JP5780197B2 - 電圧変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば車両等に搭載される電圧変換装置の技術分野に関する。

近年、環境に配慮した車両として、蓄電装置（たとえば二次電池やキャパシタ等）を搭載し、蓄電装置に蓄えられた電力から生じる駆動力を用いて走行する電動車両が注目されている。この電動車両には、たとえば電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池車などが含まれる。

これらの電動車両においては、発進時や加速時に蓄電装置から電力を受けて走行のための駆動力を発生するとともに、制動時に回生制動によって発電を行なって蓄電装置に電気エネルギを蓄えるためのモータジェネレータを備える場合がある。このように、走行状態に応じてモータジェネレータを制御するために、電動車両にはインバータが搭載される。

このような車両においては、車両状態によって変動するインバータが利用する電力を安定的に供給するために、蓄電装置とインバータとの間に電圧変換装置（コンバータ）が備えられる場合がある。このコンバータにより、インバータの入力電圧を蓄電装置の出力電圧より高くして、モータの高出力化ができるとともに、同一出力時のモータ電流を低減することで、インバータ及びモータの小型化、低コスト化を図ることができる。

コンバータには、入力電圧（即ち、変換前の電圧）及び出力電圧（即ち、変換後の電圧）、並びにリアクトルを流れる電流を検出するセンサが設けられており、これらセンサで検出したパラメータに応じてコンバータの動作が制御される。例えば特許文献１では、入力電圧及び出力電圧、並びにリアクトル電流を用いてゲート駆動信号を生成するという技術が提案されている。

特開２００７−２２１９２０号公報

しかしながら、上述した特許文献１に記載されている技術のように、比較的多くのセンサをコンバータに設けようとする場合、例えばセンサの数量が多くなる分、製造コストが増大してしまう。また、各センサから出力される多くの信号を扱うことが求められるため、システム構成も複雑化してしまう。従って、上述した特許文献１に記載されている電圧変換装置には、入力電圧及び出力電圧、並びにリアクトル電流に基づいて好適な制御を実現できる一方で、センサ数の増加に起因した様々な不都合が発生してしまうという技術的問題点がある。

本発明は、上述した問題点に鑑みなされたものであり、入力電圧及び出力電圧を比較的簡単な構成で検出することが可能な電圧変換装置を提供することを課題とする。

本発明の電圧変換装置は上記課題を解決するために、リアクトルと、前記リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、前記リアクトル電流の変化率を算出する変化率算出手段と、前記リアクトル電流の変化率及び前記リアクトルのインダクタンスを用いて、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に入力される入力電圧、並びに前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子から出力される出力電圧のうち、いずれか一方の電圧を推定する電圧推定手段とを備え、前記電流検出手段は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の切替えタイミングを規定するキャリア信号の山を含む第１所定範囲のタイミングで前記リアクトル電流を複数回検出し、前記変化率算出手段は、前記第１所定範囲のタイミングで検出された複数の値から前記リアクトル電流の変化率を算出し、前記電圧推定手段は、前記リアクトル電流の変化率及び前記リアクトルのインダクタンスを用いて前記入力電圧を推定する。

本発明に係る電圧変換装置は、例えば車両に搭載されるコンバータであり、リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を備えている。第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、或いは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

なお、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々には、例えばダイオードが並列に接続されており、それぞれ第１アーム及び第２アームを形成している。即ち、第１スイッチング素子は第１アームを形成しており、そのスイッチング動作によって、第１アームにおける駆動のオンオフを切替えることができる。同様に、第２スイッチング素子は第２アームを形成しており、そのスイッチング動作によって、第２アームにおける駆動のオンオフを切替えることができる。

本発明に係る電圧変換装置の動作時には、例えば第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々のオンオフを切替えるゲート信号が夫々生成される。具体的には、例えば第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のデューティ比率に対応するデューティ指令信号、及び第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のスイッチング周波数に対応するキャリア信号が互いに比較されることでゲート信号が生成される。生成されたゲート信号は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子に供給され、これにより電圧変換装置の第１アーム及び第２アームの駆動が制御されることになる。

ここで、電圧変換装置の制御（具体的には、例えば上述したデューティ指令信号の生成等）には、リアクトルに流れるリアクトル電流、電圧変換装置の入力電圧（即ち、変換前の電圧）及び出力電圧（即ち、変換後の電圧）等の各種パラメータが用いられる。これらパラメータは、それぞれ専用のセンサ等を設けることで検出できるが、センサ数が増加するとコストの増大やシステムの複雑化を招いてしまうおそれがある。これに対し、本発明に係る電圧変換装置では、後述するように、専用のセンサを設けずに入力電圧及び出力電圧の一方が推定される。

