JP5630409B2 - プッシュプル回路、ｄｃ／ｄｃコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、誘導性負荷に接続されるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体に関する。

電源装置において、直流電源から出力される直流電圧をパルス電圧に変換するためにプッシュプル回路が用いられることがある。例えば、特許文献１に開示されている電源装置は、図１９に示すように、プッシュプル回路１０１と、トランス１０２と、フルブリッジ回路１０３と、コンデンサ１０４と主バッテリ１０５との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。

特許文献１に開示されている電源装置は、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電時に、リレー接点１０６を遮断し、プッシュプル回路１０１→トランス１０２→フルブリッジ回路１０３（整流回路として使用）→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献１に開示されている電源装置は、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、リレー接点１０６を導通させ、フルブリッジ回路１０３→トランス１０２→プッシュプル回路１０１の経路で降圧動作を行う。

なお、特許文献１に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電が主用途であり、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電は主として主バッテリ１０５の残量不足時に補機バッテリ１００からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献１に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。

特開２０００−５０４０２号公報

ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。

しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５、補機バッテリ１００間の電力伝送を効率よく行うことができないという問題があった。

昇圧動作時にプッシュプル回路１０１に大電流を流す場合、トランジスタＱ１またはＱ２がオン状態からオフ状態にスイッチングする際、トランス１０２の寄生インダクタンス（図１９において不図示）に起因する非常に大きなサージ電圧が発生する。このサージ電圧はスイッチングする直前のトランジスタに流れる電流値におおよそ比例するため、回路に流れる電流が大きいほどサージ電圧が大きくなり、回路を破壊しやすくなる。このサージ電圧によって回路が破壊されることを防止するために、図２０に示すようにツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２を設けると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるトランジスタＴ_Ｌ１のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点Ａにサージ電圧が発生した場合にツェナー電圧以上のサージ成分（図２１の斜線部）はツェナーダイオードＺＤ１を介してＧＮＤ側に捨てられ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｌ２のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点Ｂにサージ電圧が発生した場合にツェナー電圧以上のサージ成分（図２１の斜線部）はツェナーダイオードＺＤ２を介してＧＮＤ側に捨てられることになるので、大きな損失の要因となる。

なお、図２０のバッテリＢ１は図１９の補機バッテリ１００に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｌ１は図１９のＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ１に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｌ２は図１９のＮＰＮバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２に、図２０のトランスＴＲ１は図１９のトランス１０２に、図２０のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｈ１〜Ｔ_Ｈ４は図１９のＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ３〜Ｑ６に、図２０のコンデンサＣ_Ｈは図１９のコンデンサ１０４にそれぞれ対応している。また、図２０では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。

本発明は、上記の状況に鑑み、サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るプッシュプル回路は、一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、第１整流素子と、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、第２整流素子と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備える構成（第１の構成）とする。

また、上記第１の構成のプッシュプル回路において、前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＦＦ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第１スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＦＦ状態であるように、前記第１〜第４スイッチング素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わる構成（第２の構成）としてもよい。

また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の一方をＯＮにするための電圧を生成する第１の電源回路と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の他方をＯＮにするための電圧を生成する第２の電源回路とを備える構成（第３の構成）としてもよい。

また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタである構成（第４の構成）としてもよい。

また、上記第１の構成又は上記第２の構成のプッシュプル回路において、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタである構成（第５の構成）としてもよい。

また、上記第１〜第５のいずれかの構成のプッシュプル回路において、前記第１整流素子及び前記第２整流素子がそれぞれ同期整流用スイッチング素子である構成（第６の構成）としてもよい。

また、上記第６の構成のプッシュプル回路において、前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第１整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第３スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第１整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わり、前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第２整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第４スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第２整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるように、前記第１〜第４スイッチング素子、前記第１整流素子、及び前記第２整流素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わる構成（第７の構成）としてもよい。

また、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスに接続される上記第１〜第７のいずれかの構成のプッシュプル回路とを備える構成とする。

また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置よりも蓄電容量が大きい第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換して前記第２蓄電装置に供給する上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータとを備える構成とする。なお、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータを双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行うことができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにすることが望ましい。

また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。

また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第２蓄電装置の電圧を前記第１蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。

