JP5406146B2 - 電動駆動制御装置の過電流検出装置および過電流検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、電動駆動制御装置の短絡異常による過電流を検出する装置および方法に関する。

ハイブリッド電気自動車や電気自動車などの電動駆動制御装置においては、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器である電圧形インバータ（以降、本発明ではインバータと称する）が交流モータの可変速駆動用途に使われている。この種のインバータにおいては過電流などの異常検出回路を備えている。

例えば、電動駆動制御装置のインバータの出力側において、導電性異物に起因した出力地絡、接続されたモータ内部での絶縁破壊による線間、もしくは、相間の短絡が起こると、インバータの出力電流振幅が短時間に大きくなり、インバータを構成するトランジスタの最大定格電流や短時間定格電流を超えてしまう過電流状態になる。

特許文献１に開示されているインバータでは、予め設定した閾値を越えると過電流が発生したと判定する。

特開昭６１−９８１８８号公報

インバータおよびこの周辺回路における次の（１）〜（３）のような故障モードでは、インバータ出力での過電流は数ｋＨｚから１００ｋＨｚを超えるような周波数をもつＬＣＲ共振によって発生し、インバータの出力電流は、指令電流に対応した電流（低周波電流）に、共振による振動電流が重畳したような出力電流となることがある。
（１）出力地絡/天絡
（２）出力線間短絡
（３）出力相間短絡

特許文献1に開示されている処理を、マイクロコンピュータ（マイコン）を用いて１０ｋＨｚ程度のサンプリング周期で電流値をサンプリングして行う場合、上記（１）〜（３）のような高い周波数の振動電流を正しく検知できない。
また、特許文献１に開示されているようなコンパレータを用い、電流振幅が予め設定した閾値を越えると過電流が発生したと判定する方法を採用した場合においても、正しく過電流を検知することが困難な場合がある。

（１）請求項１に記載の過電流検出装置は、モータを駆動するために直流電流を３相交流に変換するインバータと、インバータに流れる直流電圧値を検出する直流電圧検出器と、３相交流の各々の相電流値を検出する相電流検出器と、モータの回転角を検出する回転位置検出器と、相電流検出器からの相電流値、回転位置検出器からのモータ回転角検出値、および上位制御装置からの速度指令もしくはトルク指令に基づいて、インバータの出力電流を制御するゲート駆動回路を所定のサイクル毎に制御する制御回路と、所定のサイクル毎に相電流検出器で検出した相電流値から過電流を検出する第１の判定回路とを備え、第１の判定回路は、相電流値が所定の振幅閾値を越えるか否かを、所定の振幅閾値を越える相電流値の周波数検出を行うことによって判定し、周波数が検出された場合は過電流と判定することを特徴とする過電流検出装置である。
（２）請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の過電流検出装置において、所定のサイクル毎に過電流を検出する第２の判定回路をさらに備え、第２の判定回路は、相電流検出器で検出した相電流値が、予め定めた振幅閾値を越えると過電流と判定することを特徴とする過電流検出装置である。
（３）請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の過電流検出装置において、第１の判定回路は、相電流値の周波数検出を行う、所定のヒステリシス幅を有するヒステリシスコンパレータを備えることを特徴とする過電流検出装置である。
（４）請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の過電流検出装置において、第１の判定回路は、ヒステリシスコンパレータのヒステリシス中心を所定の電流値に対応して変更する、ヒステリシス中心値変更回路をさらに備えることを特徴とする過電流検出装置である。
（５）請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の過電流検出装置において、第１の判定回路は、相電流値から所定の電流値を減算して入力する減算回路をさらに備え、減算回路の出力をヒステリシスコンパレータに入力することを特徴とする過電流検出装置である。
（６）請求項６に記載の発明は、請求項４または５に記載の過電流検出装置において、第１の判定回路は、サンプルホールドをさらに備え、所定の電流値には、所定の時間間隔で前記サンプルホールドにより保持される相電流値を用いることを特徴とする過電流検出装置である。
（７）請求項７に記載の発明は、請求項４または５に記載の過電流検出装置において、所定の電流値には、指令電流値を用いることを特徴とする過電流検出装置である。
（８）請求項８に記載の発明は、請求項３乃至７のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、ヒステリシスコンパレータからの出力変化をカウントすることによって、相電流値が所定の振幅を超える回数を計数するカウンタをさらに備え、第１の判定回路は、カウンタで計数した計数値に基づいて、相電流値が所定の振幅を超える周波数を検出した場合に過電流と判定することを特徴とする過電流検出装置である。
（９）請求項９に記載の発明は、請求項３乃至７のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、ヒステリシスコンパレータから出力されるパルスの立ち上がり／立ち下がりエッジの位置を検出するキャプチャとフリーランカウンタとをさらに備え、第１の判定回路は、パルスの立ち上がりエッジおよび立ち下りエッジの位置に基づいて、相電流値が所定の振幅を超える周期を検出し、この周期に基づいて相電流値が所定の振幅を超える周波数を検出することを特徴とする過電流検出装置である。
（１０）請求項１０に記載の発明は、請求項１および３乃至９のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、第１の判定回路によって検出した相電流値が所定の振幅を超える周波数から、電動駆動制御装置における過電流発生の原因を判定することを特徴とする過電流検出装置である。
（１１）請求項１１に記載の発明は、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、過電流と判定した場合に、インバータのトランジスタのゲート信号をオフし、前記トランジスタを保護することを特徴とする過電流検出装置である。

