JP5752580B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置に関する。

従来、電力系統の交流を直流に変換するコンバータや、直流を交流に変換してモータを駆動するインバータには、図１４に示すような３相２レベルコンバータ、３相２レベルインバータが適用されてきた。例えば３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で、必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。

３相２レベルインバータの出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行うので、擬似的な交流波形となっている。高耐圧のスイッチング素子を使用する高電圧モータドライブ用インバータ及び長距離海底ケーブルのように直流で伝送された電力を交流に変換する電力系統接続用インバータ等では、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されたフィルタが挿入される。このような電力変換装置では、電力系統に流れ出す高調波成分を他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために、このフィルタ容量が大きくなっており、コスト上昇と重量増加を招いていた。

更に、文献で発表されている回路方式では、図１５のように、電力系統、配電系統電圧に、従来一般的に用いられているトランスによる電圧降圧なしに、直接接続することの出来る電力変換装置の研究開発も進められている。この電力変換装置は例えばＣＶＣＦ(constant voltage constant frequency)インバータとして動作する。

これが実用化されると、重量・体積が大きく、システム全体に占めるコストも比較的大きいトランスが不用になるほかに、出力電圧・電流波形が多レベル化により正弦波に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットも享受することができる。

2009年cigre論文予稿集Paper４０１(Multilevel Voltage-Sourced Converters for HVDC and FACTS Applications：Siemens AG

しかしながら、このような回路方式は、各スイッチングユニットの構成要素である直流コンデンサの電圧値を一定に制御するために、直流電源を還流させる還流電流を常時流すことが原理的に必要である。３相を同一の直流電源に接続しているので、各相の直流電圧合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流が流れてしまい機器を破壊してしまう危険がある。これを防止するために、各相にバッファリアクトルを挿入し、短絡電流が過大にならないように制限を加えている。このようなバッファリアクトルは装置の大型化、高コスト化を招く。

実施形態は、高調波抑制フィルタ無しに高調波成分が小さい電圧電流波形を出力することができるとともに、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルが不要な小型の電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態に係る電力変換装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置において、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素をスイッチングユニットとしたとき、２以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを２回路直列に接続した相ユニットと、前記相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記相ユニットの最上端が直流電源の正側、最下端が直流電源の負側に接続され、前記直列接続された単位アームの相互接続点が交流端子として交流電源に接続される電力変換装置であって、前記制御部は、交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、前記交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の一周期において前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御する。

電力変換装置の第１実施形態の構成を示す図である。 相ユニット１３が２個のスイッチングユニット１２Ｐ、１２Ｎの直列回路で構成されている電力変換装置の構成を示す図である。 図２の電力変換装置をＣＶＣＦインバータとして機能させる場合の動作を示す図である。 変調率αに対する最適な切替位相角θchgを示す図である。 制御モード切替のタイミングを示す図である。 電力変換装置の第２実施形態の構成を示す図である。 第２実施形態の変形例を示す図である。 電力変換装置の第３実施形態の構成をに示す図である。 電力変換装置の第４実施形態の構成をに示す図である。 第４実施形態における変調率αに対する最適な切替位相角θchgを示す図である。 第４実施形態における制御モード切替のタイミングを示す図である。 第４実施形態の動作を示す図である。 第５実施形態の動作を示す図である。 従来の３相２レベルコンバータ及び３相２レベルインバータの構成を示す図である。 従来の電力変換装置の構成を示す図である。

以下、実施形態を図面を参照して説明する。

図１は電力変換装置の第１実施形態の構成を示す図である。第１実施形態に係る電力変換装置は、例えば単相５０Ｈｚの交流電力を、絶縁トランスを介して直流電力に変換、または直流電力を単相５０Ｈｚの交流電力に変換し絶縁トランスを介して出力する。交流／直流変換と直流／交流変換は、電力変換装置の制御方法に依存して変更できる。これは本実施例及び後述する他の実施例についても同様に言える。