本発明に係るプッシュプル回路は、一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、第１整流素子と、前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、第２整流素子と、前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備える構成である。このような構成によると、前記第３スイッチング素子がＯＮであるときに前記誘導性負荷の一端の寄生インダクタに起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分は前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に還流され、前記第４スイッチング素子がＯＮであるときに前記誘導性負荷の他端の寄生インダクタに起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分は前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に還流されるので、損失を大幅に低減することができる。従って、本発明によると、サージ電圧を抑制するとともに高効率化を図ることができるプッシュプル回路並びにこれを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体を実現することができる。

本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。 図２０に示すプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。 トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を示す図である。 トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 電気自動車用ソーラー充電システムの概略構成例を示す図である。 電気自動車用ソーラー充電システムに用いられるＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を示す図である。 第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 昇圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 昇圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。 降圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 降圧動作における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図である。 第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 特許文献１に開示されている電源装置の構成を示す図である。 従来のプッシュプル回路の構成例を示す図である。 図２０に示す従来のプッシュプル回路においてサージ電圧が発生した場合にＧＮＤ側に捨てられるサージ成分を示す図である。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。

図１は本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｌ１及びＴ_Ｌ２と、ダイオードＤ_ＡＣ１及びＤ_ＡＣ２と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２とを備えている。

トランジスタＴ_Ｌ１のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴ_Ｌ２のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴ_Ｌ１及びＴ_Ｌ２の各ソースはバッテリＢ１の負極に接続される。なお、図１では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード（以下、並列ダイオードと呼ぶ）が接続されているが、この並列ダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。

ダイオードＤ_ＡＣ１のアノードはトランジスタＴ_Ｌ１のドレインに接続され、ダイオードＤ_ＡＣ１のカソードはトランジスタＴ_ＡＣ１のドレインに接続され、トランジスタＴ_ＡＣ１のソースはバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードＤ_ＡＣ２のアノードはトランジスタＴ_Ｌ２のドレインに接続され、ダイオードＤ_ＡＣ２のカソードはトランジスタＴ_ＡＣ２のドレインに接続され、トランジスタＴ_ＡＣ２のソースはバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。

なお、トランスＴＲ１の高圧側巻線にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｈ１〜Ｔ_Ｈ４によって構成されるフルブリッジ回路が接続され、当該フルブリッジ回路にコンデンサＣ_Ｈが接続される。これにより、バッテリＢ１から出力される直流電圧を、本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路→トランスＴＲ１→上記フルブリッジ回路の経路で昇圧してコンデンサＣ_Ｈで平滑すること、及び、コンデンサＣ_Ｈの両端電圧を上記フルブリッジ回路→トランスＴＲ→本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の経路で降圧してバッテリＢ１に供給することが可能となる。

図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴ_Ｌ１のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点ＡからダイオードＤ_ＡＣ１を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴ_ＡＣ１が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤ_ＡＣ１を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴ_Ｌ２のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端との接続点ＢからダイオードＤ_ＡＣ２を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴ_ＡＣ２が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤ_ＡＣ２を経由してバッテリＢ１の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。

したがって、トランジスタＴ_Ｌ１がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴ_ＡＣ１がＯＮ状態であり、トランジスタＴ_Ｌ２がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴ_ＡＣ１がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴ_Ｌ２がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴ_ＡＣ２がＯＮ状態であり、トランジスタＴ_Ｌ１がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴ_ＡＣ２がＯＦＦ状態である必要がある。このため、トランジスタＴ_Ｌ１、Ｔ_Ｌ２、Ｔ_ＡＣ１、及びＴ_ＡＣ２のＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図２に示すようなタイミングで行うとよい。図２に示すようなタイミングでトランジスタＴ_Ｌ１、Ｔ_Ｌ２、Ｔ_ＡＣ１、及びＴ_ＡＣ２のＯＮ、ＯＦＦ切り替えを行う場合、トランジスタＴ_ＡＣ１の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴ_Ｌ１の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタＴ_ＡＣ２の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴ_Ｌ２の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタＴ_ＡＣ１の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタＴ_ＡＣ２の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。

ここで、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図３に示す。また、比較のため、図２０に示すプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図４に示す。図３及び図４それぞれにおいて、太線は接続点Ａの電圧を示しており、細線は接続点Ｂの電圧を示している。また、図３及び図４それぞれにおいて、バッテリＢ１の電圧は１２Ｖとした。