本発明による過電流検出装置および過電流検出方法により、従来インバータ制御で使用されてきたマイコンを用いたサンプリング方式では検出が困難であった電動駆動制御装置の出力地絡/天絡、出力線間短絡、出力相間短絡に伴う異常を確実に、かつ簡単に検出することができる。

本発明の一実施形態である、本発明による過電流検出装置を組み込んだ制御回路を含む電動駆動制御装置の全体図である。 ゲート保護回路で用いられているインバータ電流の検出回路例を示す。 本発明を実施する電動駆動制御装置に組み込まれている制御回路例のブロック構成図を示す。 電動駆動制御装置において電流制御を実施するマイコン処理のフローチャートの例を示す。 従来の過電流検出を実施するためのマイコン処理のフローチャートの例を示す。 電動駆動制御装置における地絡、天絡、線間短絡、相間短絡の発生の例を示す回路図である。 電動駆動制御装置における地絡時の等価回路と電流経路を示す回路図である。 電動駆動制御装置における線間短絡時の電流経路を示す回路図である。 電動駆動制御装置における電流制御が発振状態になることを模式的に示す図である。 発振状態の電流波形のマイコンによるサンプリング例を示す図である。 図３に示す制御回路を用いた、本発明による過電流検出処理のフローチャートを示す。 本発明を実施する電動駆動制御装置に組み込まれているもう１つの制御回路例のブロック構成図を示す。 図１２の制御回路におけるキャプチャ動作、並びにＤＭＡ転送によりＲＡＭに格納されるキャプチャーデータを示す図である。 図１２に示す制御回路を用いた、本発明による過電流検出処理のフローチャートを示す。 本発明による過電流検出の装置ならびに方法の概略を機能的なブロックで示した図である。 各種ヒステリシスコンパレータの回路構成を示す図である。 相間短絡発生時に、発振状態になった電流波形の例を示す。 ハードウェアにより過電流保護を行う場合の、ゲート駆動回路に組み込む回路例を示す。 本発明による過電流の要因を判定処理のフローチャートを示す。

以下図を参照して本発明の実施形態を説明するが、まず本発明の目的を明確にするために、本発明の過電流検出装置を備えた制御回路、インバータ回路、モータを含む電動駆動制御装置全体の動作と、電動駆動制御装置の故障により発生する過電流の発生プロセスについて説明する。

＜電動駆動装置の動作と過電流発生のプロセスの説明＞
図１に電動駆動制御装置全体の概略を示す。電動駆動制御装置はバッテリー１、インバータ２、交流モータ３、直流入力電圧検出器４、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各々の電流検出器５、６、７、回転角検出器８、制御回路９、ゲート駆動回路１０、そして制御やゲート駆動に必要な電源１１で構成されている。
電動駆動制御装置は外部の上位制御装置から、自動車の運転者および自動車の状態に基づいた速度指令もしくはトルク指令を受け、直流電圧検出器４からの直流電圧値ｖｄｃ、電流検出器５、６、７からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、回転位置検出器８からのモータ回転子の回転位置角に基づき、モータ３が必要な回転トルクを発生するように、ゲート駆動回路を制御し、インバータ回路２からモータに供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を制御する。

なお、上記の直流電圧値ｖｄｃ、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、および回転位置角は、それぞれ実際は例えば０〜５Ｖの電圧として各々の検出器から出力され、制御回路９に入力される。
また以下の説明では簡単のために、制御回路９の動作の説明で用いられる、制御回路９に入力される直流電圧値ｖｄｃ、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、回転位置角およびその他の電流値あるいは電圧値は、それぞれこれらの値に対応する例えば０〜５Ｖの電圧値である。更に後述の制御回路に備えられたマイクロコンピュータ（マイコン）での処理の説明においては、これらの値はそれぞれこれらに対応した０〜５Ｖの電圧をＡＤ変換したデジタル値である。また更に誤解の生じない場合は、電流値および電圧値をそれぞれ電流および電圧と略記する。

インバータ２で用いる大電力トランジスタ（図１のＴｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−）は、例えば
連続通電（ＤＣ動作）の場合は３００［Ａ］（コレクタ温度Ｔ_Ｃ＝２５℃の場合）で連続運転可能であるが、パルス運転であればその倍の６００［Ａ］まで通電が可能である。

インバータに用いる大電力トランジスタは高価であり、近年ではこれらをマイクロコンピュータ（マイコン）により制御し、各種保護を行うことが一般的である。また、自動車用途の主モータの駆動には、多くの場合、電流制御装置が実装される。そこで、インバータの過電流状態もマイコンを用いて、このマイコンの制御サイクルでサンプリング検出し、処理されている。

また、インバータを確実に保護するために、あらかじめ設定した電流の閾値（例えば、６００［Ａ］）により、ゲート信号をオフにする保護機能をインバータのゲート駆動回路に設ける。電流は制御用のものではなく。図２（ａ）に示すような直流電源のマイナス側のラインに設けたシャント抵抗や、数百［Ａ］以上になる場合には、図２（ｂ）に示すトランジスタにマルチエミッタを設け、主電流を分流し、その分流電流をシャント抵抗で検出するものや、図２（ｃ）に示すトランジスタのコレクタ・エミッタ電圧を検出し、トランジスタオン時のコレクタ電流に対する飽和電圧特性に基づき、間接的に主電流を検出する方式が採用できる。
その検出値と所定のレベルをコンパレータで比較し、その判定結果に応答して、トランジスタのゲートをオフする。