図１に示す電力変換装置は、自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１を逆並列接続した回路を直列に接続したレグ１１に、コンデンサＣ１を並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器がスイッチングユニット１２として構成されている。２×Ｎ個のスイッチングユニットを直列に接続して相ユニット１３を構成する。図１の例ではＮ＝２の例について示し、Ｕ相と、Ｖ相の２つの相ユニット１３が並列に接続され直流側に接続されている。

第１実施形態の制御動作を図２及び図３を用いて説明する。図２の電力変換装置は相ユニット１３が２個のスイッチングユニット１２Ｐ、１２Ｎの直列回路で構成されている。スイッチングユニット１２Ｐは、スイッチング素子ＳｕＰ、ＳｘＰ、ダイオードＤ１，Ｄ２で構成されるレグと、このレグに並列接続されたコンデンサＣ１を含む。スイッチングユニット１２Ｎは、スイッチング素子ＳｕＮ、ＳｘＮ、ダイオードＤ３，Ｄ４で構成されるレグと、このレグに並列接続されたコンデンサＣ２を含む。スイッチングユニット１２Ｐ及び１２Ｎの接続点は、出力端１０に接続される。

相ユニット１３には、２つの電源Ｖｓ１，Ｖｓ２の直列回路が並列に接続される。２つの電源Ｖｓ１，Ｖｓ２の出力電圧はそれぞれＶｄｃであり、電源Ｖｓ１とＶｓ２の接続点は接地点に接続される。制御部２０は、三角波発生部２１からの三角波と電圧指令値との比較に基づいて、スイッチングユニット１２Ｐ、１２Ｎを構成するスイッチング素子に対するゲート指令を生成する。

直流電源の中性点を電圧基準の接地点（端子１１）として、接地点からみた交流出力端１０の電圧をＶｕとする。直流電源の正負それぞれの電圧をＶｄｃ、スイッチングユニットのコンデンサ電圧をＶｃとし、正側電源に接続されるスイッチングユニット１２Ｐの出力電圧をＶｕＰ、負側電源に接続されるスイッチングユニット１２Ｎの出力電圧をＶｕＮとする。

図３は図２の電力変換装置をＣＶＣＦインバータとして機能させる場合の動作を示し、縦軸は電圧、電流または電力の大きさを示し、横軸は交流出力の周期を示す。

図２の回路で交流出力電圧として単相５０Ｈｚの交流を出力する動作は、以下の２つの動作モード、モードＭ１、モードＭ２からなる。

（１）モードＭ１：負側スイッチングユニット１２Ｎをゲートブロック、即ちスイッチング素子ＳｕＮ，ＳｘＮのゲートを共にオフして正側スイッチングユニット１２Ｐの出力電圧ＶｕＰを以下のように制御する。

ＶｕＰ＝Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆ：出力したい交流電圧指令）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。

Ｖｕ＝Ｖｄｃ−ＶｕＰ＝Ｖｄｃ−（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）＝ＶｕＲｅｆ
図３（ａ）は出力電圧Ｖｕおよび出力電流Ｉｕを示す。図３（ａ）において、縦軸の１０の大きさは電源電圧Ｖｄｃに相当し、モード１は期間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６のときのモードであり、電圧ＶｕＰは上側の斜線部に相当する。このモードＭ１のとき、スイッチングユニット１２Ｐのスイッチング素子ＳｕＰ、ＳｘＰは、図３（ｂ）の上図に示すように、制御部２０からのゲート指令に基づきスイッチングを行い、出力電圧ＶｕＰが発生される。モード切り替えのタイミングは後述される。

（２）モードＭ２：正側スイッチングユニット１２Ｐをゲートブロックして、負側スイッチングユニット１２Ｎの出力電圧ＶｕＮを以下のように制御する。

ＶｕＮ＝Ｖｄｃ＋ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆ：出力したい交流電圧指令）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。