本発明に係る電圧変換装置では、入力電圧又は出力電圧を推定する際に、先ず電流検出手段によって、リアクトルに流れるリアクトル電流が検出される。電流検出手段は、例えば電流センサとして構成されている。電流センサは、瞬間的な電流の変化率を算出するために、高速で電流を検出可能なものであることが好ましい。

リアクトル電流が検出されると、変化率算出手段によって、リアクトル電流の変化率が算出される。リアクトル電流の変化率は、例えばリアクトル電流を相異なる複数のタイミングで検出し、検出された複数のリアクトル電流の差分を算出することで求められる。

リアクトル電流の変化率が算出されると、電圧推定手段によって、リアクトル電流の変化率及び既知であるリアクトルのインダクタンスから電圧変換装置の入力電圧又は出力電圧が推定される。なお、入力電圧は、上述したリアクトル電流の変化率及びリアクトルのインダクタンスのみで推定することができるが、出力電圧は、リアクトル電流の変化率及びリアクトルのインダクタンスに加えて入力電圧を用いて推定される。

以上説明したように、本発明の電圧変換装置によれば、専用の電圧センサを設けずとも入力電圧又は出力電圧を推定することができる。よって、電圧センサの数が増えてしまうことに起因するコストの増大やシステムの複雑化を防止することができる。

本発明に係る電圧変換装置の一態様では、前記電流検出手段は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の切替えタイミングを規定するキャリア信号の山を含む第１所定範囲のタイミングで前記リアクトル電流を複数回検出し、前記変化率算出手段は、前記第１所定範囲のタイミングで検出された複数の値から前記リアクトル電流の変化率を算出し、前記電圧推定手段は、前記リアクトル電流の変化率及び前記リアクトルのインダクタンスを用いて前記入力電圧を推定する。

この態様によれば、電流検出手段では、キャリア信号の山を含む第１所定範囲のタイミングでリアクトル電流が複数回検出される。なお、ここでの「第１所定範囲」は、リアクトル電流の変化率を算出するための適切な期間として設定されるものであり、比較的短い期間（より具体的には、少なくとも第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の切替えに応じて周期的に上下するリアクトル電流の山及び谷を跨がないような期間）として設定されている。

キャリア信号は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々をスイッチングするためのゲート信号の生成に用いられる信号である。具体的には、キャリア信号とデューティ指令信号とが比較されることでゲート信号が生成される。このため、キャリア信号の山は、リアクトル電流の上昇期間（即ち、リアクトル電流の谷から山の間）の概ね中間地点に対応している。よって、キャリア信号の山を含む第１所定範囲でリアクトル電流を複数回検出すれば、変化率算出手段において、好適にリアクトル電流の変化率（正確には、上昇率）を算出することができる。言い換えれば、リアクトル電流の山及び谷を跨ぐようなタイミングでリアクトル電流が検出されてしまうことで、算出されるリアクトル電流の変化率が不適切な値となってしまうことを防止できる。

上述したようにリアクトルの上昇率を算出すれば、電圧推定手段において、リアクトル電流の変化率及びリアクトルのインダクタンスから正確に入力電圧を推定することができる。即ち、入力電圧専用のセンサを設けずとも、入力電圧の値を知ることができる。

本発明に係る電圧変換装置の他の態様では、前記入力電圧を検出する入力電圧検出手段を備え、前記電流検出手段は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の切替えタイミングを規定するキャリア信号の谷を含む第２所定範囲のタイミングで前記リアクトル電流を複数回検出し、前記変化率算出手段は、前記第２所定範囲のタイミングで検出された複数の値から前記リアクトル電流の変化率を算出し、前記電圧推定手段は、該リアクトル電流の変化率、前記リアクトルのインダクタンス及び前記入力電圧を用いて前記出力電圧を推定する。

この態様によれば、入力電圧検出手段によって入力電圧が検出される。このため電流推定手段では、残る一方の出力電圧を推定することになる。

本態様では特に、電流検出手段では、キャリア信号の谷を含む第１所定範囲のタイミングでリアクトル電流が複数回検出される。なお、ここでの「第２所定範囲」は、リアクトル電流の変化率を算出するための適切な期間として設定されるものであり、比較的短い期間（より具体的には、少なくとも第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の切替えに応じて周期的に上下するリアクトル電流の山及び谷を跨がないような期間）として設定されている。