図１に示すように、インバータ２は、３アームで構成される。１アームとは通常、２つのトランジスタ、２つのダイオードで構成され、１つのトランジスタのコレクタはバッテリーのプラス側に接続され、エミッタは他方のトランジスタのコレクタに接続されている。そして、他方のトランジスタのエミッタはバッテリーのマイナス側に接地される。２つのダイオードは、２つのトランジスタにそれぞれ接続され、アノードはエミッタにカソードはコレクタに並列接続される。

１アームの２つのトランジスタは排他的にオンされ、また、トランジスタのオフにかかる遅延時間中の上下短絡を防止するために、オフからオンへの切り替えに遅延時間を設ける。以下本発明の説明にあるＰＷＭ出力信号はこれらの処理を行っているとする。

インバータ２にはスイッチングに伴う電流リプルを吸収するＣ０コンデンサ１２（以降、主コンデンサと呼ぶ）とノイズ除去を目的にするＣ１コンデンサ１３、Ｃ２コンデンサ１４が直流入力側に接続されている。Ｃ０コンデンサ１２ならびに、直列接続されたＣ１コンデンサ１３とＣ２コンデンサ１４（以降、Ｃ１コンデンサとＣ２コンデンサを合わせてＹコンデンサと呼ぶ）は夫々バッテリーのプラス、マイナス端子間に並列に接続される。そして、Ｃ１コンデンサ１３とＣ２コンデンサ１４の直列接続点Ｋはシャーシなどに接地される。

モータ３は鉄心に３相の巻線が施された固定子を有し、各相巻線の一端は各々Ｙ接続で接続され、他端がインバータ２を構成する各アームのトランジスタのエミッタとコレクタの接続点へ接続される。また、モータは固定子と所定のギャップを設けて回転する、回転子を有している。詳細は省略するが、回転子には誘導モータの場合は、２次巻線を有し、同期モータの場合は、永久磁石を有していて、固定子巻線の通電電流との間に発生する電磁力によりトルクを発生する。
このため、交流出力電流、すなわち、モータ巻線電流と回転子の位置角を検出し、制御回路９によりインバータ２の出力電流制御を行うことで、モータが所定の駆動力を発生するようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を供給する。

上記では、インバータがモータを駆動する電流を供給することについて説明したが、自動車の減速時においてモータを発電機として使用する（エネルギー回生する）場合は、このインバータはバッテリーに蓄電する電流を供給する。バッテリーへの蓄電はバッテリーの充放電を制御する別の制御回路（不図示）によって行われ、ここではその説明は省略する。

図３は本発明を実施するための制御回路９の１つの例をブロック図で示している。
この制御回路９は相電流値および直流電圧値の振幅が所定の値を超える場合は異常と判定し、ゲート駆動回路にインバータのトランジスタのゲート信号をオフさせて、トランジスタを保護する、過電流保護機能を実装している。

図３の制御回路９において、核になるマイクロコンピュータ（マイコン）３９は図１に示した制御回路に実装されている。各相電流検出器の出力（相電流値）は、ヒステリシスコンパレータ２０に入力されるとともに、マルチプレクサ＆サンプルホールド３２（サンプリング回路）を介してマイコン３９のＡＤコンバータ１９に入力される。また、直流電圧検出器４からの出力（直流電圧値）はマルチプレクサ＆サンプルホールド３２を介してマイコン３９のＡＤコンバータに入力される。

マイコン３９は周期毎に、マルチプレクサ＆サンプルホールド３２を介して上記の相電流値および直流電圧値をサンプリングし、後述するように、インバータの電流制御を行うとともに、相電流値の振幅が所定の値を超える場合は異常と判定し、過電流保護処理を行う。

前述のように出力電流の制御は、制御回路９内のマイコン３９により、例えば、図４に示すフローチャートの処理により実行される。そして、この処理はインバータのパルス幅変調（以降、ＰＷＭと記す）のキャリア周期毎に実行される。

以下図４を参照して、本発明の実施形態でも使用されるインバータの電流制御について説明する。
処理が開始するとステップＳ８０１で、他処理で演算し、記憶されたｄ軸および、ｑ軸電流指令ｉｄ^＊、ｉｑ^＊をメモリより読み込む。ステップＳ８０２で３相の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（図１参照）のＡＤ変換結果を、ステップＳ８０３で直流電圧ｖｄｃを、それぞれ所定のレジスタより読み込む。そして、ステップＳ８０４において、回転角θをマイコン３９の外部メモリデータバス２５に接続されたＲＤコンバータから読み込む。

ステップＳ８０５において、後で説明する過電流保護処理をコールし、そこから復帰するとステップＳ８０６に進む。ステップＳ８０６では、読み込んだ３相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）および、回転角θによりｄ−ｑ座標変換し、ｄ軸、ｑ軸電流（ｉｄ、ｉｑ）を求める。次に、ステップＳ８０７において、ｄ軸、ｑ軸のそれぞれの指令電流より実電流を減算し、電流偏差（ｅｄ、ｅｑ）を算出し、ステップＳ８０８において、ｄ軸、ｑ軸のそれぞれの電流偏差に対して、次式のＰＩ演算処理を実施し、ｄ軸、ｑ軸電圧指令を算出する。