Ｖｕ＝−Ｖｄｃ＋ＶｕＮ＝−Ｖｄｃ＋（Ｖｄｃ＋ＶｕＲｅｆ）
＝ＶｕＲｅｆ
図３（ａ）において、モード２は期間Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５のときのモードであり、電圧ＶｕＮは下側の斜線部に相当する。このモードＭ２のとき、スイッチングユニット１２Ｎのスイッチング素子ＳｕＮ、ＳｘＮは、図３（ｂ）の下図に示すように、制御部２０からのゲート指令に基づきスイッチングを行い、出力電圧ＶｕＮが発生される。

図３（ｃ）はスイッチングユニット１２Ｐの出力端子間電圧ＶｕＰ（太い実線），スイッチングユニット１２Ｎの出力端子間電圧ＶｕＮ（太い点線）を示す。図３（ｃ）に示す電圧ＶｕＰ、ＶｕＮの大きさは、図３（ａ）の斜線部の電圧ＶｕＰ、ＶｕＮと同一である。制御部２０は、図３（ｃ）に示すような電圧指令値と、三角波発生器２１により発生された三角波との比較に基づいて、スイッチングユニット１２Ｐ，１２Ｎに対するゲート指令を生成する。

図３（ｄ）はスイッチングユニット１２Ｐの入出力電流ＩｕＰ（実線）及びスイッチングユニット１２Ｎの入出力電流ＩｕＮ（点線）を示す。図３（ｅ）はコンデンサＣ１の充放電電力ＰｏｗｅｒＰ（実線）及びコンデンサＣ２の充放電電力ＰｏｗｅｒＮ（点線）を示し、プラス側の特性は充電電力を示し、マイナス側の特性は放電電力を示す。

上記モードＭ１においては、負側スイッチングユニット１２Ｎはゲートブロック状態で動作停止しているため、交流負荷電流Ｉｕは正側スイッチングユニット１２Ｐを常に流れる。例えば期間Ｔ２のとき、スイッチング素子ＳｕＰがオン、ＳｘＰがオフであれば、電流は電源Ｖｓ１、ダイオードＤ１，コンデンサＣ１を介して出力端１０から出力される。また期間Ｔ２のとき、スイッチング素子ＳｕＰがオフ、ＳｘＰがオンであれば、電流は電源Ｖｓ１、スイッチング素子ＳｘＰを介して出力端１０から出力される。

更に、期間Ｔ４又はＴ６のとき、スイッチング素子ＳｕＰがオン、ＳｘＰがオフであれば、電流は出力端１０（負荷）から、コンデンサＣ１，スイッチング素子ＳｕＰを介して電源Ｖｓ１に流れ込む。また期間Ｔ４又はＴ６のとき、スイッチング素子ＳｕＰがオフ、ＳｘＰがオンであれば、電流は出力端１０（負荷）から、ダイオードＤ２を介して電源Ｖｓ１に流れ込む。

この時正側スイッチングユニット１２ＰのコンデンサＣ１は、以下の式で表される電力ＰｏｗｅｒＰによって充放電がなされる。

ＰｏｗｅｒＰ＝ＶｕＰ×Ｉｕ＝（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）×Ｉｕ
ＶｕＲｅｆとＩｕが同位相すなわち力率１で動作し、例えばスイッチンユニット１２Ｐのみで動作させた場合について計算すると、交流１周期でのＰｏｗｅｒＰ（コンデンサＣ１の充放電電力）の平均値はマイナスとなる。すなわち、上記モードＭ１の動作のみで出力電圧制御を行うと、正側スイッチングユニット１２Ｐのコンデンサ電圧平均値を一定に保つことができず、運転継続が不可能となる。

同様に上記モードＭ２の動作のみで出力電圧制御行った場合、つまりスイッチンユニット１２Ｎのみで動作した時も同様に、力率１で動作した時のＰｏｗｅｒＮは、交流１周期での平均値がプラスとなり、コンデンサ電圧平均値を一定に保つことができずに、運転継続が不可能となる。

本実施形態においては、この問題を解決するために、既に図３（ｂ）に示したように、交流５０Ｈｚの１周期の正の半波と負の半波ごとに、上記モードＭ１の動作モードとモードＭ２の動作モードを切り替える。更に、動作モードの切り替えタイミング（位相角）が固定されていると、スイッチングユニットのコンデンサの充放電電力は、振幅指令変調率（以下変調率α）の増加（または減少）に応じてマイナス側（プラス側）に移行する。この変調率αとは、入力直流電圧と出力交流電圧の振幅比を示し、変調率が「１」のとき、入力直流電圧Ｖｄｃと出力交流電圧Ｖｕの振幅は同一である。

