信号，所述警告信号指示测量结果可能是不可靠的。

图12展示了可控的电压源104的替代性实现方式。替代于来自图7的晶体管H桥，仅需要两个单独的电子开关S1和S2。次级线圈在此情况下是两件式的(子绕组102a和102b)或者具有例如经由测量电阻R_CS与接地结点相连的平均值提取器(Mittelanzapfung)。次级绕组的外部端子借助于开关S₁和S₂交替地与供应电压U_S相连。为了反转次级电流的方向，将开关S1关断并且将开关S2开启，或者反之亦然。在此，次级电流总是仅流过次级线圈102的一部分。在其余方面，来自图12的实施例与来自图7的例子一样工作，并且参考再上文的相关描述。在此说明的电流传感器为松弛振荡器(Kippschwinger)，其中对振荡器的具体实现方式不再赘述。

在下文中简短总结本文说明的实施例。在此不涉及完整的清单，而是仅仅涉及若干重要方面的示例性总结。第一实施例涉及用于电流测量的电路。这个电路包括带有磁芯的振荡电路，与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体(参见例如图7，磁芯103、初级导体101a和101b以及次级导体102)。所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体使所述磁芯周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值(例如饱和磁化度M_SAT，参见图2)。所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号(参见图7，信号S_PMW)，当(在正向或负向上)到达所述最大值时，所述振荡信号从第一状态改变到第二状态或者从第二状态改变到第一状态(例如从高电平改变到低电平并且反之亦然)。所述振荡信号在所述第一状态和所述第二状态中停留的时间取决于流过所述至少一个初级导体的有效初级电流(例如差值电流Δi_P)。

根据一个实施例，所述用于电流测量的电路还包括时间测量电路(见图7，数字110)，所述时间测量电路设置为用于周期性地测定第一时长Δt+和第二时长Δt-，所述振荡信号在振荡周期中在所述第一状态中停留所述第一时长并且所述第二状态中停留所述第二时长。分析单元(见图7，微控制器115)确定第一时长Δt+与第二Δt-之间的差值ΔT。基于所述差值可以确定有效初级电流的测量值。

根据另一个实施例，除了所提及的振荡电路之外，所述用于电流测量的电路还具有占空比放大电路(见图7，数字112，和图8)。如所提及的，振荡器信号在两个状态(高电平和低电平)之间改变并且因此具有占空比D＝Δt+/(Δt++Δt-)。所述占空比放大电路设置为用于增大取决于所述有效初级电流(例如差值电流Δi_P)的、所述占空比D与参考值的偏差。参考值例如是0.5，这等同于Δt+＝Δt-。参考值对应于在有效初级电流为零时存在的占空比值。在一个实施例中，所述占空比放大电路具有至少一个低通。所述占空比的增大基本上由低通的时间常数确定。低通可以为一阶低通和/或尤其具有一个或多个RC低通。电容器充电曲线的斜率确定了占空比放大电路的特征。为了测量有效初级电流，如在先前的例子中，可以使用在高电平状态或低电平状态中的停留时间Δtx+和Δtx-。第一时长Δtx+和第二时长Δtx-之间的差值ΔTx、比率Δtx+/Δtx-或者“经放大的”占空比D*＝Δtx+/(Δtx++Δtx-)可以用于确定有效初级电流的测量值。

根据另一个实施例，除了所提及的振荡电路和所提及的时间测量电路(用于测量时间Δt+和Δt-和/或Δtx+和Δtx-)之外，所述用于电流测量的电路具有。所述电路另外包括分析单元(例如微控制器115，见图7)，所述分析单元设置为用于基于所述振荡信号S_PMW在所述第一状态中和所述第二状态中停留的时间(例如Δt+和Δt-)来确定所述有效初级电流的第一测量值(例如Δt+-Δt-)，并且与此并行地基于在所述次级导体中流动的次级电流(见图7，次级电流i_S，和图5)来确定所述有效初级电流的第二测量值。

通过同时使用彼此独立的原理来分析传感器的振荡，即一方面在图5中展示的对次级电流的分析以及一方面对脉冲宽度调制的振荡信号的时间Δt+和Δt-(和/或占空比放大器的经脉冲宽度调制的输出信号的时间Δtx+和Δtx-)的分析，一方面可以执行合理性检验并且另一方面可以通过求平均值(所提及的第一测量值和第二测量值的平均)来改进测量结果的准确性。将这两个测量值对比以进行合理性检验，并且在这两个测量值彼此偏差过高时可以假定，电流传感器未按照预定工作并且测量结果在某些情况下可能是不可靠的。与多个在时间上彼此先后确定的测量值的平均值不同，两个彼此并行确定的测量值的平均值没有降低电流传感器的可用带宽。