ｖｄ＝Ｋｐｄ・ｅｄ＋Ｋｉｄ｛ｅｄ＋ｅｄ０｝ ．．．（１）
ｖｑ＝Ｋｐｑ・ｅｑ＋Ｋｉｑ｛ｅｑ＋ｅｑ０｝

ここで、Ｋｐｄ、Ｋｐｑはそれぞれｄ軸、ｑ軸の比例ゲイン、Ｋｉｄ、Ｋｉｑはｄ軸、ｑ軸の積分ゲインである。またｅｄ、ｅｑはそれぞれｄ軸、ｑ軸の電流偏差であり、ｅｄ０、ｅｑ０はそれぞれ１サンプル前（このフローチャートに示す処理を前周期に実行した時）のｄ軸、ｑ軸の電流偏差である。

ステップＳ８０９において、電流偏差（ｅｄ、ｅｑ）を今回のサンプル値として記憶（ｅｄ０、ｅｄ０）する。ステップＳ８１０において、得られたｄ軸、ｑ軸電圧指令（ｖｄ、ｖｑ）を、回転角θに基づいて３相電圧（ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊）に変換する。そして、この電圧指令をステップＳ８１１ において、直流入力電圧ｖｄｃおよび、ＰＷＭのキャリア周期Ｔｃにより次式でパルス幅（ｔｕ、ｔｖ、ｔｗ）に変換する。

ｔｕ＝Ｔｃ・（１＋ｖｕ^＊／ｖｄｃ）／２ ．．．（２）
ｔｖ＝Ｔｃ・（１＋ｖｖ^＊／ｖｄｃ）／２
ｔｗ＝Ｔｃ・（１＋ｖｗ^＊／ｖｄｃ）／２

ステップＳ８１２において、各相パルス幅が０〜Ｔｃの範囲になるようにクランプする。具体的には、パルス幅が負の場合は０に、Ｔｃを越えた場合はＴｃにパルス幅を変更する。この結果をマイコン３９のＰＷＭタイマにステップＳ８１３においてセットし、処理を終了し、図示を省略したメインの処理に復帰する。

次に過電流保護処理について説明する。
図５を参照して従来の過電流検出のフローチャートを説明する。この処理が開始すると、図４のステップＳ８０２で読み込んだ３相電流をステップＳ９１において所定レベル（閾値）と比較する。電流がこの所定レベルを超えた場合には、過電流と判定し、ステップＳ９２において、カウンタＣをインクリメントする。電流が所定レベル以下の場合は、ステップＳ９３において、カウンタをゼロにセットする。ステップＳ９４において、カウンタが所定カウント値に達したかを判定し、所定カウント値を超えた場合には、ステップＳ９５において、インバータの全トランジスタ素子をオフし、ステップＳ９６で過電流異常フラグをセットし、ステップＳ９７で復帰する。カウンタが所定カウント以下の場合は、ステップＳ９７で復帰する。過電流異常フラグがセットされた場合には、その他の処理（図示省略）にて、所定の手続きで、再スタート可の判定により、過電流異常フラグがクリアされるまで、図４のフローチャート処理は停止する。
異常がない場合は、図４に示すフローチャートの一連の処理によりインバータ出力電流は所定の指令電流に制御される。

図６は、過電流を引き起こす上記故障モード、１）出力地絡／天絡、２）出力線間短絡、３）出力相間短絡の回路状態の例をそれぞれ示す。なお、簡単のため、図６ではこれらの故障モードの１つの例において関係するインバータの部分のみを示している。複数の箇所および複数のアーム部分が関連するような故障も考えられるが、ここでは省略している。

図６（ａ）は、Ｕ相のアーム上側のトランジスタがオンになっている場合の地絡による電流の流れを示す。出力地絡の一例について少し詳細に説明する。

［出力地絡］
図７（ａ）は出力地絡の等価回路である。この等価回路は、Ｙコンデンサ（Ｃ１＝Ｃ２とする）、主コンデンサＣ０そして地絡点までの配線の抵抗５１（ｒ）、インダクタンス５２（Ｌ）のＬＣＲ直列回路として示されている。そして、抵抗値は十分小さく、また、Ｃ０に比べ、Ｃ１は十分小さいので、ｒ^２−４Ｌ／Ｃ＜０の条件が成り立ち、この直列回路には、下記の（３）式で示す周波数ｆｃの共振電流が流れる。

ｆｃ＝（１／（Ｌ・２・Ｃ１）−（ｒ／（２Ｌ））^２）^０．５／２π ［Ｈｚ］ ... （３）

そして、そのピーク電流ｉｐｅａｋは、コンデンサの初期電圧をＶとすれば、

ｉｐｅａｋ＝２Ｖ／（（４Ｌ−ｒ^２）／（２・Ｃ１））^０．５［Ａ］ ... （４）

で与えられる。
ここで、インバータの入力直流電圧ｖｄｃ＝３５０［Ｖ］（Ｃ１の初期電圧Ｖはこの半分であり、１７５［Ｖ］）とし、インバータからモータへの１相分の配線抵抗ｒ＝１［ｍΩ］、インダクタンスＬ＝０．５［μＨ］、主コンデンサＣ０＝９００［μＦ］、Ｙコンデンサ＝１［μＦ］とすると、その周波数は１５９［ｋＨｚ］になり、ピーク電流は４９５［Ａ］となる。