キャリア信号は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各々をスイッチングするためのゲート信号の生成に用いられる信号である。具体的には、キャリア信号とデューティ指令信号とが比較されることでゲート信号が生成される。このため、キャリア信号の谷は、リアクトル電流の下降期間（即ち、リアクトル電流の山から谷の間）の概ね中間地点に対応している。よって、キャリア信号の谷を含む第２所定範囲でリアクトル電流を複数回検出すれば、変化率算出手段において、好適にリアクトル電流の変化率（正確には、下降率）を算出することができる。言い換えれば、リアクトル電流の山及び谷を跨ぐようなタイミングでリアクトル電流が検出されてしまうことで、算出されるリアクトル電流の変化率が不適切な値となってしまうことを防止できる。

上述したようにリアクトルの下降率を算出すれば、電圧推定手段において、リアクトル電流の変化率、リアクトルのインダクタンス及び入力電圧から正確に出力電圧を推定することができる。即ち、出力電圧専用のセンサを設けずとも、出力電圧の値を知ることができる。

なお、入力電圧検出手段に代えて出力電圧検出手段を備えるようにすれば（即ち、入力電圧に代えて出力電圧を検出できるようにすれば）、電力推定手段において入力電圧を推定することもできる。即ち、上述したように算出されたリアクトル電流の変化率、リアクトルのインダクタンス及び出力電圧から入力電圧を推定することができる。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する発明を実施するための形態から明らかにされる。

第１実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。 第１実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。 入力電圧推定回路の構成を示す回路図である。 第１実施形態に係るＩＬのサンプリングタイミングを示すタイミングチャートである。 第２実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。 第２実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。 出力電圧推定回路の構成を示す回路図である。 第２実施形態に係るＩＬのサンプリングタイミングを示すタイミングチャートである。

以下では、本発明の実施形態について図を参照しつつ説明する。

＜第１実施形態＞
先ず、第１実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成について、図１を参照して説明する。ここに図１は、第１実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。

図１において、本実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両１００は、エンジン４０及びモータジェネレータＭＧ１及びＭＧ２を動力源とするハイブリッド車両として構成されている。但し、車両１００の構成はこれに限定されるものではなく、蓄電装置からの電力によって走行可能な車両（例えば、電気自動車や燃料電池自動車）等にも適用可能である。

また、本実施形態では、電圧変換装置が車両１００に搭載される構成について説明するが、車両以外でも交流電動機により駆動される機器であれば適用が可能である。

車両１００は、直流電圧発生部２０と、負荷装置４５と、平滑コンデンサＣ２と、ＥＣＵ３０とを備えて構成されている。

直流電圧発生部２０は、蓄電装置２８と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

蓄電装置２８は、例えばニッケル水素又はリチウムイオン等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を含んで構成される。

システムリレーＳＲ１は、蓄電装置２８の正極端子及び電力線ＰＬ１の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置２８の負極端子及び接地線ＮＬの間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３０からの信号ＳＥにより制御され、蓄電装置２８からコンバータ１２への電力の供給と遮断とを切替える。

コンバータ１２は、本発明の「電圧変換装置」の一例であり、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、本発明の「第１スイッチング素子」及び「第２スイッチング素子」の一例であり、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、ＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＣによって制御される。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２には、例えばＩＧＢＴ、電力用ＭＯＳトランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１の間に設けられる。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に接続される。リアクトルを流れる電流であるリアクトル電流ＩＬは、電流センサ１８によって検出され、ＥＣＵ３０へと出力される。ここでの電流センサ１８は、本発明の「電流検出手段」の一例である。

負荷装置４５は、インバータ２３と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、エンジン４０と、動力分割機構４１と、駆動輪４２とを含む。また、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためのインバータ１４と、モータジェネレータＭＧ２を駆動するためのインバータ２２とを含む。なお、図１のようにインバータ及びモータジェネレータを２組備えることは必須ではなく、たとえばインバータ１４とモータジェネレータＭＧ１、あるいはインバータ２２とモータジェネレータＭＧ２のいずれか１組のみを備える構成としてもよい。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、インバータ２３から供給される交流電力を受けて車両推進のための回転駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、外部から回転力を受け、ＥＣＵ３０からの回生トルク指令によって交流電力を発電するとともに回生制動力を車両１００に発生する。

また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、動力分割機構４１を介してエンジン４０にも連結される。そして、エンジン４０の発生する駆動力とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御される。また、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のいずれか一方を専ら電動機として機能させ、他方のモータジェネレータを専ら発電機として機能させてもよい。なお、本実施形態においては、モータジェネレータＭＧ１をエンジン４０により駆動される発電機として機能させ、モータジェネレータＭＧ２を駆動輪４２を駆動する電動機として機能させるものとする。