そこで本実施形態では、交流電圧（交流電圧指令）の位相θに対して、出力電圧の変調率αに応じて図４に示すような最適な切替位相角θchgを予め演算にて求めておく。この切替位相角θchgは、変調率が大きいほど小さい値に設定されている。切替の位相角θchgに基づいて、図５に示すようにモード切替を行う。

モード切替は、以下のようにして行う。

１）θ＜θｃｈｇのとき、モードＭ２
２）θｃｈｇ＜θ＜π−θｃｈｇのとき、モードＭ１
３）π−θｃｈｇ＜θ＜πのとき、モードＭ２
４）π＜θ＜π＋θｃｈｇのとき、モードＭ１
５）π＋θｃｈｇ＜θ＜２π−θｃｈｇのとき、モードＭ２
６）２π−θｃｈｇ＜θ＜２πのとき、モードＭ１
変調率αと切替位相角θとの関係は、以下のように示すことが出来る。すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｕ相電流Ｉｕが以下のように表される時、
Ｖｕ＝Ｖｄｃ×（１＋α・ｓｉｎθ）
Ｉｕ＝Ｉ×ｓｉｎθ
以下の式を満たすように、θを決定する。

これを満たすαとθの関係を示したのが図４である。

尚、図３及び図５は共に、変調率として０．８が指令され、図４の点線で示すように、対応する切替位相角θｃｈｇを３６゜に設定して動作させた場合を示している。

以上の構成により、高調波抑制フィルタなしに高調波レベルが低い電圧電流波形を力することができると共に、直流循環電流を流すことなくスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になる。従って、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルを使用する必要がなく、小型の電力変換装置を提供することが可能になる。

尚、モードＭ１とモードＭ２との切替は瞬時に行うものとして説明を行ったが、一方のスイッチングユニットをゲートブロックに制御した直後、回路のインダクタンス成分により、当該ユニットに電流が流れ続け、２つのスイッチングユニットが短絡状態となり過電流が流れることがある。この場合は２つのユニットを共にゲートブロックするデッドタイムを設けることで、このような過電流を防止できる。
次に、第２実施形態について説明する。図６は電力変換装置の第２実施形態の構成を示す図である。

この電力変換装置は、電力系統で一般的な３相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）を、トランスＴｒ１を介して変換器（１）〜（３）に入力し、直流に変換するコンバータを示す。トランスＴｒ１の一次側は３相スター結線またはデルタ結線として、二次側を単相×３の合計６線に分割し、各相について図１に示す電力変換装置が変換器として設けられる。変換器（１）〜（３）の出力端を互いに並列に接続した上で直流電源（コンデンサＣ３）に接続される。

本構成を用いることにより、３相交流から直流への電力変換においても、第１実施形態と同一の効果を得ることが可能になる。

また、従来の図１４に示すような直流／３相交流変換装置の回路から、バッファリアクトルを取り除いただけの図７のような回路の各相の制御に上記実施形態と同様の制御を施してもよい。

次に第３実施形態を説明する。図８は電力変換装置の第３実施形態の構成をに示す図である。

この電力変換装置は、電力系統で一般的な３相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）を上記第２実施形態のように、トランスＴｒ２を介して変換器（１）〜（３）に入力し、直流に変換するコンバータを示す。トランスＴｒ２の一次側は３相スター結線またはデルタ結線として、二次側を単相×３の合計６線に分割し、各相について図１に示す電力変換装置が変換器として設けられる。変換器（１）〜（３）の出力端を互いに直列に接続した上で直流電源（コンデンサＣ４）に接続する。