このような電流の周波数は、従来のマイクロプロセッサ（マイコン）を用いた制御方法において、マイコンの制御周波数（＝電流検出の周波数）で行うサンプリングの周波数より１０倍以上高く、従ってマイコンでの検知は難しい。更に、この電流が、ゲート駆動回路に通常用いられる保護回路の過電流検知レベル（この実施例では６００［Ａ］）よりも低いこと、また、インバータのトランジスタのスイッチングが途中で行われても、図７（ｂ）から 図７（ｃ）への電流経路（図中の矢印）が形成され、図７（ａ）の等価回路での過渡現象が、スイッチング毎に生じるため、持続的にこの振動電流が流れる。そして、この電流は、たとえば、連続定格３００［Ａ］を超えている。

次に、地絡以外の場合では天絡、線間短絡および相間短絡があるが、図６（ｂ）、（ｃ）と（ｄ）でそれぞれ示すように、天絡、線間短絡および相間短絡では短絡電流の経路および動作が類似している。これらは、インバータ出力線間のインピーダンスが低下することと等価であり、共振周波数も同様に計算できるので、以下では線間短絡について少し詳しく説明する。

［線間短絡］
図８は、図６（ｃ）で示した線間短絡の場合の電流の流れを示す。ここではＵ相巻線とＶ相巻線の間で線間短絡が起こったとして示してある。なお、簡単のため、インバータの関係する部分のみ示している。トランジスタはＵ相、Ｖ相、Ｗ相いずれでもよいので、この線間短絡に関わるトランジスタをＳＷａ、ＳＷｂ、Ｓｐ、Ｓｎでとして図示している。

主コンデンサ１２（Ｃ０）、そして、短絡点までの配線の抵抗５３（ｒｓ）、インダクタンス５４（Ｌｓ）とすれば、共振周波数ｆｃｓは


ｆｃｓ＝（１／（Ｌｓ・Ｃ０）−（ｒｓ／（２Ｌｓ））^２）^０．５／（２π）［Ｈｚ］ ．．．（５）


となる。仮に、Ｌｓを５［μＨ］として、前述と同じ回路定数を用い共振周波数を求めると２．４［ｋＨｚ］になる。インバータのＰＷＭ周期を１０［ｋＨｚ］とすると、例えば、共振の１周期に図８（ａ）のトランジスタＳＷａは４回スイッチングする。

ここで、上述した条件で、短絡直後の電流応答を図９に模式的に示す。なお、図中、トランジスタＳｐはオンしているものとする。図中の実電流の波形が期間Ｉと期間ＩＩとでやや異なるのは以下の理由による。

期間Ｉ：指令電流に対し、実電流が大きくオーバーシュートするため、電流制御が実行されて、図８（ａ）のトランジスタＳＷａのオンＤｕｔｙが縮小しながらも電流は増加を続ける。ここで、電流をｄｉ＝ｖ・ｄｔ／Ｌｓ（ｖは短絡端子間の電圧）で表すとき、電流の変化は、インダクタンス５４Ｌｓがモータの巻線のインダクタンスに比べ小さいため大きくなり、そのため、オーバーシュートを引き起こす。
なお、図８（ａ）の中で、実線の矢印がトランジスタＳＷａオン時の電流経路（直流電圧が短絡線間に印加）、破線の矢印がトランジスタＳＷａオフ時の電流経路（ゼロ電圧が短絡線間に印加）を示している。

時刻ｔｓ：コイル（ｒｓ、Ｌｓ）に印加する電圧指令が負に反転したため、図８（ｂ）のトランジスタＳＷｂによるスイッチング（オン・オフ）に切り替わる。そして、トランジスタＳｎがオンする。
期間ＩＩ：コイルのＬｓが通常より小さくなっているため、電流制御により図８（ｂ）のトランジスタＳＷｂのＤｕｔｙが調整されても、指令電流に対し、実電流は大きくアンダーシュートする。
なお、図８（ｂ）の中で、実線の矢印がトランジスタＳＷｂオン時の電流経路（直流電圧が短絡線間に印加）、破線の矢印がトランジスタＳＷｂオフ時の電流経路（ゼロ電圧が短絡線間に印加）を示している。

図９の鋸状の実電流波形は、インピーダンス低下に伴い電流制御系のゲインが相対的に高くなり、制御が発振している状態と解釈することもできる。
また、上述したとおり、制御に使う電流検出器の検出範囲は、電流制御が機能することを前提に選定されるので、オーバーシュートもしくはアンダーシュートが大きいと、検出値はクランプされてしまい、更に、制御系は発振的動作に陥る。
もっとも、地絡の場合に比べ、周波数が低いため、検知範囲を超えない領域で、電流はマイコンにて正しくサンプリングが可能であり、また、この検知により電流がクランプしたことも判定はできる。しかし、マイコンの通常の過電流検知アルゴリズムでは、過電流を検知できない場合がある。
以下に従来の過電流検知方法を説明し、次にこれを改善する本発明の過電流検知装置およびこれを用いた検知方法を説明する。

［従来の過電流検出方法］
マイコンを用いた通常の過電流検知アルゴリズムでは、誤検知を解消するため、タイムウィンドウを設ける。これは、具体的には、所定のサンプル回数連続して過電流を検知した場合に、異常を確定するものである（図５のフローチャート参照）。