図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因する接続点Ａの電圧上昇及びトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因する接続点Ｂの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点Ａ、接続点Ｂの電圧がトランジスタＴ_L１、Ｔ_L２の耐圧を越えて上昇し、トランジスタＴ_L１、Ｔ_L２を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１及びＰＬ２に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点Ａ→ダイオードＤ_ＡＣ１→トランジスタＴ_ＡＣ１→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ１→接続点Ａ、または、接続点Ｂ→ダイオードＤ_ＡＣ２→トランジスタＴ_ＡＣ２→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ２→接続点Ｂの電流経路で還流させているため、寄生インダクタＰＬ１、ＰＬ２に溜まったエネルギーを（ツェナーダイオード等で消費することなく）高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。

次に、トランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２駆動用ドライバの電源構成例について説明する。

トランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を図５に示す。図５において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図５に記載している電圧値は一例である。

図５に示す第１実施例では、トランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、バッテリＢ１の電圧が１２Ｖの場合、トランジスタＴ_ＡＣ１駆動用のゲートドライバＤＶ１は、トランジスタＴ_ＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_ＡＣ１の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とし、トランジスタＴ_ＡＣ２駆動用のゲートドライバＤＶ２は、トランジスタＴ_ＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_ＡＣ２の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とする。そこで、図５に示す第１実施例では、トランジスタＴ_Ｌ１のドレイン電圧を抵抗Ｒ１及び逆流防止用ダイオードＤ１を経由して更にコンデンサＣ１により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続し、トランジスタＴ_Ｌ２のドレイン電圧を抵抗Ｒ２及び逆流防止用ダイオードＤ２を経由して更にコンデンサＣ２により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ１にはトランジスタＴ_ＡＣ１をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴ_ＡＣ１のソース端子）も接続し、ゲートドライバＤＶ２にはトランジスタＴ_ＡＣ２をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴ_ＡＣ２のソース端子）も接続する。なお、図５に示す第１実施例とは異なり、トランジスタＴ_Ｌ１のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続し、トランジスタＴ_Ｌ２のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続することも可能である。このようなトランジスタＴ_ＡＣ１、Ｔ_ＡＣ２を駆動するための電源電圧が得られるのは、図３に示すように、トランジスタＴ_ＡＣ１オフ時のトランジスタＴ_ＡＣ１のドレイン電圧、および、トランジスタＴ_ＡＣ２オフ時のトランジスタＴ_ＡＣ２のドレイン電圧が、バッテリＢ１の電圧（例えば、１２Ｖ）の約２倍（例えば、約２４Ｖ）となるからである。

このような電源構成によると、トランジスタＴ_ＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_ＡＣ１の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、バッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）及びトランジスタＴ_ＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_ＡＣ２の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、バッテリＢ１の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。

トランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を図６に示す。図６において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図６に記載している電圧値は一例である。

図６に示す第２実施例では、トランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタＴ_ＡＣ１駆動用のゲートドライバＤＶ３は、トランジスタＴ_ＡＣ１のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタＴ_ＡＣ２駆動用のゲートドライバＤＶ４は、トランジスタＴ_ＡＣ２のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図６に示す第２実施例では、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４に接続している。すなわち、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）を他の制御回路（例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等）とゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ３にはトランジスタＴ_ＡＣ１をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続し、ゲートドライバＤＶ４にはトランジスタＴ_ＡＣ２をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続する。

このような電源構成によると、ゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図６に示す第２実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２として、ＧａＮ系トランジスタやＳｉＣ系トランジスタ等のオン抵抗がＳｉ系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２に化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図６においてはトランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２の並列ダイオードを図示していないが、図５と同様にトランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。

次に、本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路について説明する。図７は本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図７において図１と同一の部分には、図１中のトランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２を図７ではトランジスタＴ_ＡＣ１Ａ及びＴ_ＡＣ２Ａに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路は、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路のダイオードＤ_ＡＣ１及びＤ_ＡＣ２に、同期整流用トランジスタＴ_ＡＣ１Ｂ及びＴ_ＡＣ２Ｂをそれぞれ並列接続した構成である。但し、ダイオードＤ_ＡＣ１及びＤ_ＡＣ２は、同期整流用トランジスタＴ_ＡＣ１Ｂ及びＴ_ＡＣ２Ｂの内蔵ダイオードであっても良い。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。