次に、第４実施形態について説明する。図９は電力変換装置の第４実施形態の構成を示す図である。

第４実施形態における電力変換装置は、単相５０Ｈｚの電源を、絶縁トランスを介して直流に電力変換するコンバータである。

Ｕ相ユニットは、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグを１つと、コンデンサとを並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器をスイッチングユニット１２として、２×Ｎ個のスイッチングユニット１２を直列に接続した相ユニットを構成する。図９の例ではＮ＝２の例を示している。

Ｖ相ユニットは、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグＳｖ、Ｓｙを２個直列接続した、従来の２レベルインバータと同様の構成である。Ｕ相とＶ相の２つの相ユニットを並列に接続した上で、直流電源（コンデンサＣ５）に接続する。

Ｕ相の各スイッチングユニットの動作は、第１実施形態と基本的に同様であるが、モード切替のタイミング位相θchgは、Ｖ相の構成が異なることに起因して第１実施形態とは異なり、図１０のグラフで示すことのできる関数で動作させる。

Ｖ相のスイッチング動作は、いわゆる１パルス動作で、以下の条件分岐でスイッチングする。

（１）ＶｕＲｅｆ＞０の時、上側素子Ｓｖオン、下側素子Ｓｙオフ
（２）ＶｕＲｅｆ＜０の時、上側素子Ｓｖオフ、下側素子Ｓｙオン
図１１及び図１２は、変調率として０．８が指令され、図１０の点線で示すように、対応する切替位相角θｃｈｇを５１゜に設定して動作させた場合を示している。

以上の構成によっても、第１実施形態と同様に、高調波抑制フィルタを用いずに高調波レベルの低い電圧電流波形を出力することができるとともに、直流循環電流を流すことなくスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になる。その結果、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルを使用する必要がなく、小型の電力変換装置を提供することが可能になり、さらに図１の構成よりも少ない構成要素（スイッチング素子及びダイオード等）で実現が可能になる。

次に、第５実施形態を図７および図１３を参照して説明する。第５実施形態における電力変換装置は、３相５０Ｈｚの電源を、絶縁トランスを介して直流に電力変換する電力変換器（コンバータ）である。

図７のように、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグを１つと、コンデンサとを並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器をスイッチングユニット１２として、２×Ｎ個のスイッチングユニットを直列に接続した相ユニット１４を構成する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相ユニット１４を直流部で並列に接続した上で、直流側に接続される。

第５実施形態における制御動作を説明する。簡単のため、相ユニットは図２と同様に２個のスイッチングユニット１２Ｐ、１２Ｎで構成された場合を説明する。

直流電源の中性点を接地点として電圧基準とし、接地点からみた交流出力点の電圧をＶｕとする。直流電源の正負それぞれの電圧をＶｄｃ，スイッチングユニットのコンデンサ電圧をＶｃとし、電源正側に接続されるスイッチングユニットの出力電圧をＶｕＰ、電源負側に接続されるスイッチングユニットの出力電圧をＶｕＮとする。

図２の回路で交流出力電圧として単相５０Ｈｚの交流を出力するには、以下の３つの動作モードがある。

（１）モードＭ１：負側スイッチングユニット１２Ｎをゲートブロックして正側スイッチングユニット１２Ｐの出力電圧ＶｕＰを以下のように制御する。

正側スイッチングユニットＶｕＰ＝Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆは、出力したい交流電圧指令）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。

Ｖｕ＝Ｖｄｃ−ＶｕＰ＝Ｖｄｃ−（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）＝ＶｕＲｅｆ
（２）モードＭ２：正側スイッチングユニット１２Ｐをゲートブロックして負側スイッチングユニット１２Ｎの出力電圧ＶｕＮを以下のように制御する。

負側スイッチングユニットＶｕＮ＝Ｖｄｃ＋ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆは、出力したい交流電圧指令）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。

Ｖｕ＝−Ｖｄｃ＋ＶｕＮ＝−Ｖｄｃ＋（Ｖｄｃ＋ＶｕＲｅｆ）＝ＶｕＲｅｆ
（３）モードＭ３：正側スイッチングユニット１２Ｐと負側スイッチングユニット１２Ｎの出力電圧ＶｕＰ、ＶｕＮを以下のように制御する。