しかしながら、例えば図１０に例示するように、このマイコンを用いた通常の過電流検知アルゴリズムでは、過電流が判定できないことがある。ここでは、１０［ｋＨｚ］にて電流制御と過電流判定を行うシステムを想定している。このシステムは、線間短絡異常で発振周波数が２．５［ｋＨｚ］、振幅４５０［Ａ］の電流が流れた場合、タイムウィンドウとして、電流が閾値を３回連続で越えた場合、過電流と判定するように設計されている。図１０では正側の過電流が連続２回、負側の過電流が連続２回検出されているが、連続３回の過電流検出の条件を満たしていないため、過電流と判断されない。なお、図１０の正側の過電流検出点ｉ１、ｉ２、および負側の過電流検出点ｉ４、ｉ５はそれぞれ、クランプされた電流値が検出されたことを示している。

このように過電流が判断されない場合には、継続的な発振電流の通電を許し、ひいては、素子破壊に至る不具合が発生する可能性がある。
また、天絡についても同様に、インバータ出力端のインピーダンスが極めて小さくなるため、電流制御の発振を引き起こす可能性がある。

したがって、実施形態の過電流検出装置では、上記の３つの故障モードにより発生する大振幅な高周波電流の周波数もしくは、周期を検出して、過電流を判定するアルゴリズムを搭載する。すなわち、実施形態の過電流検出装置は、電流振幅が予め定めた閾値を越えたときに過電流を判定するアルゴリズムに加えて、周波数もしくは周期検出アルゴリズムも実装している。

以下に本発明による過電流検出装置および過電流検出方法を説明する。

［実施形態１］
図３で既に説明したように、各相電流検出器の出力は、マイコン３９のＡＤコンバータ１９に入力するとともに、ヒステリシスコンパレータ２０に入力される。ヒステリシスコンパレータ２０のヒステリシス幅は大振幅の振動電流をパルス変換するために、例えば、連続定格３００［Ａ］のトランジスタを使う場合、１００［Ａ］程度に設定する。そして、このコンパレータ２０の出力はマイコン３９の外部パルスカウンタ２１、２２および２３の各端子に接続される。これらのパルスカウンタ２１、２２および２３は、パルスの立ち上がりエッジでカウントアップするように、図示を省略する他の処理で初期設定している。

また、モータ３の電流やトルクを制御するために、直流電圧検出器４の出力がＡＤコンバータ１９に入力され、回転位置検出器（レゾルバ）８の信号を角度に変更するＲＤコンバータ２４がマイコン３９の外部バス２５に接続されている。マイコン３９内のＰＷＭタイマ２６、２７および２８）はインバータ２を構成する各相のトランジスタのオン時間がセットされ、マイコン３９は、ゲート駆動回路１０へＰＷＭ信号を出力する。各相のトランジスタのオン時間はＣＰＵ３１で演算される。各相のＰＷＭタイマ２６、２７および２８へは共通のキャリア（ｆｃ）タイマ２９が接続されており、各相におけるＰＷＭのキャリア周期を生成している。そして、キャリア周期毎に狭パルス（例えば、パルス“１”の幅１［μｓ］）を出力するとともに、ＡＤコンバータ１９での変換を開始するとともに、マルチプレクサ＆ホールド３２（サンプリング回路）により、この入力を逐次切り替えてサンプリングし、各相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）並びに直流電圧ｖｄｃを、対応するレジスタに格納するように、図示を省略する他の処理で初期設定している。

［過電流検出処理］
図１１は本発明による過電流検出処理のフローチャートである。このフローチャートは所定の周期で実行される。本実施形態では過電流検出処理は電流制御処理の実行毎に、図４のステップＳ８０５においてコールされる。まず、図１１のフローチャートのステップＳ５０１〜Ｓ５０４までの処理により、電流の振幅と閾値の比較により、過電流を判定する処理を実行する。次に、ステップＳ５０５において、カウンタ値Ｆｋを上記ヒステリシスコンパレータが接続された外部パルスカウンタから読み込む。読み込み完了と同時にステップＳ５０６でカウンタをクリアする。

仮に本処理が１００［μｓ］（＝電流制御処理）毎に実行されているとすると、Ｆｋ＝１は、１／１００［μｓ］＝１０［ｋＨｚ］となる。すなわち、パルスの周波数ＦＰｋ［Ｈｚ］ は、処理実行周期をＴｓａｍｐｌ［ｓ］とすれば

ＦＰｋ＝Ｆｋ／Ｔｓａｍｐｌ ．．．（６）

により、周波数に換算できる。また、判定するカウンタ閾値Ｆｌｉｍｉｔは、周波数の閾値をＦＰｌｉｍｉｔ［Ｈｚ］とすれば、

Ｆｌｉｍｉｔ＝ＦＰｌｉｍｉｔ・Ｔｓａｍｐｌ ．．．（７）

と設定できる。

ステップＳ５０７で、カウンタ値Ｆｋと過電流判定のカウンタ閾値Ｆｌｉｍｉｔを比較する。閾値を越えていた場合は、ステップＳ５０８において、インバータの全トランジスタ素子をオフし、ステップＳ５０９で過電流異常フラグをセットし、ステップＳ５１０で復帰する。カウンタ値が所定カウンタ閾値以下の場合は、ステップＳ５１０で復帰する。過電流異常フラグがセットされた場合、図示を省略したその他処理にて、所定の手続きで、再スタート可の判定により、過電流異常フラグがクリアされるまで、図４のフローチャート処理は停止する。