動力分割機構４１には、エンジン４０の動力を、駆動輪４２とモータジェネレータＭＧ１との両方に振り分けるために、例えば遊星歯車機構（プラネタリギヤ）が使用される。

インバータ１４は、コンバータ１２から昇圧された電圧を受けて、たとえばエンジン４０を始動させるためにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、エンジン４０から伝達される機械的動力によってモータジェネレータＭＧ１で発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は、降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。

インバータ１４は、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に並列に設けられ、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７を含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２及び接地線ＮＬの間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、ＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＩによって制御される。

例えばモータジェネレータＭＧ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の接続ノードと接続される。

インバータ２２は、コンバータ１２に対してインバータ１４と並列的に接続される。

インバータ２２は駆動輪４２を駆動するモータジェネレータＭＧ２に対してコンバータ１２の出力する直流電圧を三相交流に変換して出力する。またインバータ２２は、回生制動に伴い、モータジェネレータＭＧ２において発電された回生電力をコンバータ１２に出力する。このときコンバータ１２は降圧回路として動作するようにＥＣＵ３０によって制御される。インバータ２２の内部の構成は、図示しないがインバータ１４と同様であり、詳細な説明については省略する。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１及びＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、蓄電装置２８から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及び逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行われる。

なお、本実施形態では特に、昇圧後の直流電圧ＶＨが、電圧センサ１３において検出され、ＥＣＵ３０に出力される構成となっている。一方で、昇圧前の直流電圧ＶＬに対応する電圧センサは設けられていない。直流電圧ＶＬは、後述するように、ＥＣＵ３０においてリアクトル電流ＩＬ等を用いて推定される。ちなみに、直流電流ＶＬは、本実施形態の「入力電圧」の一例であり、直流電圧ＶＨは、本発明の「出力電圧」の一例である。以下では、直流電圧ＶＬのことを入力電圧ＶＬ、直流電圧ＶＨのことを出力電圧ＶＨと称することがある。

コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２及び逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬへ供給することにより行われる。

これらの昇圧動作及び降圧動作における電圧変換比（ＶＨ及びＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２をオン及びオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２３へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、システム電圧である出力電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３０へ出力する。

インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が正（ＴＲ１＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ２から直流電圧が供給されるとＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。また、インバータ１４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値が零の場合（ＴＲ１＝０）には、スイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータジェネレータＭＧ１を駆動する。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

更に、車両１００の回生制動時には、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１は負に設定される（ＴＲ１＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＰＷＩ１に応答したスイッチング動作により、モータジェネレータＭＧ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ２を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

インバータ２２についても同様に、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値に対応したＥＣＵ３０からのスイッチング制御信号ＰＷＩ２を受け、スイッチング制御信号ＰＷＩ２応答したスイッチング動作によって、直流電圧を交流電圧に変換して所定のトルクになるようにモータジェネレータＭＧ２を駆動する。

電流センサ２４，２５は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２を検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３０へ出力する。なお、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の電流の瞬時値の和はゼロであるので、図１に示すように電流センサ２４，２５は２相分のモータ電流を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２６，２７は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転角θ１，θ２を検出し、その検出した回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０へ送出する。ＥＣＵ３０では、回転角θ１，θ２に基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２及び角速度ω１，ω２（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２６，２７については、回転角θ１，θ２をＥＣＵ３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置しないようにしてもよい。

ＥＣＵ３０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、記憶装置及び入出力バッファを含み、車両１００の各機器を制御する。なお、ＥＣＵ３０の行う制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で構築して処理することも可能である。

代表的な機能として、ＥＣＵ３０は、入力されたトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ及び電流センサ２４，２５からのモータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２、回転角センサ２６，２７からの回転角θ１，θ２等に基づいて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２がトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２に従ったトルクを出力するように、コンバータ１２及びインバータ２３の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２及びインバータ２３を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩ１，ＰＷＩ２を生成して、コンバータ１２及びインバータ２３へそれぞれ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、ＥＣＵ３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＰＷＣを生成する。

また、ＥＣＵ３０は、車両１００が回生制動モードに入ると、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＰＷＩ１、ＰＷＩ２を生成してインバータ２３へ出力する。これにより、インバータ２３は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、ＥＣＵ３０は、車両１００が回生制動モードに入ると、インバータ２３から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＰＷＣを生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、さらに降圧されて蓄電装置２８に供給される。

ここで、上述したＥＣＵの具体的な構成について、図２を参照して説明する。ここに図２は、第１実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。なお、図２では、説明の便宜上、ＥＣＵ３０に備えられる各部位のうち本実施形態に関連の深いもののみを示し、その他の詳細な部位については適宜図示を省略している。

