JP5782989B2 - 通信機および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられた前記サブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列を用いて前記サブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記合成手段で用いる前記変換行列は、前記変換行列と同じ大きさの逆離散フーリエ変換を示す行列であって、該行列の対角に位置し、行数および列数の合計が前記変換行列の行数および列数に一致する複数の正方行列の要素以外の要素の値が０である。

好ましくは、前記合成手段で用いる前記変換行列は、複数の正方行列が該行列の対角に位置し、該複数の正方行列の行数および列数の合計が前記変換行列の行数および列数に一致し、前記正方行列の要素以外の要素が０である行列であって、前記正方行列の各要素は前記正方行列と同じ大きさの逆離散フーリエ変換を示す行列の各要素に前記正方行列ごとに定めた値の符号を反転した値を位相とする複素三角関数を乗じた値である。

好ましくは、前記正方行列ごとに定めた値は、前記正方行列を識別する番号に前記サブキャリアの半周期の位相を乗じて前記変換行列の行数で除算した値である。

好ましくは、全ての前記正方行列の行数および列数が同一の値である。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられたサブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列の逆行列である受信変換行列を用いて前記ベースバンド信号から前記サブキャリア変調信号を生成する分解手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記分解手段で用いる前記受信変換行列は、複数の正方行列が該行列の対角に位置し、該複数の正方行列の行数および列数の合計が前記受信変換行列の行数および列数に一致し、該複数の正方行列の要素以外の要素の値が０である行列であって、前記正方行列はそれぞれ前記変換行列において前記正方行列と同じ位置にある正方行列の逆行列である。

好ましくは、前記分解手段で用いる前記受信変換行列は、複数の正方行列が該行列の対角に位置し、該複数の正方行列の行数および列数の合計が前記受信変換行列の行数および列数に一致し、前記正方行列の要素以外の要素が０である行列であって、前記正方行列の各要素は前記正方行列と同じ大きさの離散フーリエ変換を示す行列の各要素に前記正方行列ごとに定めた値を位相とする複素三角関数を乗じた値である。

好ましくは、前記正方行列ごとに定めた値は、前記正方行列を識別する番号に前記サブキャリアの半周期の位相を乗じて前記受信変換行列の行数で除算した値である。

好ましくは、全ての前記正方行列の行数および列数が同一の値である。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられた前記サブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列を用いて前記サブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられたサブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列の逆行列である受信変換行列を用いて前記ベースバンド信号から前記サブキャリア変調信号を生成する分解ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化することが可能になる。

本発明の実施の形態１に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態１における変換行列の例を示す図である。 実施の形態１における受信変換行列の例を示す図である。 本発明の実施の形態２における変換行列の例を示す図である。 シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。 シミュレーションしたベースバンド信号のスペクトルを示す図である。 本発明の実施の形態における変換行列の要素の変換例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、合成部１３、送信部１４、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態１に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、分解部３３、受信部３４、および送受信切替部３５を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を合成部１３に送る。

合成部１３は、所定の変換行列を用いてサブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられたサブキャリアで変調し、合成してベースバンド信号を生成する。変換行列は、所定の要素の値が０である正則行列である。変換行列として、例えばＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を示す行列に数理的な変更を加え、所定の要素の値を０に設定した正則行列を用いる。行数および列数がＮであるＩＤＦＴを示す行列は下記（１）式のように表される。下記（１）式におけるωは下記（２）式で表される。ｊは虚数単位である。

図３は、実施の形態１における変換行列の例を示す図である。図３（ａ）は、上記（１）式のＩＤＦＴを示す行列を、それぞれの行数および列数が同じ値ｍであるｐ×ｐ個の正方行列に分割したものである。ｐは、ＩＤＦＴを示す行列をそれぞれの行数および列数が同じである複数の正方行列に分割することができる任意の値である。図３（ｂ）に示す変換行列は、図３（ａ）に示すＩＤＦＴを示す行列の対角に位置し、行数および列数の合計が変換行列の行数および列数に一致する複数の正方行列、すなわちＡ₁₁、Ａ₂₂、・・・、Ａ_ppの要素以外の要素の値を０に設定した行列である。合成部１３は、例えば図３（ｂ）に示す行列を変換行列として用いる。