なお、例えば、線間短絡のような故障モードでは、振動する過電流の周波数が電流制御周期より低い場合があるので、ステップＳ５０５〜ステップＳ５０９の処理を電流制御周期とは別の周期、例えば、１０［ｍｓ］で実行しても良い。

車両用インバータで使われるインバータのＹコンデンサを２［μＦ］以下、インバータよりモータまでの配線の長さを１０［ｍ］以下で、その抵抗、インダクタンスはそれぞれ、１［ｍΩ］、１［μＨ］以下とし、配線端で地絡した場合を想定すると、式（３）により、共振周波数は１１３［ｋＨｚ］となる。故に、ＦＰｌｉｍｉｔとして、１１３［ｋＨｚ］を採用することができる。

また、線間短絡や相間短絡を検知したい場合は、例えば、マイコンの電流制御周期（電流検出の周期）に鑑み設定する。例えば、電流検出の周期が１００［μｓ］であれば、その１０倍の周期はマイコンの電流検出に基づく過電流判定が十分行われないとして、ＦＰｌｉｍｉｔとして、１［ｋＨｚ］を採用することができる。この設定値は、地絡の場合に観測される周波数より低いため、地絡の場合を含めて、過電流を検知することができる。

なお、地絡、線間短絡や相間短絡における過電流の周波数は式（３）または式（５）の演算で求めることができる。しかし、それら故障モードでは、式中、１／（Ｌ・２・Ｃ１）≫（ｒ/（２Ｌ））^２、もしくは、１／（Ｌｓ・Ｃ０）≫（ｒｓ／（２Ｌｓ））^２の関係が成立するので、

ｆｃ＝（１／（Ｌ・２・Ｃ１））^０．５ ／（２π）［Ｈｚ］ ．．．（８）
または、
ｆｃｓ＝（１／（Ｌｓ・Ｃ０））^０．５ ／（２π） ［Ｈｚ］ ．．．（９）

のように計算式を簡略化でき、これに基づいて上記周波数を算出してもよい。

しかしながら、例えば、８極対のモータを採用し、１０，０００［ｒｐｍ］までモータ駆動するシステムでは、インバータ出力の基本波電流の周波数が１．３３３［ｋＨｚ］（＝（１００００／６０）×８）に達するため、０を中心にヒステリシス幅を持つコンパレータでは、正常時においても過電流と検知する不都合が生じる。

これを解消するためには、インバータの基本波電流を中心にヒステリシス幅を持つコンパレータを採用すればよい。たとえば、ヒステリシス中心値変更回路を備えたタイプ２（図１６（ｂ））を採用することができる。この方式については実施形態３で説明する。また、減算回路を備えたタイプ３（図１６（ｃ））のヒステリシスコンパレータを採用することもできる。

［実施形態２］
図１２は、本発明による制御回路のもう１つの実施形態のブロック図を示している。これは、マイコン内のカウンタ２１、２２および２３）に代えて、（１）３つのキャプチャ３４、３５および３６）端子に各相コンパレータ出力をそれぞれ接続する。（２）計時用のフリーランカウンタ３７を追加する。（３）キャプチャ毎にデータを所定のＲＡＭ領域に転送するＤＭＡコントローラ３８を追加する。

キャプチャは、図１３に示すように、端子に入力されたパルスの立上り、立下りエッジ（両エッジ）にて、フリーランカウンタ３７の値を読み取り、所定のレジスタに転送する。そして、ＤＭＡコントローラ３８はパルスの両エッジに応答して、所定のＲＡＭアドレスに逐次、そのレジスタの値を転送する。アドレスは、ＤＭＡコントローラ３８によりデータ転送毎にｎ［ｂｙｔｅ］インクリメントされ、指定の停止アドレスまで達すると開始アドレスに初期化され、データ転送毎のインクリメントは続けられる。

図１３の例では、レジスタに４［ｂｙｔｅ］データが格納されるとして、計４データ（１６［ｂｙｔｅ］）をＲＡＭに転送するとＤＭＡのディストネーションアドレスを開始アドレスへ初期化する（図の場合、アドレス“３”→“０”）ように、ＤＭＡコントローラを設定したデータの格納例を示している。

図１４は過電流検知のためのフローチャートを示している。これは、電流制御とは異なる所定周期、例えば１０［ｍｓ］にて実行される。処理を開始すると電流検出値がキャプチャされ、ＲＡＭの所定のエリアに格納されたフリーランカウンタ３７のカウント値をステップＳ６０１で読み込む。この際、隣接するアドレスから２データ（Ａｋ（ｎ）、Ａｋ（ｎ＋１））を読み込む。具体的には、図の０番地と１番地、１番地と２番地、２番地と３番地、３番地と０番地、０番地と１番地、．．．のようにサイクリックに２データを読み出す。

ステップＳ６０２では２データの差分（パルス周期）を演算する。フローチャートへの詳細記載はしていないが、この際、開始アドレスと終点アドレスの２データを読み込んだ場合は、（開始アドレスのデータ−終点アドレスのデータ）とし、それ以外については、（大きいアドレスのデータ−小さいアドレスのデータ）の処理、すなわち、キャプチャのタイミングが遅いものより早いものを減算処理する。
このようにしてパルスの立ち上がり／立ちさがりの位置が検出され、このパルスの立ち上がり／立ちさがりの位置から、このパルスの周波数が求められる。