図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴ_Ｌ１がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴ_ＡＣ１ＢがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴ_ＡＣ１ＡがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴ_ＡＣ１ＢがＯＮからＯＦＦに切り替わり、トランジスタＴ_Ｌ２がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴ_ＡＣ２ＢがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴ_ＡＣ２ＡがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴ_ＡＣ２ＢがＯＮからＯＦＦに切り替わる必要がある。このため、トランジスタＴ_Ｌ１、Ｔ_Ｌ２、Ｔ_ＡＣ１Ａ、Ｔ_ＡＣ２Ａ、Ｔ_ＡＣ１Ｂ、及びＴ_ＡＣ２ＢのＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図８に示すようなタイミングで行うとよい。

図７に示す本発明の第２実施形態に係るプッシュプル回路におけるトランジスタＴ_ＡＣ１及びＴ_ＡＣ２駆動用ドライバの電源構成例は、図１に示す本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。

本発明に係るプッシュプル回路は、例えば図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。

図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル１と、ソーラーパネル１の出力電力が最大になるようにソーラーパネル１の出力電圧を制御するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御部２と、サブバッテリ４を管理して制御する制御回路３と、ソーラーパネル１の出力電力を蓄えるサブバッテリ４と、サブバッテリ４から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してメインバッテリ７に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５と、メインバッテリ７を管理して制御する制御回路６と、サブバッテリ４よりも容量が大きいメインバッテリ７とを備えている。また、図９においては図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５内の各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御するための制御信号を生成する回路も電気自動車内に設けられている。

本発明に係るプッシュプル回路を図９に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が本発明に係るプッシュプル回路を有するようにすればよい。

電気自動車に設けられているインバータ８は、メインバッテリ７から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ９は、インバータ８から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ９の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ９で発生する回生エネルギーは制御回路６によって回収され、メインバッテリ７に蓄えられる。また、サブバッテリ４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。

図９においては、本発明に係るプッシュプル回路を備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体（例えばバイク等）用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の構成例について説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５の一構成例を図１０に示す。図１０に示す構成例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、第１スイッチング回路１０１と、トランスＴＲ１と、第２スイッチング回路１０２と、昇降圧チョッパ回路１０３とを備えている。なお、第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータと、昇降圧チョッパ回路１０３によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータとの配置を入れ替えても構わない。また、サブバッテリ４、メインバッテリ７の各電圧の様々な状態に応じて常に高効率を保つために、第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを固定デューティに基づいて動作させ、昇降圧チョッパ回路１０３によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを可変デューティに基づいて動作させて昇降圧比を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を昇降圧チョッパ回路１０３のデューティによっての変換倍率を制御する可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータとすることが望ましい。ただし、昇降圧チョッパ回路１０３を取り除いて第１スイッチング回路１０１、トランスＴＲ１、及び第２スイッチング回路１０２によって構成されるＤＣ／ＤＣコンバータのみにしても構わない。

昇降圧チョッパ回路１０３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｃ１及びＴ_Ｃ２と、インダクタＬ_Ｃ１と、コンデンサＣ_Ｃ１とによって構成され、サブバッテリ４からメインバッテリ７への充電が行われるときにトランジスタＴ_Ｃ１が同期整流素子として動作し、メインバッテリ７からサブバッテリ４への充電が行われるときにトランジスタＴ_Ｃ２が同期整流素子として動作する。但し、同期整流素子はＯＦＦ状態を保ち、同期整流素子に並列接続された（寄生）ダイオードのみを動作させても良い。

第１スイッチング回路１０１は、メインバッテリ７からサブバッテリ４への充電時に平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣ_Ｌと、本発明に係るプッシュプル回路とによって構成される。図１０では、本発明に係るプッシュプル回路として本発明の第１実施形態に係るプッシュプル回路を図示しているが、他の本発明に係るプッシュプル回路を用いても構わない。

以下、第１スイッチング回路１０１と、トランジスタＴＲ１と、第２スイッチング回路１０２とによって構成される双方向コンバータの好適構成例について説明する。

図１１は第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１スイッチング回路１０１を備え、巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：ＮであるトランスＴＲ１を備え、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｈ１〜Ｔ_Ｈ４によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路とメインバッテリＢ１との間に設けられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_Ｈ５並びにコンデンサＣ_Ｈ１及びＣ_Ｈ２とを有する第２スイッチング回路１０２を備えている。

トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴ_Ｈ１のソース及びトランジスタＴ_Ｈ２のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴ_Ｈ３のソース、トランジスタＴ_Ｈ４のドレイン、及びトランジスタＴ_Ｈ５のドレインが接続されている。トランジスタＴ_Ｈ１のドレイン及びトランジスタＴ_Ｈ３のドレイン、及びコンデンサＣ_Ｈ１の一端がメインバッテリ７の正極に接続され、トランジスタＴ_Ｈ２のソース及びトランジスタＴ_Ｈ４のソース、及びコンデンサＣ_Ｈ２の一端がメインバッテリ７の負極に接続される。そして、コンデンサＣ_Ｈ１の他端及びコンデンサＣ_Ｈ２の他端がトランジスタＴ_Ｈ３のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間のダイオードは並列ダイオードである。また、メインバッテリ７はサブバッテリ４よりも高電圧のバッテリである。また、インダクタＰＬ１、ＰＬ２、ＳＬ１はトランスＴＲ１の寄生インダクタである。但し、インダクタＳＬ１は、トランスＴＲ１に接続された（トランスＴＲ１の寄生インダクタ以外の）外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタＳＬ１のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、インダクタＰＬ１、ＰＬ２に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタＴＬ１、ＴＬ２がＯＦＦするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するインダクタＳＬ１を流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、インダクタＳＬ１に対して行うのが好ましい。

図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時にトランジスタＴ_Ｈ５を常時ＯＮにして、サブバッテリ４から出力される直流電圧を第１スイッチング回路１０１で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ２とトランジスタＴ_Ｈ５とコンデンサＣ_Ｈ１及びＣ_Ｈ２とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行う。トランスＴＲ１の巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（インダクタＰＬ１，ＰＬ２，ＳＬ１による電圧変化を除く）固定昇圧倍率は２Ｎ倍である。尚、トランジスタＴ_Ｌ１およびＴ_Ｌ２のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。

また、図１１に示す第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時にトランジスタＴ_Ｈ５を常時ＯＦＦにして、メインバッテリ７から出力された直流電圧を第２スイッチング回路１０２で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴ_Ｌ１及びＴ_Ｌ２によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧をサブバッテリ４に供給する。トランスＴＲ１の低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比（巻線比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（寄生インダクタの効果を除く）固定降圧倍率は１／Ｎ倍である。尚、トランジスタＴ_Ｈ１、Ｔ_Ｈ２、Ｔ_Ｈ３、Ｔ_Ｈ４のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。

ここで、好適構成に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。

例えば、サブバッテリ４の電圧をＶsub、その電圧範囲をＶsub_min（最小）〜Ｖsub_max（最大）、メインバッテリ７の電圧をＶmain、電圧範囲をＶmain_min（最小）〜Ｖmain_max（最大）、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を１／β、トランスの全寄生インダクタンス（トランスに接続された外的インダクタンスを含む）に等価なインダクタンス（トランス高電圧側に設置）をＬ、トランス高電圧側巻線に流れる電流をＩとする。

この場合、昇圧動作において、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴ_Ｌ１、Ｔ_Ｌ２のスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴ_Ｌ１、Ｔ_Ｌ２のいずれか一方がオン状態のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ） ＜ αＶsub
が成り立つ。サブバッテリ４およびメインバッテリ７の電圧範囲を考慮すると、
Ｖmain_max ＜ αＶsub_min ・・・（数式１）
となるように固定昇圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。

次に、降圧動作において、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴ_Ｈ１、Ｔ_Ｈ２、Ｔ_Ｈ３、Ｔ_Ｈ４のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴ_Ｈ１とＴ_Ｈ４がオン状態（オフ状態）且つトランジスタＴ_Ｈ２とＴ_Ｈ３がオフ状態（オン状態）のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝ ＜ （１／β）Ｖmain
が成り立つ。サブバッテリ４およびメインバッテリ７の電圧範囲を考慮すると、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min・・・（数式２）
となるように固定降圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、数式１と数式２は同時に満たされる必要があるから、数式１、数式２より、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min ＜ （α／β）Ｖsub_min
∴ （α／β） ＞ （Ｖsub_max／Ｖsub_min）＞１・・・（数式３）
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率（１／β）をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を１：α、降圧時のトランスの巻線比を１：β（＜α）とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図１１の回路は、トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎなので、α＝２Ｎ、β＝Ｎの場合に相当し、数式３を満たす。即ち、図１１の回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。