上述实施例可以按不同的方式实现。例如可以在单一的专用集成电路(ASIC)中集成所有的电子电路(除了初级绕组和次级绕组以及少量的若干其他分开的构造元件)。所述集成电路尤其可以包含具有处理器的微控制器(参见图7，微控制器115)，所述处理器借助于软件指令被编程为实施本文说明的功能。替代地还可以至少部分地使用硬连线的或一次性可编程(OTP，one-time programmable)的逻辑电路。所述电路还可以在没有可编程逻辑的情况下实现。

例如在图7中展示的电路的一部分，例如用于饱和度检测的电路108，也可以被包含在微控制器115中。于是，用于饱和度检测的电路108一方面可以通过具有两个开关阈值(+i_SMAX，-i_SMAX，参见图5)的简单的比较器来实现。但是还可以借助于数字化的电流信号通过微控制器来检测到达最大电流±i_SMAX(依据其采样率是否足够)。

最后要提及的是，可以将上述实施例组合。所提及的求差Δt+-Δt-可以在有或者没有占空比放大的情况下使用。求平均值以及所提及的合理性检验也可以在有和没有占空比放大的情况下执行。在所有实施例中，替代于差值Δt+-Δt-，还可以使用“经放大的”占空比或者两个时间Δtx+和Δtx-的比率之一来确定电流测量值。可以将时间/计数器状态的换算校准，并且例如借助于保存在微控制器中的特征曲线来实现。在此例如还可以考虑在查找表中保存的数值之间的插值。

Claims (16)

1.一种电路，包括：

带有磁芯(103)的振荡电路，所述磁芯具有与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体(101；101a，101b)和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体(102；102a，102b)，其中所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体(102；102a，102b)使所述磁芯周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值，并且所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号(S_PWM)，当到达所述最大值时所述振荡信号从第一状态改变为第二状态或者从第二状态改变为第一状态；

时间测量电路(110)，所述时间测量电路设置为用于周期性地测定第一时长(Δt+)和第二时长(Δt-)，所述振荡信号(S_PWM)在振荡周期中在所述第一状态中停留所述第一时长并且所述第二状态中停留所述第二时长；

以及分析单元(115)，所述分析单元设置为用于测定所述第一时长(Δt+)与所述第二时长(Δt-)之间的差值，并且基于所述差值来确定流过所述至少一个初级导体(101；101a，101b)的有效初级电流(Δi_P)的测量值。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：

其中所述至少一个初级导体包括第一导体(101a)和第二导体(101b)，所述第一导体和所述第二导体与所述磁芯(103)如此耦合，以使得所述有效初级电流对应于流过所述第一导体(101a)和所述第二导体(101b)的电流之间的差值。

3.根据权利要求1或2所述的电路，还包括：

占空比放大电路(112)，所述占空比放大电路设置为用于增大所述振荡信号(S_PWN)的占空比与参考值之间的偏差，并且提供具有增大的占空比的经修改的振荡信号，所述偏差取决于所述有效初级电流(i_P，Δi_P)。

4.根据权利要求3所述的电路，还包括：

另外的时间测量电路(111)，所述另外的时间测量电路设置为用于周期性地测定第三时长(Δtx+)和第四时长(Δtx-)，所述经修改的振荡信号(S_PWM,x)在振荡周期中在第一状态中停留所述第一时长并且第二状态中停留所述第二时长；

其中所述分析单元(115)还设置为用于基于所述第三时长(Δtx+)和所述第四时长(Δtx-)确定所述有效初级电流(Δi_P)的测量值。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电路，其特征在于：

其中所述分析单元(115)设置为用于基于所述第一时长(Δt+)和所述第二时长(Δt-)确定有效初级电流的第一测量值，并且与此并行地基于在所述次级导体(102；102a，102b)中流动的次级电流(i_S)确定所述有效初级电流(Δi_P)的第二测量值。