合成部１３は、サブキャリアの数が６４であれば、行数および列数が６４のＩＤＦＴを示す行列を、例えば１６×１６個の行列に分割する。分割後の各正方行列の行数および列数は４である。合成部１３は、４×４の大きさの対角に位置する正方行列Ａ₁₁、Ａ₂₂、・・・、Ａ₁₆₁₆ の要素以外の要素を０に設定した変換行列を用いて、サブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する。

またサブキャリアの数が８である場合には、合成部１３は行数および列数が８のＩＤＦＴを示す行列を例えば２×２個の行列に分割して、正方行列の要素以外の要素を０に設定した変換行列を用いる。合成部１３は、下記（３）式で表されるように変換行列にサブキャリア変調信号ｄを乗じてベースバンド信号を生成する。下記（３）式におけるωは下記（４）式で表される。

図３（ｂ）に示す変換行列では、全ての正方行列の行数および列数が同じであるが、ＩＤＦＴを示す行列を分割する分割線が対角線に対して対称であれば、ＩＤＦＴを示す行列の分割方法は上述の方法に限られないし、各正方行列の行数および列数は異なっていてもよい。正方行列の要素以外の要素の値を０にすることで、ベースバンド信号のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を低減することができる。全ての正方行列の行数および列数が同じである場合には、例えば複数の演算器がそれぞれに対応づけられた同じ大きさの正方行列の演算を並行処理することで、変換行列全体の計算処理に要する時間を短縮することや、１つの演算器で複数の正方行列の演算を行うことが可能になる。

合成部１３は、ベースバンド信号を送信部１４に送る。送信部１４は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３５およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。

受信部３４は、アンテナ１０および送受信切替部３５を介して、送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号を分解部３３に送る。分解部３３は、所定の受信変換行列を用いてベースバンド信号からサブキャリア変調信号を生成する。受信変換行列は、送信側の合成部１３で用いた変換行列の逆行列である。図４は、実施の形態１における受信変換行列の例を示す図である。受信変換行列は、送信側で用いた変換行列と同様の構成であり、所定の要素の値が０である正則行列である。図４に示すように、受信変換行列の対角に位置する各正方行列は、それぞれ図３（ｂ）に示す変換行列において該正方行列と同じ位置にある正方行列の逆行列である。

分解部３３は、サブキャリアの数が６４であれば、行数および列数が６４であって、例えば４×４の大きさの対角に位置する正方行列Ａ₁₁ ^-1、Ａ₂₂ ^-1、・・・、Ａ₁₆₁₆ ^-1の要素以外の要素を０に設定した受信変換行列を用いて、ベースバンド信号からサブキャリア変調信号を生成する。Ａ₁₁ ^-1、Ａ₂₂ ^-1、・・・、Ａ₁₆₁₆ ^-1は、それぞれ送信側で用いた変換行列の対角に位置する正方行列Ａ₁₁、Ａ₂₂、・・・、Ａ₁₆₁₆の逆行列である。

またサブキャリアの数が８である場合には、分解部３３は、例えば下記（５）式で表される受信変換行列にベースバンド信号を並列化して生成した並列信号ｒを乗じてサブキャリア変調信号を生成する。Ａ₁₁ ^-1、Ａ₂₂ ^-1は、それぞれＡ₁₁、Ａ₂₂の逆行列である。Ａ₁₁およびＡ₂₂は下記（６）式で表される。

変換行列と同様に、受信変換行列における各正方行列の行数および列数は異なっていてもよい。

分解部３３は、サブキャリア変調信号を並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成する。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部３１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態１に係る通信機１によれば、ＩＤＦＴを示す行列に数理的な変更を加えた変換行列を用いることで、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化することが可能となる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係る通信機１の構成および各部の動作は実施の形態１と同様である。実施の形態２に係る通信機１は、実施の形態１とは異なる変換行列および受信変換行列を用いる。

図５は、本発明の実施の形態２における変換行列の例を示す図である。変換行列の対角には、Ｂ₁からＢ_pまでの複数の正方行列が位置する。Ｂ₁からＢ_pまでの正方行列の行数および列数はｍであり、Ｂ₁からＢ_pまでの正方行列の行数および列数の合計は変換行列の行数および列数に一致する。Ｂ₁からＢ_pまでの正方行列の要素以外の要素の値は０である。Ｂ₁からＢ_pまでの正方行列は、行数および列数がｍであるＩＤＦＴを示す行列の各要素に下記（７）式に示す正方行列ごとに定めた値θ_iの符号を反転した値を位相とする複素三角関数ω'_iを乗じた行列である。