次に、昇圧動作時における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１２に示す。尚、トランジスタＴ_Ｈ３、Ｔ_Ｈ４は常時オフ、トランジスタＴ_Ｈ５は常時オンである。

（Ｕ−１）トランジスタＴ_Ｌ１をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線にサブバッテリ４の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_Ｈ５及びＴ_Ｈ１を通る電流が流れる（図１３参照）。このとき、トランジスタＴ_Ｈ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_Ｈ１をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができる。このとき、トランジスタＴ_Ｌ１をＯＮした後、トランジスタＴ_Ｈ１をＯＮするのが好ましい。
（Ｕ−２）次に、トランジスタＴ_ＡＣ１をＯＮにする。
（Ｕ−３）次に、トランジスタＴ_Ｌ１をＯＦＦにする。このとき、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１およびＳＬ１に発生する起電力によって接続点Ａの電位が上昇し、トランスＴＲ１→インダクタＰＬ１→接続点Ａ→ダイオードＤ_ＡＣ１→トランジスタＴ_ＡＣ１→トランスＴＲ１の経路で還流電流が流れる。これにより、インダクタＰＬ１およびＳＬ１に溜まっていたエネルギーは、過大なサージ電圧を発生することなく、コンデンサＣ_Ｈ１もしくはメインバッテリ７に転送されるため、回路破壊を防ぐと共に高い効率を得ることができる。
（Ｕ−４）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴ_Ｈ１をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴ_ＡＣ１をＯＦＦにする。
（Ｕ−５）次に、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴ_Ｌ２をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線にサブバッテリ４の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_Ｈ５及びＴ_Ｈ２を通る電流が流れる（図１３参照）。このとき、トランジスタＴ_Ｈ２の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_Ｈ２をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができる。このとき、トランジスタＴ_Ｌ２をＯＮした後、トランジスタＴ_Ｈ２をＯＮするのが好ましい。
（Ｕ−６）次に、トランジスタＴ_ＡＣ２をＯＮにする。
（Ｕ−７）次に、トランジスタＴ_Ｌ２をＯＦＦにする。このとき、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２およびＳＬ１に発生する起電力によって接続点Ｂの電位が上昇し、トランスＴＲ１→インダクタＰＬ２→接続点Ｂ→ダイオードＤ_ＡＣ２→トランジスタＴ_ＡＣ２→トランスＴＲ１の経路で還流電流が流れる。これにより、インダクタＰＬ２およびＳＬ１に溜まっていたエネルギーは、過大なサージ電圧を発生することなく、コンデンサＣ_Ｈ２に転送されるため、回路破壊を防ぐと共に高い効率を得ることができる。
（Ｕ−８）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴ_Ｈ２をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴ_ＡＣ２をＯＦＦにする。
この後、上記（Ｕ−１）〜（Ｕ−８）を繰り返す。

次に、降圧動作時における第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１４に示す。尚、トランジスタＴ_Ｈ５は常時オフである。