6.一种电路，包括：

带有磁芯(103)的振荡电路，所述磁芯具有与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体(101；101a，101b)和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体(102；102a，102b)，其中所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体(102；102a，102b)使所述磁芯(103)周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值，并且所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号(S_PWM)，所述振荡信号具有取决于所述有效初级电流(i_P，Δi_P)的占空比；以及

占空比放大电路(112)，所述占空比放大电路设置为用于增大所述占空比与参考值之间的偏差，所述偏差取决于所述有效初级电流(i_P，Δi_P)。

7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于：

其中所述参考值对应于当所述有效初级电流为零时产生的占空比。

8.根据权利要求5或6所述的电路，其特征在于：

其中所述占空比放大电路(112)具有至少一个低通，并且其中所述占空比的增大取决于所述低通的时间常数。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的电路，还包括：

分析单元(115)，所述分析单元设置为用于基于时间(Δt+，Δt-)来确定所述有效初级电流的测量值，其中所述时间(Δt+，Δt-)为由所述占空比放大电路(112)提供的经修改的振荡信号(SPMW_,X)在第一状态中和第二状态中停留的时间。

10.一种电路，包括：

带有磁芯(103)的振荡电路，所述磁芯具有与所述磁芯磁性耦合的至少一个初级导体(101；101a，101b)和与所述磁芯磁性耦合的至少一个次级导体(102；102a，102b)，其中所述振荡电路设置为用于通过控制所述至少一个次级导体(102；102a，102b)使所述磁芯(103)周期性地在相反的方向上被磁化直至最大值，并且所述振荡电路还设置为用于产生振荡信号(S_PWM)，当到达所述最大值时所述振荡信号从第一状态改变为第二状态或者从第二状态改变为第一状态；

以及分析单元(115)，所述分析单元设置为用于基于所述振荡信号(S_PMW)在所述第一状态中和所述第二状态中停留的时间(Δt+，Δt-)来确定流过所述至少一个初级导体(101；101a，101b)的有效初级电流的第一测量值，并且与此并行地基于在所述次级导体(102；102a，102b)中流动的次级电流(i_S)来确定所述有效初级电流的第二测量值。

11.根据权利要求10所述的电路，其特征在于：

其中所述分析单元(115)还设置为用于通过将所述第一测量值与所述第二测量值进行对比来检验所述测量值的合理性。

12.根据权利要求11所述的电路，其特征在于：

其中所述分析单元(115)还设置为用于由所述第一测量值和所述第二测量值来计算第三测量值、尤其将所述第一测量值和所述第二测量值取平均值。

13.一种方法，包括：

通过控制与磁芯(103)磁性耦合的至少一个次级导体(102；102a，102b)，将所述磁芯在正向和负向上交替地磁化至最大值；

生成振荡信号(S_PWM)，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；

确定第一时长(Δt+)和第二时长(Δt-)，所述振荡信号(S_PWM)在振荡周期中在所述第一状态中停留所述第一时长并且所述第二状态中停留所述第二时长；以及

基于所述第一时长(Δt+)与所述第二时长(Δt-)之间的差值，来测定流过与所述磁芯(103)磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流(Δi_P)的测量值。

14.一种方法，包括：

通过控制与磁芯(103)磁性耦合的至少一个次级导体(102；102a，102b)，将所述磁芯在正向和负向上交替地磁化至最大值；

生成振荡信号(S_PWM)，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；

生成具有占空比的经修改的振荡信号(S_PWM,X)，所述占空比与参考值的偏差大于所述振荡信号(S_PWM)的对应的占空比，所述振荡信号取决于流过与所述磁芯(103)磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流(Δi_P)。

15.一种方法，包括：

通过控制与磁芯(103)磁性耦合的至少一个次级导体(102；102a，102b)，将所述磁芯在正向和负向上交替地磁化至最大值；

生成振荡信号(S_PWM)，所述振荡信号在第一状态与第二状态之间往复改变，由此显示出交替磁化过程；

基于所述振荡信号(S_PWM)在所述第一状态和所述第二状态中停留的时间(Δt+，Δt-)，来确定流过与所述磁芯(103)磁性耦合的至少一个初级导体的有效初级电流(Δi_P)的第一测量值，并且与此并行地

基于代表流过所述至少一个次级导体的电流的次级电流信号，来确定所述有效初级电流(Δi_P)的第二测量值。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：

基于所述有效初级电流的第一测量值和第二测量值来计算第三测量值；和/或

通过将所述第一测量值与所述第二测量值进行对比来执行合理性检验。

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