θ_iとして例えば下記（８）式に示すように、正方行列を識別する番号ｉにサブキャリアの半周期の位相πを乗じて変換行列の行数Ｎで除算した値を用いる。なおθ_iの算出方法は下記（８）式に限られない。

図５に示す変換行列では、全ての正方行列の行数および列数が同じであるが、対角に位置する複数の正方行列の行数および列数の合計が変換行列の行数および列数に一致すれば、各正方行列の行数および列数は異なっていてもよい。正方行列の要素以外の要素の値を０にすることで、ベースバンド信号のＰＡＰＲを低減することができる。全ての正方行列の行数および列数が同じである場合には、例えば複数の演算器がそれぞれに対応づけられた同じ大きさの正方行列の演算を並行処理することで、変換行列全体の計算処理に要する時間を短縮することや、１つの演算器で複数の正方行列の演算を行うことが可能になる。

合成部１３は、サブキャリアの数が６４であれば、例えば４×４の大きさのＩＤＦＴを示す行列の各要素にω'_iを乗じた行列Ｂ₁からＢ₁₆ までを対角に配置し、Ｂ₁からＢ₁₆の要素以外の要素の値を０に設定した変換行列を用いて、サブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する。

またサブキャリアの数が８である場合には、合成部１３は、例えば４×４の大きさのＩＤＦＴを示す行列の各要素にそれぞれω'₁ およびω'₂ を乗じた行列Ｂ₁およびＢ₂ を対角に配置し、Ｂ₁およびＢ₂の要素以外の要素を０に設定した変換行列を用いる。合成部１３は、下記（９）式で表されるように変換行列にサブキャリア変調信号ｄを乗じてベースバンド信号を生成する。下記（９）式におけるωは下記（１０）式で表され、ω'_iは下記（１１）式で表される。

分解部３３が用いる受信変換行列は、合成部１３で用いた変換行列の逆行列であり、図５に示す変換行列と同様の構成である。ただし、Ｂ₁からＢ_pまでの正方行列は、行数および列数がｍであるＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を示す行列の各要素に下記（１２）式に示す正方行列ごとに定めた値θ_iを位相とする複素三角関数ω''_iを乗じた行列である。所定の値θ_iとして上記（８）式に示すように、正方行列を識別する番号ｉにサブキャリアの半周期の位相πを乗じて受信変換行列の行数Ｎで除算した値を用いる。

分解部３３は、サブキャリアの数が６４であれば、例えば４×４の大きさのＤＦＴを示す行列の各要素にω''_i を乗じた行列Ｂ₁からＢ₁₆ までを対角に配置し、Ｂ₁からＢ_pの要素以外の要素の値を０に設定した受信変換行列を用いて、ベースバンド信号からサブキャリア変調信号を生成する。

またサブキャリアの数が８である場合には、分解部３３は例えば４×４の大きさのＤＦＴを示す行列の各要素にそれぞれω''₁ およびω''₂ を乗じた行列Ｂ₁およびＢ₂ を対角に配置し、Ｂ₁およびＢ₂の要素以外の要素を０に設定した受信変換行列を用いる。分解部３３は、下記（１３）式で表されるように、受信変換行列にベースバンド信号を並列化した信号ｒを乗じてサブキャリア変調信号を生成する。下記（１３）式におけるωは上記（１０）式で表され、ω''_iは下記（１４）式で表される。

変換行列と同様に、受信変換行列における各正方行列の行数および列数は異なっていてもよい。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態２に係る通信機１によれば、ＩＤＦＴを示す行列に実施の形態１とは異なる数理的な変更を加えた変換行列を用いることで、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑制し、ＰＡＰＲの増加を抑制するための処理を簡易化することが可能となる。後述するように、実施の形態２に係る通信機１によれば、実施の形態１に係る通信機１と比べ、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させることが可能となる。

次に、シミュレーションにより上述の実施の形態に係る発明の効果を説明する。ＩＤＦＴを示す行列、実施の形態１で示した変換行列、および実施の形態２で示した変換行列に基づきベースバンド信号を生成するシミュレーションを行った。入力信号としてランダム信号を用い、変調方式としてＱＰＳＫを用い、正方行列の行数および列数ｍとして４を用いた。そしてサブキャリアの数、ＩＤＦＴを示す行列および変換行列の行数および列数を８、１６、３２、６４、１２８、２５６、５１２、１０２４、２０４８と変化させてＰＡＰＲ特性を比較した。