（Ｄ−１）トランジスタＴ_Ｈ４がＯＮの状態でトランジスタＴ_Ｈ１をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加すると、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_Ｌ１を通る電流が流れる（図１５参照）。このとき、トランジスタＴ_Ｌ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_Ｌ１をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。
（Ｄ−２）次に、トランジスタＴ_Ｈ４をＯＦＦにし、続いてトランジスタＴ_Ｈ３をＯＮにすることで、トランジスタＴ_Ｈ１→トランスＴＲ１→トランジスタＴ_Ｈ３→トランジスタＴ_Ｈ１の経路で電流を還流させる。これにより、トランスＴＲ１の寄生インダクタに溜まったエネルギーが低電圧側（サブバッテリ４）に転送される。尚、トランジスタＴ_Ｈ４をＯＦＦにしてからトランジスタＴ_Ｈ３をＯＮにするまでの間はトランジスタＴ_Ｈ３の並列ダイオードに電流が流れる。
（Ｄ−３）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴ_Ｌ１とトランジスタＴ_Ｈ１をＯＦＦにする（ＺＣＳ：ゼロ電流スイッチング）。トランジスタＴ_Ｌ１をトランジスタＴ_Ｈ１より先にＯＦＦすることが好ましい。
（Ｄ−４）その後、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴ_Ｈ２をＯＮにして（ＺＶＳ：ゼロ電圧スイッチング）、トランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加することにより、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_Ｌ２（または並列ダイオード）を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴ_Ｌ２の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_Ｌ２をＯＮにして（ＺＶＳ）同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。このときトランジスタＴ_Ｈ２をＯＮにした後、トランジスタＴ_Ｌ２をＯＮにするのが好ましい。
（Ｄ−５）次に、トランジスタＴ_Ｈ３をＯＦＦにし（ＺＶＳ）、続いてトランジスタＴ_Ｈ４をＯＮにする（ＺＶＳ）ことで、トランジスタＴ_Ｈ２→トランスＴＲ１→トランジスタＴ_Ｈ４→トランジスタＴ_Ｈ２の経路で電流を還流させる。これにより、トランスＴＲ１の寄生インダクタに溜まったエネルギーが低電圧側に転送される。尚、トランジスタＴ_Ｈ３をＯＦＦにしてからトランジスタＴ_Ｈ４をＯＮにするまでの間はトランジスタＴ_Ｈ４の並列ダイオードに電流が流れる。
（Ｄ−６）次に、還流電流がゼロまたは十分に小さくなったタイミングにてトランジスタＴ_Ｌ２とトランジスタＴ_Ｈ２をＯＦＦにする（ＺＣＳ）。トランジスタＴ_Ｌ２をトランジスタＴ_Ｈ２より先にＯＦＦすることが好ましい。
（Ｄ−７）その後、トランスＴＲ１の端子間電圧の向きが反転した後、トランジスタＴ_Ｈ１をＯＮにして（ＺＶＳ）、トランスＴＲ１の高圧側巻線にメインバッテリ７の電圧を印加することにより、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_Ｌ１（または並列ダイオード）を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴ_Ｌ１の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_Ｌ１をＯＮにして（ＺＶＳ）同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。このときトランジスタＴ_Ｈ１をＯＮにした後、トランジスタＴ_Ｌ１をＯＮにするのが好ましい。
その後、上記（Ｄ−２）〜（Ｄ−７）を繰り返す。
全てのスイッチングはＺＶＳまたはＺＣＳのソフトスイッチングとなっており、サージ電圧等の発生を抑制しつつ、損失を低減することができる。

トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ４をＯＮにする期間とトランジスタＴ_Ｈ２及びＴ_Ｈ３をＯＮにする期間とを交互に繰り返されるが、トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ２が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタＴ_Ｈ３及びＴ_Ｈ４が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ２の同時ＯＮ並びにトランジスタＴ_Ｈ３及びＴ_Ｈ４の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴ_Ｈ１〜Ｔ_Ｈ４が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。

第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのように、トランジスタＴ_Ｈ５を１つのＭＯＳトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサＣ_Ｈ２が充電されたままの状態にてトランジスタＴ_Ｈ４がＯＮしたときに、トランジスタＴ_Ｈ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴ_Ｈ４を介してコンデンサＣ_Ｈ２が短絡し、大きな短絡電流が流れてしまい、コンデンサＣ_Ｈ２、トランジスタＴ_Ｈ４、及びトランジスタＴ_Ｈ５がダメージを受けてしまう。

そこで、例えば、図１６に示す第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータや図１７に示す第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を採用することが望ましい。なお、図１６及び図１７において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１６に示す第２好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴ_Ｈ５をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成する。これにより、トランジスタＴ_Ｈ４がＯＮしたときであっても、トランジスタＴ_Ｈ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴ_Ｈ４を介してコンデンサＣ_Ｈ２が短絡されなくなる。

また、図１７に示す第３好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、コンデンサＣ_Ｈ２に並列に抵抗Ｒ_Ｈ１及びトランジスタＴ_Ｈ６によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタＴ_Ｈ４をＯＮにする前に、トランジスタＴ_Ｈ６をＯＮにしてコンデンサＣ_Ｈ２の両端電圧が略０［Ｖ］になるまで抵抗Ｒ_Ｈ１による放電を実施した後にトランジスタＴ_Ｈ６をＯＦＦにし、その後トランジスタＴ_Ｈ４をＯＮにする。これにより、トランジスタＴ_Ｈ４がＯＮになって、トランジスタＴ_Ｈ５の内蔵ダイオード及びトランジスタＴ_Ｈ４を介してコンデンサＣ_Ｈ２が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。