図２において、ＥＣＵ３０は、入力電圧推定回路３１０と、電圧制御部３２０と、電流制御部３３０と、ゲート信号出力回路３４０と、キャリア信号出力部３５０とを備えて構成されている。

入力電圧推定回路３１０は、入力されるリアクトル電流ＩＬ（即ち、電流センサ１８で検出された電流値）と、予め記憶されたリアクトルＬ１のインダクタンス値とに基づいて、昇圧前の入力電圧ＶＬを推定する。推定された入力電圧ＶＬは、電圧制御部３２０に出力される。

電圧制御部３２０は、出力電圧ＶＨ（即ち、電圧センサ１３で検出された昇圧後の電圧値）と、入力電圧推定回路３１０で推定された入力電圧ＶＬに基づいて電圧偏差を演算し、リアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦを算出する。算出されたリアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦは、電流制御部３３０へと出力される。

電流制御部３３０は、電圧制御部３２０から入力されたリアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦと、検出されたリアクトル電流ＩＬとに基づいて電流偏差を演算し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ指令信号ＤＵＴＹを算出する。算出されたデューティ指令信号ＤＵＴＹは、ゲート信号出力回路３４０に出力される。

ゲート信号出力回路３４０は、電流制御部３３０から入力されたデューティ指令信号ＤＵＴＹと、キャリア信号生成部３５０において生成されたキャリア信号ＣＲとに基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート信号であるＰＷＣ１及びＰＷＣ２を生成する。

キャリア信号生成部３５０は、スイッチング制御信号ＰＷＣ１及びＰＷＣ２を生成するために、所定周期のキャリア信号ＣＲを生成する。キャリア信号ＣＲは、ゲート信号出力回路３５０に出力される。また、キャリア信号ＣＲは、入力電圧推定回路３１０にも出力される。

以上説明したＥＣＵ３０は、上述した各部位を含んで構成された一体の電子制御ユニットであり、上記各部位に係る動作は、全てＥＣＵ３０によって実行されるように構成されている。但し、本発明に係る上記部位の物理的、機械的及び電気的な構成はこれに限定されるものではなく、例えばこれら各手段は、複数のＥＣＵ、各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等として構成されていてもよい。

次に、上述したＥＣＵ３０に含まれる入力電圧推定回路３１０の具体的な構成について、図３を参照して説明する。ここに図３は、入力電圧推定回路の構成を示す回路図である。

図３において、入力電圧推定回路３１０は、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）３１１と、サンプリングタイミング発生回路３１２と、電流変化率算出部３１３と、入力電圧算出部３１４とを備えて構成されている。

ＡＤＣ３１１は、リアクトル電流ＩＬの値を相異なる複数のタイミングでサンプリングして、電流変化率算出部３１３へと出力する。ＡＤＣ３１１は、サンプリングタイミング発生回路３１２から入力されるタイミング信号に基づくタイミングでリアクトル電流ＩＬをサンプリングする。

サンプリングタイミング発生回路３１２は、キャリア信号ＣＲに基づいて、リアクトル電流ＩＬのサンプリングタイミングを示すタイミング信号を生成する。具体的には、サンプリングタイミング発生回路３１２は、サンプリングタイミングがキャリア信号ＣＲの山を含む所定の範囲内のタイミングとなるようにタイミング信号を生成する。

電流変化率算出部３１３は、本発明の「変化率算出手段」の一例であり、ＡＤＣ３１１において複数のタイミングでサンプリングされたリアクトル電流ＩＬの値から、リアクトル電流ＩＬの時間変化率（言い換えれば、リアクトル電流ＩＬの時間微分値ｄＩＬ／ｄＴ）を算出する。リアクトル電流ＩＬの時間変化率の算出方法については、後に詳述する。

入力電圧算出部３１４は、本発明の「電圧推定手段」の一例であり、電流変化率算出部３１３において算出されたリアクトル電流ＩＬの時間変化率を用いて、入力電圧ＶＬを算出（推定）する。なお、入力電圧算出部３１４には、リアクトルＬ１のインダクタンス値が予め記憶されている。

以上のように、入力電圧推定回路３１０は、リアクトル電流Ｌ１をキャリア信号ＣＲに基づくタイミングでサンプリングした後、各種演算を行うことで入力電圧ＶＬを推定する。

次に、入力電圧推定回路３１０において入力電圧ＶＬが推定される際の具体的な動作について、図３に加えて、図４を参照して説明する。ここに図４は、第１実施形態に係るＩＬのサンプリングタイミングを示すタイミングチャートである。