図６は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。横軸がサブキャリアの数であり、縦軸がＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。入力信号にランダム信号を用いてベースバンド信号を生成し、ベースバンド信号のＰＡＰＲを算出した。これを３０００回繰り返してＰＡＰＲの平均値を算出し、ＰＡＰＲの平均値をプロットした。従来技術と同様にＩＤＦＴを示す行列を用いた場合のＰＡＰＲはプロット点を四角で表した実線のグラフであり、実施の形態１で示した変換行列を用いた場合のＰＡＰＲはプロット点を三角で表した点線のグラフであり、実施の形態２で示した変換行列を用いた場合のＰＡＰＲはプロット点を丸で表した破線のグラフである。

従来技術と同様にＩＤＦＴを示す行列を用いた場合では、サブキャリアの数の増加に伴いＰＡＰＲが増加するのに対し、実施の形態１および２で示した変換行列を用いた場合は、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加が抑えられている。例えば、サブキャリアの数が８の場合は、従来技術のＰＡＰＲの平均値が８．６ｄＢ、実施の形態１のＰＡＰＲの平均値が６．９ｄＢ、実施の形態２のＰＡＰＲの平均値が６．０ｄＢであり、実施の形態１および２で示した変換行列を用いた場合にＰＡＰＲが低減されている。またサブキャリアの数２０４８の場合は、従来技術のＰＡＰＲの平均値が１１．３ｄＢ、実施の形態１のＰＡＰＲの平均値が６．５ｄＢ、実施の形態２のＰＡＰＲの平均値が６．０ｄＢであり、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加が抑えられている。また実施の形態２のＰＡＰＲは、サブキャリアの数によらず一定値をとる。

図７は、シミュレーションしたベースバンド信号のスペクトルを示す図である。横軸がシンボル長（時間）であり、縦軸が電力（単位：ｄＢ）である。入力信号としてランダム信号を用い、変調方式としてＱＰＳＫを用い、正方行列の行数および列数ｍとして４を用いた。そして、サブキャリアの数、ＩＤＦＴを示す行列および変換行列の行数および列数を２０４８として、ベースバンド信号のスペクトルを算出した。図７（ａ）は従来技術と同様にＩＤＦＴを示す行列を用いた場合、図７（ｂ）は実施の形態１で示した変換行列を用いた場合、図７（ｃ）は実施の形態２で示した変換行列を用いた場合のベースバンド信号のスペクトルである。

図７（ｃ）において、電力が−１２０ｄＢとなる点は、スペクトルの計算結果が発散してしまうことを示す。実際の通信機などにおいては、ガウス雑音の影響などにより発散することはないため、本シミュレーションにおいては、スペクトルの計算結果が発散しないように補正を行った。

図７（ｂ）に示す実施の形態１で示した変換行列を用いた場合は、図７（ａ）に示す従来技術と同様にＩＤＦＴを示す行列を用いた場合と比較して、周波数利用効率に大きな差はない。しかし、図７（ｃ）に示す実施の形態２で示した変換行列を用いた場合は、不連続点が多数生じるため、周波数利用効率が低くなる。

したがって、実施の形態１および２に係る発明によれば、サブキャリアの数の増加に伴うＰＡＰＲの増加を抑えることが可能となる。実施の形態２に係る発明によれば、ＰＡＰＲを一定値に保ち、実施の形態１に係る発明よりもさらにＰＡＰＲを低減することが可能である。ただし、実施の形態２に係る発明では、周波数利用効率が従来技術および実施の形態１に比べて低くなる。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。変調部１１と直並列変換部１２の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部３１と並直列変換部３２の順序を変えて、復調処理を行う。なお変換行列および受信変換行列の係数は上述の実施の形態に限られず、送信側で用いる変換行列および受信側で用いる受信変換行列のいずれか一方の係数を１とし、他方の係数を１／Ｎとするよう構成してもよい。