正側スイッチングユニットＶｕＰ＝Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ
負側スイッチングユニットＶｕＮ＝Ｖｄｃ＋ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆは、出力したい交流電圧指令）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。

Ｖｕ＝−Ｖｄｃ＋ＶｕＮ＝−Ｖｄｃ＋（Ｖｄｃ＋ＶｕＲｅｆ）＝ＶｕＲｅｆ
＝Ｖｄｃ−ＶｕＰ＝Ｖｄｃ−（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）＝ＶｕＲｅｆ
このモードＭ３においては、正負両スイッチングユニットがスイッチング動作しているので、直流電源から、正側スイッチングユニット、負側スイッチングユニットの両方を通過して直流電流を流す経路が成立する。この経路を利用して、スイッチングユニットのコンデンサ電圧が低下した時には、充電する方向に電流Ｉｃｈａｒｇｅを流し、電圧が上昇した時には放電する方向に電流Ｉｃｈａｒｇｅを流すことにより、コンデンサ電圧の平均値を一定に保つことが出来る。

上記動作モードＭ１においては、負側スイッチングユニットはゲートブロックで動作停止しているため、交流負荷電流Ｉｕは正側スイッチングユニットを常に通過する。

この時正側スイッチングユニットのコンデンサは、以下の式で表される電力ＰｏｗｅｒＰによって充放電がなされる。

ＰｏｗｅｒＰ＝ＶｕＰ×Ｉｕ＝（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）×Ｉｕ
ＶｕＲｅｆとＩｕが同位相すなわち力率１動作している場合について計算すると、交流１周期でのＰｏｗｅｒＰの平均値はマイナスとなる。すなわち、上記動作モードＭ１のみで出力電圧制御を行うと、正側スイッチングユニットのコンデンサ電圧平均値は一定に保つことができず、運転継続ができない。

同様に上記動作モードＭ２のみで出力電圧制御行った場合も同様に、力率１時のＰｏｗｅｒＮは、交流１周期での平均値がプラスとなり、コンデンサ電圧平均値を一定に保つことができずに、運転継続できない。

そこで本実施形態においては、この問題を解決するために、図１３（ａ）、（ｂ）のグラフで示すとおり、交流５０Ｈｚの１周期の正の半波と負の半波ごとの上記動作モードＭ１と動作モードＭ２の他に、動作モードＭ３を挿入して切り替える。電源交流と同期した位相θに対してモード切替を行う。

１)０＜θ＜π/6のとき、モードＭ３
２）π/6＜θ＜π−π/6のとき、モードＭ１
３）π-π/6＜θ＜π+π/6のとき、モードＭ３
４）π＋π/6＜θ＜２π−π/6のとき、モードＭ２
５）２π−π/6＜θ＜２πのとき、モードＭ３
モードＭ３は直流電源の正と負をつなぐ電流経路を形成するので、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相で同時にモードＭ３で動作させると相の間で短絡経路が形成され、過電流保護動作や過電流による素子破壊が発生してしまうが、上記のようにπ/６ごとにモードを切り替えることにより、モードＭ３となるタイミングがＵ相、Ｖ相、Ｗ相でずれるため、相間での短絡経路形成を防止できる。