図４において、キャリア信号ＣＲが図に示すような周期の信号として生成され、デューティ指令信号ＤＵＴＹが約５０％で一定であったとする。

この場合、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号ＰＷＣ１は、上昇するキャリア信号ＣＲがデューティ指令信号ＤＵＴＹと重なるタイミングでＨｉレベル（即ち、スイッチング素子Ｑ１のオンに対応するレベル）からＬｏレベル（即ち、スイッチング素子Ｑ１のオフに対応するレベル）となる。一方で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＰＷＣ２は、下降するキャリア信号ＣＲがデューティ指令信号ＤＵＴＹと重なるタイミングでＨｉレベルからＬｏレベルとなる。

なお、ゲート信号ＰＷＣ１とＰＷＣ２とは、同時にＨｉレベルとならないように（言い換えれば、スイッチングＱ１及びＱ２が同時にオンとならないように）生成される。また、スイッチングＱ１及びＱ２の切替えタイミングずれによる短絡を防止するために、デッドタイム（即ち、スイッチングＱ１及びＱ２の両方をオフとするような期間）が設けられる。

リアクトル電流ＩＬは、ゲート信号ＰＷＣ１及びＰＷＣ２の切替えタイミングに応じて周期的に上下する。ここで特に、本実施形態に係る入力電圧回路３１０では、キャリア信号の山を含むタイミング（即ち、図中の時刻ｔａ及びｔｂ）においてリアクトル電流ＩＬがサンプリングされる。このようにすれば、リアクトル電流ＩＬを上昇中の２点でサンプリングすることができる。即ち、電流がスイッチング素子Ｑ２側（即ち、下アーム）に流れる場合のリアクトル電流ＩＬをサンプリングすることができる。

ここで、時刻ｔａにおけるリアクトル電流ＩＬのサンプリング値をＩａ、時刻ｔｂにおけるリアクトル電流ＩＬのサンプリング値をＩｂとすると、リアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔは、以下の数式（１）で表せる。

ｄｉ／ｄｔ＝（Ｉｂ−Ｉａ）／（ｔｂ−ｔａ） ・・・（１）
即ち、リアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔは、時刻ｔａ及びｔｂにおける電流の差を時刻ｔａ及びｔｂの差で割った値として算出できる。

そして、入力電圧ＶＬは、上述したリアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔと、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌを用いて、以下の数式（２）で表せる。

ＶＬ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ ・・・（２）
即ち、入力電圧ＶＬは、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌと、リアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔとの積として算出できる。

このように、リアクトル電流ＩＬ及びリアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌが分かっていれば、確実に入力電圧ＶＬを算出することができる。よって、本実施形態のように、入力電圧ＶＬを検出するための電圧センサが設けられていない場合であっても、入力電圧ＶＬの値を得ることができる。従って、入力電圧ＶＬの値が直接的に検出されない場合であっても、間接的に推定した入力電圧ＶＬを用いてコンバータ１２の制御を好適に行うことが可能となる。

以上説明したように、第１実施形態に係る電圧変換装置によれば、入力電圧ＶＬ専用の電圧センサを設けずに済む分、コストの増大及び装置構成の複雑化を低減することができる。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態に係る電圧変換装置について説明する。なお、第２実施形態は、上述した第１実施形態と比べて一部の構成が異なるのみであり、その他の部分については概ね同様である。このため、以下では、第１実施形態と異なる部分について詳細に説明し、重複する部分については適宜説明を省略するものとする。

先ず、第２実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成について、図５を参照して説明する。ここに図５は、第２実施形態に係る電圧変換装置が搭載される車両の全体構成を示す概略図である。

図５において、第２実施形態に係る車両１００では、電圧センサ１０によって入力電圧ＶＬ（即ち、昇圧前の電圧）が検出されている。検出された入力電圧ＶＬは、ＥＣＵ３０へと出力される。

一方で、第１実施形態では設けられていた、出力電圧ＶＨ（即ち、昇圧後の電圧）を検出する電圧センサ１３（図１参照）は、第２実施形態に係る車両１００には設けられていない。よって、ＥＣＵ３０には、出力電圧ＶＨは入力されない。

次に、第２実施形態に係るＥＣＵの具体的な構成について、図６を参照して説明する。ここに図６は、第２実施形態に係るＥＣＵの構成を示すブロック図である。なお、図６では、説明の便宜上、ＥＣＵ３０に備えられる各部位のうち本実施形態に関連の深いもののみを示し、その他の詳細な部位については適宜図示を省略している。

図６において、ＥＣＵ３０は、出力電圧推定回路３６０と、電圧制御部３２０と、電流制御部３３０と、ゲート信号出力回路３４０と、キャリア信号出力部３５０とを備えて構成されている。