上述の実施の形態に係る通信機１が用いる変換行列および受信変換行列では、正方行列が変換行列および受信変換行列の対角に位置するが、これはサブキャリア変調信号がある順序で並んでいる場合に、対角に位置することを意味する。図８は、本発明の実施の形態における変換行列の要素の変換例を示す図である。変換行列の行数および列数が８であり、各正方行列の行数および列数が２である場合、例えば図８（ａ）に示す変換行列にサブキャリア変調信号ｄを乗じた計算結果と、図８（ｂ）に示す変換行列にサブキャリア変調信号ｄの各要素の順序を変更したサブキャリア変調信号ｄ’を乗じた計算結果は一致する。図８（ｂ）のサブキャリア変調信号ｄ’は、変換行列内の正方行列が対角に位置するように、サブキャリア変調信号ｄの各要素の順序を変更したものである。

このように、本発明の実施の形態において正方行列が変換行列および受信変換行列の対角に位置するというのは、サブキャリア変調信号がある順序で並んでいる場合に、正方行列が変換行列および受信変換行列の対角に位置することを意味する。また変換行列および受信変換行列の各対角要素はそれぞれ１つの正方行列にのみ属する。すなわち、対角に位置する正方行列は重なり合うことはないものとする。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 変調部
１２ 直並列変換部
１３ 合成部
１４ 送信部
２０ コントローラ
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ 並直列変換部
３３ 分解部
３４ 受信部
３５ 送受信切替部

Claims (12)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
   前記サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられた前記サブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列を用いて前記サブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する合成手段と、
   前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記合成手段で用いる前記変換行列は、前記変換行列と同じ大きさの逆離散フーリエ変換を示す行列であって、該行列の対角に位置し、行数および列数の合計が前記変換行列の行数および列数に一致する複数の正方行列の要素以外の要素の値が０であることを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記合成手段で用いる前記変換行列は、複数の正方行列が該行列の対角に位置し、該複数の正方行列の行数および列数の合計が前記変換行列の行数および列数に一致し、前記正方行列の要素以外の要素が０である行列であって、前記正方行列の各要素は前記正方行列と同じ大きさの逆離散フーリエ変換を示す行列の各要素に前記正方行列ごとに定めた値の符号を反転した値を位相とする複素三角関数を乗じた値であることを特徴とする請求項１に記載の通信機。
4. 前記正方行列ごとに定めた値は、前記正方行列を識別する番号に前記サブキャリアの半周期の位相を乗じて前記変換行列の行数で除算した値であることを特徴とする請求項３に記載の通信機。
5. 全ての前記正方行列の行数および列数が同一の値であることを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１項に記載の通信機。
6. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
   サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられたサブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列の逆行列である受信変換行列を用いて前記ベースバンド信号から前記サブキャリア変調信号を生成する分解手段と、
   前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
7. 前記分解手段で用いる前記受信変換行列は、複数の正方行列が該行列の対角に位置し、該複数の正方行列の行数および列数の合計が前記受信変換行列の行数および列数に一致し、該複数の正方行列の要素以外の要素の値が０である行列であって、前記正方行列はそれぞれ前記変換行列において前記正方行列と同じ位置にある正方行列の逆行列であることを特徴とする請求項６に記載の通信機。
8. 前記分解手段で用いる前記受信変換行列は、複数の正方行列が該行列の対角に位置し、該複数の正方行列の行数および列数の合計が前記受信変換行列の行数および列数に一致し、前記正方行列の要素以外の要素が０である行列であって、前記正方行列の各要素は前記正方行列と同じ大きさの離散フーリエ変換を示す行列の各要素に前記正方行列ごとに定めた値を位相とする複素三角関数を乗じた値であることを特徴とする請求項６に記載の通信機。
9. 前記正方行列ごとに定めた値は、前記正方行列を識別する番号に前記サブキャリアの半周期の位相を乗じて前記受信変換行列の行数で除算した値であることを特徴とする請求項８に記載の通信機。
10. 全ての前記正方行列の行数および列数が同一の値であることを特徴とする請求項７ないし９のいずれか１項に記載の通信機。
11. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
    入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
    前記サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられた前記サブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列を用いて前記サブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する合成ステップと、
    前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
    を備えることを特徴とする通信方法。
12. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
    送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
    サブキャリア変調信号をそれぞれ割り当てられたサブキャリアで変調する、前記サブキャリア変調信号の値とは独立して予め定められた行列であって、所定の要素の値が０であり、正則行列である変換行列の逆行列である受信変換行列を用いて前記ベースバンド信号から前記サブキャリア変調信号を生成する分解ステップと、
    前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
    を備えることを特徴とする通信方法。

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