正側ユニット１２Ｐ、負側ユニット１２Ｎに流す電流ＩｕＰ、ＩｕＮは次の式で表す値に制御する。

１） ０＜θ＜π／６のとき、
ＩｕＰ＝Ｉｕ−Ｉｃｈａｒｇｅ
ＩｕＮ＝Ｉｃｈａｒｇｅ
２）π／６＜θ＜π−π／６のとき、
ＩｕＰ＝Ｉｕ
ＩｕＮ＝０
３）−１ π−π／６＜θ＜πのとき、
ＩｕＰ＝Ｉｕ−Ｉｃｈａｒｇｅ
ＩｕＮ＝Ｉｃｈａｒｇｅ
３）−２ π＜θ＜π＋π／６のとき、
ＩｕＰ＝−Ｉｃｈａｒｇｅ
ＩｕＮ＝Ｉｕ＋Ｉｃｈａｒｇｅ
４）π＋π／６＜θ＜２π−π／６のとき
ＩｕＰ＝０
ＩｕＮ＝Ｉｕ
５）２π−π／６＜θ＜２πのとき、モードＭ３
ＩｕＰ＝−Ｉｃｈａｒｇｅ
ＩｕＮ＝Ｉｕ＋Ｉｃｈａｒｇｅ
以上の構成により、高調波抑制フィルタなしに低高調波の電圧電流波形を出力することができるとともに、直流循環電流を流さなくてもスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になり、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルをなくしても、小型の電力変換器を提供することが可能になる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１１…レグ、１２…スイッチングユニット、１３…相ユニット、Ｖｓ１、Ｖｓ２…直流電源、Ｑ１、ＳｕＰ、ＳｘＰ、ＳｕＮ、ＳｘＮ…スイッチング素子、Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランス、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード。

Claims (10)

1. 自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素がスイッチングユニットとして構成され、
   ２以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを２回路直列に接続した相ユニットと、
   前記相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、
   前記相ユニットの最上端が直流電源の正側、最下端が直流電源の負側に接続され、前記直列接続された単位アームの相互接続点が交流端子として交流電源に接続される電力変換装置であって、
   前記制御部は、
   交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、
   前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、
   前記交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の一周期において前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 複数台の前記相ユニットの交流側に、前記相ユニットより出力される３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器が接続される請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記相ユニットは、６台が並列接続されている請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記相ユニットは、２台を並列に接続した相ブリッジと、
   ３つの前記相ブリッジの直流側が直列に接続された直列接続回路と、
   前記直列接続回路の交流側に、３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器と接続した請求項１又は２記載の電力変換装置。
5. 前記相ユニットが６台並列に直流電源に接続され、前記交流端子が、３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器の単相交流側に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記相ユニットを２台並列に接続したものを相ブリッジとして構成し、３つの相ブリッジが直列に接続され、該直列回路の両端が直流電源に接続され、
   各相ブリッジの交流端子が、３相交流を３つの単相交流に分割する変圧器の単相交流に接続されることにより、直流と３相交流との電力変換が出来るようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
7. 自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素がスイッチングユニットとして構成され、
   ２以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを２回路直列に接続し、相互接続点を交流端子とした第1の相ユニットと、
   直流電源の正負端子間に直列接続される少なくとも２つのスイッチング素子を含み、前記少なくとも２つのスイッチング素子の接続点を交流端子とした第二の相ユニットと、
   前記第１及び第２相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、単相交流電源の一方が前記第１の相ユニットの交流端子に接続し、他方が第二の相ユニットの交流端子に接続される電力変換装置であって、
   前記制御部は、
   前記第２の相ユニットを構成するスイッチング素子を交流電源電圧の正負と同期して１周期に１回のオンオフを行う１パルス動作で動作させ、
   前記第１の相ユニットを構成するスイッチング素子については、前記交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、
   前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、
   交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の一周期において前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。
8. 前記第１及び第２相ユニットが３組並列に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記第１及び第２相ユニットの並列回路が３組直列に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
10. 自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素をスイッチングユニットとして構成され、
    ２以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを２回路直列に接続し、相互接続点を交流端子とした第1の相ユニットと、直流電源の正負端子間に直列接続される少なくとも２つのスイッチング素子を含み、前記少なくとも２つのスイッチング素子の接続点を交流端子とした第二の相ユニットと、前記第１及び第２相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、単相交流電源の一方が前記第１の相ユニットの交流端子に接続し、他方が第二の相ユニットの交流端子に接続される電力変換装置であって、
    前記制御部は、
    前記第二の相ユニットを構成するスイッチング素子を交流電源電圧の正負と同期して１周期に１回のオンオフを行う１パルス動作で動作させ、
    前記第１の相ユニットを構成するスイッチング素子については、前記交流電源電圧の正負に応じて、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、
    前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、
    交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の半サイクルの中で前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。

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