出力電圧推定回路３６０は、入力されるリアクトル電流ＩＬ（即ち、電流センサ１８で検出された電流値）及び入力電圧ＶＬ（即ち、電圧センサ１０で検出された電圧値）と、予め記憶されたリアクトルＬ１のインダクタンス値とに基づいて、昇圧後の直流電圧ＶＨを推定する。推定された直流電圧ＶＨは、電圧制御部３２０に出力される。

電圧制御部３２０は、入力電圧ＶＬと、出力電圧推定回路３６０で推定された直流電圧ＶＨに基づいて電圧偏差を演算し、リアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦを算出する。算出されたリアクトル電流指令値ＩＬＲＥＦは、電流制御部３３０へと出力される。

電流制御部３３０、ゲート信号出力回路３４０及びキャリア信号生成部３５０は、それぞれ第１実施形態と同様の構成とされている。

次に、上述したＥＣＵ３０に含まれる出力電圧推定回路３６０の具体的な構成について、図７を参照して説明する。ここに図７は、出力電圧推定回路の構成を示す回路図である。

図７において、出力電圧推定回路３６０は、ＡＤＣ３６１と、サンプリングタイミング発生回路３６２と、電流変化率算出部３６３と、出力電圧算出部３６４とを備えて構成されている。

ＡＤＣ３６１は、リアクトル電流ＩＬの値を相異なる複数のタイミングでサンプリングして、電流変化率算出部３６３へと出力する。ＡＤＣ３６１は、サンプリングタイミング発生回路３６２から入力されるタイミング信号に基づくタイミングでリアクトル電流ＩＬをサンプリングする。

サンプリングタイミング発生回路３６２は、キャリア信号ＣＲに基づいて、リアクトル電流ＩＬのサンプリングタイミングを示すタイミング信号を生成する。具体的には、サンプリングタイミング発生回路３６２は、サンプリングタイミングがキャリア信号ＣＲの谷を含む所定の範囲内のタイミングとなるようにタイミング信号を生成する。

電流変化率算出部３６３は、本発明の「変化率算出手段」の一例であり、ＡＤＣ３６１において複数のタイミングでサンプリングされたリアクトル電流ＩＬの値から、リアクトル電流ＩＬの時間変化率（言い換えれば、リアクトル電流ＩＬの時間微分値ｄＩＬ／ｄＴ）を算出する。リアクトル電流ＩＬの時間変化率の算出方法については、後に詳述する。

出力電圧算出部３６４は、本発明の「電圧推定手段」の一例であり、電流変化率算出部３６３において算出されたリアクトル電流ＩＬの時間変化率を用いて、出力電圧ＶＨを算出（推定）する。なお、出力電圧算出部３６４には、リアクトル電流ＩＬの時間変化率に加えて、入力電圧ＶＬが入力される。また、出力電圧算出部３６４には、リアクトルＬ１のインダクタンス値が予め記憶されている。

以上のように、出力電圧推定回路３６０は、リアクトル電流Ｌ１をキャリア信号ＣＲに基づくタイミングでサンプリングした後、各種演算を行うことで出力電圧ＶＨを推定する。

次に、出力電圧推定回路３６０において出力電圧ＶＨが推定される際の具体的な動作について、図７に加えて、図８を参照して説明する。ここに図８は、第２実施形態に係るＩＬのサンプリングタイミングを示すタイミングチャートである。

図８において、リアクトル電流ＩＬは、ゲート信号ＰＷＣ１及びＰＷＣ２の切替えタイミングに応じて周期的に上下する。ここで特に、本実施形態に係る出力電圧回路３６０では、キャリア信号の谷を含むタイミング（即ち、図中の時刻ｔｃ及びｔｄ）においてリアクトル電流ＩＬがサンプリングされる。このようにすれば、リアクトル電流ＩＬを下降中の２点でサンプリングすることができる。即ち、電流がスイッチング素子Ｑ１側（即ち、上アーム）に流れる場合のリアクトル電流ＩＬをサンプリングすることができる。

ここで、時刻ｔｃにおけるリアクトル電流ＩＬのサンプリング値をＩｃ、時刻ｔｄにおけるリアクトル電流ＩＬのサンプリング値をＩｄとすると、リアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔは、以下の数式（３）で表せる。

ｄｉ／ｄｔ＝（Ｉｄ−Ｉｃ）／（ｔｄ−ｔｃ） ・・・（３）
即ち、リアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔは、時刻ｔｃ及びｔｄにおける電流の差を時刻ｔｃ及びｔｄの差で割った値として算出できる。

そして、出力電圧ＶＨは、上述したリアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔと、入力電圧ＶＬと、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌを用いて、以下の数式（４）で表せる。