次に、図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータはノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。

ＧａＮ系トランジスタ、ＳｉＣ系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Ｓｉ系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のＰ型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンＮ型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがＯＮ状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。

そこで、図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ３にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタＴ_Ｈ１における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタＴ_Ｈ３における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ３のいずれかが短絡したとしても、メインバッテリ７の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図１８に示す第４好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ３をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタＴ_Ｈ２及びＴ_Ｈ４をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ３をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタＴ_Ｈ２及びＴ_Ｈ４をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばＳｉＣ系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図１８に示すようにノーマリーオンデバイス（トランジスタＴ_Ｈ１及びＴ_Ｈ３）に並列にダイオードを接続することが望ましい。

なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。

１ ソーラーパネル
２ ＭＰＰＴ制御部
３ 制御部
４ サブバッテリ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 制御回路
７ メインバッテリ
８ インバータ
９ モータ
１０１ 第１スイッチ回路
１０２ 第２スイッチ回路
１０３ 昇降圧チョッパ回路
Ｂ１ バッテリ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ_Ｈ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ_ＡＣ１、Ｄ_ＡＣ２ ダイオード
ＤＶ１〜ＤＶ４ ゲートドライバ
ＤＶ５、ＤＶ６ ベースドライバ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｔ_Ｌ１、Ｔ_Ｌ２、Ｔ_ＡＣ１、Ｔ_ＡＣ２ トランジスタ
Ｔ_Ｈ１〜Ｔ_Ｈ４ トランジスタ
ＴＲ１ トランス

Claims (9)

1. 一端が誘導性負荷の一端に接続され、他端が直流電源の一端に接続される第１スイッチング素子と、
   一端が前記誘導性負荷の他端に接続され、他端が前記直流電源の一端に接続される第２スイッチング素子と、
   第１整流素子と、
   前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点から前記第１整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第３スイッチング素子と、
   第２整流素子と、
   前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点から前記第２整流素子を経由して前記直流電源の他端と前記誘導性負荷のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とを切り替える第４スイッチング素子とを備え、
   前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第３スイッチング素子がＯＦＦ状態であり、
   前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＮ状態であり、前記第１スイッチング素子がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点で前記第４スイッチング素子がＯＦＦ状態であるように、
   前記第１〜第４スイッチング素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わることを特徴とするプッシュプル回路。
2. 前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオフトランジスタであり、
   前記第１スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の一端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の一方をＯＮにするための電圧を生成する第１の電源回路と、
   前記第２スイッチング素子の一端と前記誘導性負荷の他端との接続点の電圧を用いて、前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子の他方をＯＮにするための電圧を生成する第２の電源回路とを備えることを特徴とする請求項１に記載のプッシュプル回路。
3. 前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれノーマリーオントランジスタであることを特徴とする請求項１に記載のプッシュプル回路。
4. 前記第３スイッチング素子及び前記４スイッチング素子がそれぞれＰＮＰバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載のプッシュプル回路。
5. 前記第１整流素子及び前記第２整流素子がそれぞれ同期整流用スイッチング素子であり、
   前記第１スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第１整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第３スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第１整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わり、
   前記第２スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わった後で前記第２整流素子がＯＦＦからＯＮに切り替わり、前記第４スイッチング素子がＯＮからＯＦＦに切り替わる前に前記第２整流素子がＯＮからＯＦＦに切り替わるように、
   前記第１〜第４スイッチング素子、前記第１整流素子、及び前記第２整流素子それぞれのＯＮ、ＯＦＦが切り替わることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のプッシュプル回路。
6. トランスと、
   前記トランスに接続される請求項１〜５のいずれか１項に記載のプッシュプル回路とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 太陽電池と、
   前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、
   前記第１蓄電装置よりも蓄電容量が大きい第２蓄電装置と、
   前記第１蓄電装置から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換して前記第２蓄電装置に供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。
8. 請求項７に記載のソーラー充電システムを備えることを特徴とする移動体。
9. 前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いることを特徴とする請求項８に記載の移動体。

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