ＶＨ＝ＶＬ＋Ｌ×ｄｉ／ｄｔ ・・・（４）
即ち、出力電圧ＶＨは、入力電圧ＶＬに、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌとリアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔとの積を足した値として算出できる。

このように、リアクトル電流ＩＬ、入力電圧ＶＬ及びリアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌが分かっていれば、確実に出力電圧ＶＨを算出することができる。よって、本実施形態のように、出力電圧ＶＨを検出するための電圧センサが設けられていない場合であっても、出力電圧ＶＨの値を得ることができる。従って、出力電圧ＶＨの値が直接的に検出されない場合であっても、間接的に推定した出力電圧ＶＨを用いてコンバータ１２の制御を好適に行うことが可能となる。

以上説明したように、第２実施形態に係る電圧変換装置によれば、出力電圧ＶＨ専用の電圧センサを設けずに済む分、コストの増大及び装置構成の複雑化を低減することができる。

なお、上述した数式（４）の関係からも分かるように、第２実施形態の手法では、入力電圧ＶＬに代えて出力電圧ＶＨが検出されている場合に（即ち、図１で示されるような構成において）、入力電圧ＶＬを推定することが可能である。

具体的には、出力電圧ＶＨが検出されていれば、第１実施形態のように電流がスイッチング素子Ｑ２側に流れている場合のリアクトル電流ＩＬをサンプリングせずとも、電流がスイッチング素子Ｑ１側に流れている場合のリアクトル電流ＩＬをサンプリングすることで入力電圧ＶＬを推定することができる。

この場合、入力電圧ＶＬは、数式（４）を変形した以下の数式（５）を用いて算出できる。

ＶＬ＝ＶＨ−Ｌ×ｄｉ／ｄｔ ・・・（５）
即ち、入力電圧ＶＬは、出力電圧ＶＨから、リアクトルＬ１のインダクタンス値Ｌとリアクトル電流ＩＬの時間変化率ｄｉ／ｄｔとの積を差し引いた値として算出できる。

以上のように、出力電圧ＶＨは、第２実施形態の手法でしか推定できないが、入力電圧ＶＬは、第１実施形態及び第２実施形態の両方の手法で推定できる。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電圧変換装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１０…電圧センサ、１２…コンバータ、１３…電圧センサ、１８…電流センサ、２０…直流電圧発生部、２２，２３…インバータ、２８…蓄電装置、３０…ＥＣＵ、４０…エンジン、４１…動力分割機構、４２…駆動輪、４５…負荷装置、１００…車両、３１０…入力電圧推定回路、３１１…ＡＤＣ、３１２…サンプリングタイミング発生回路、３１３…電流変化率算出部、３１４…入力電圧算出部、３２０…電圧制御部、３３０…電流制御部、３４０…ゲート信号出力回路、３５０…キャリア信号生成部、３６０…出力電圧推定回路、３６１…ＡＤＣ、３６２…サンプリングタイミング発生回路、３６３…電流変化率算出部、３６４…出力電圧算出部、Ｃ２…平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＩＬ…リアクトル電流、Ｌ１…リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２…モータジェネレータ、ＰＷＣ…ゲート信号、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２…システムリレー。

Claims (2)

1. リアクトルと、
   前記リアクトルに夫々直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、
   前記リアクトル電流の変化率を算出する変化率算出手段と、
   前記リアクトル電流の変化率及び前記リアクトルのインダクタンスを用いて、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に入力される入力電圧、並びに前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子から出力される出力電圧のうち、いずれか一方の電圧を推定する電圧推定手段と
   を備え、
   前記電流検出手段は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の切替えタイミングを規定するキャリア信号の山を含む第１所定範囲のタイミングで前記リアクトル電流を複数回検出し、
   前記変化率算出手段は、前記第１所定範囲のタイミングで検出された複数の値から前記リアクトル電流の変化率を算出し、
   前記電圧推定手段は、前記リアクトル電流の変化率及び前記リアクトルのインダクタンスを用いて前記入力電圧を推定する
   ことを特徴とする電圧変換装置。
2. 前記入力電圧を検出する入力電圧検出手段を備え、
   前記電流検出手段は、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の切替えタイミングを規定するキャリア信号の谷を含む第２所定範囲のタイミングで前記リアクトル電流を複数回検出し、
   前記変化率算出手段は、前記第２所定範囲のタイミングで検出された複数の値から前記リアクトル電流の変化率を算出し、
   前記電圧推定手段は、該リアクトル電流の変化率、前記リアクトルのインダクタンス及び前記入力電圧を用いて前記出力電圧を推定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。

Images