そして、ステップＳ６０３において、計測されたパルス周期と閾値の比較により、過電流を判定する。周期が所定レベル未満の場合には、過電流と判定する。そして、ステップＳ６０４において、インバータ２の全トランジスタ素子をオフし、ステップＳ６０５で、過電流異常フラグをセットし、ステップＳ６０６で復帰する。周期が所定レベル以上の場合は、ステップＳ６０６で復帰する。
なお、振幅を検出する従来の方法に基づく、図５のフローチャートで実施される過電流検出処理は、図８の電流制御処理フローチャートのＳ８０５にてコールするように設定する。

実施形態１および２の装置によれば、高周波電流のピークが、制御用マイコンに接続される電流検出器の検出範囲を超えてしまう場合、およびクランプにより、真の電流値が読み取れない場合でも、周波数もしくは、周期を用いて過電流を判定するため、過電流を検知できる特有の効果を有する。

判定するための周期の閾値としては、実施形態１で示した考え方により、判定する周波数の閾値を求め、その逆数を採用すればよい。

図１５は、実施形態１または２の過電流検出処理の機能ブロックを１相分示している。実施形態１および２では、電流の振幅に基づく過電流検出部に加えて、電流の周波数もしくは、周期に基づく過電流検出部を備えている。そして、両検出部の出力の論理和に基づき、過電流検出信号を得ることにより、従来は検出が困難であった地絡、相間短絡、あるいは線間短絡に起因した電流異常をも検出することができる。

[実施形態３]
図１６は、本発明を実施するヒステリシスコンパレータの構成例を１相分示している。電流検知器は、０〜５［Ｖ］の出力範囲で、電流０［Ａ］で２．５［Ｖ］が出力される形式を採用した例である。便宜上、３００［Ａ］時に５［Ｖ］、−３００［Ａ］時に０［Ｖ］、電流に対してリニアに電圧が出力されるとして、以下、説明する。

図１６（ａ）のタイプ１、は５［Ｖ］単電源駆動できるオープンコレクタ出力形式のコンパレータ、ヒステリシス電圧（幅）を形成するためのＲ１〜Ｒ３、出力用のプルアップ抵抗Ｒｐで構成されている。ここで、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３として、Ｒｐは十分、Ｒ１より小さいとする。また、Ｖを５［Ｖ］とすれば、２．５［Ｖ］を中心にヒステリシス幅±０．８４［Ｖ］のコンパレータとなる。上記電流検出器の特性から、±１００［Ａ］（＝０．８４×３００／２．５）が閾値になり、電流が１００［Ａ］を超えるとコンパレータ出力は“０”となり、−１００［Ａ］を下回るとコンパレータ出力は“１”に転ずる。

例えば、前述した地絡や線間短絡の場合は、４００［Ａ］を超える振動電流が流れるため、地絡の場合はコンパレータ出力が１５９［ｋＨｚ］のパルス列となり、線間短絡の場合は、２．５［ｋＨｚ］（線間短絡）のパルス列となる。実施形態１あるいは２で例示したマイコン処理により、過電流判定を実行できる。また後述するように、このパルスの周波数により過電流の原因が地絡であるか、または線間短絡であるかを判定できる。すなわち上記の故障モードの判定が可能である。

図１６（ｂ）のタイプ２は、タイプ１の比較基準電圧を供給するＶ（固定）に代えて、検出相電流を所定のタイミングでホールドした値を用いている。なお、コンパレータの出力に追加したダイオードＤ並びに、抵抗Ｒｐｏ（Ｒｐｏ≪Ｒｐ）は、出力電圧を０、５［Ｖ］に変換するためのものである。この方法を採用することにより、サンプリング時点の実電流を中心に、ヒステリシス幅を持つコンパレータとなる。

図１７は、サイン波状の低周波電流（指令電流に対応）にビート状の発振電流が重畳された波形の例を示す。このような波形は図６（ｃ）および（ｄ）に示す線間短絡や相間短絡の場合に発生する。このような波形の場合や、基本波周波数が発振により引き起こされる周波数に近い場合に、図１６（ｂ）で示すタイプ２のヒステリシスコンパレータは有効である。

ここで、電流値のホールドは、図１６（ｂ）に示す通り、バッファオペアンプ４０、キャパシタＣｓおよび、アナログスイッチで構成するサンプルホールド回路で行うことができる。アナログスイッチは、ホールドタイミングで閉じ、キャパシタにその時点の電圧を充電し、その後、開くことで、スイッチ開放直前の電圧（すなわち、検出電流値）を保持できる。

なお、上記のサンプルホールド回路および抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１、Ｄ２とでヒステリシス中心値変更回路を構成し、このヒステリシス変更回路の出力Ｖｒをタイプ１における電圧Ｖの代わりにコンパレータに供給することにより、ヒステリシス中心値が変更される。

図１６（ｃ）のタイプ３は、タイプ２に比べ、回路は複雑になるが、タイプ２同様に、所定のタイミングでホールドした実電流を中心にコンパレートをする点で同じである。この回路では、ヒステリシスコンパレータはタイプ１と同じであるが、コンパレータ前処理にオペアンプ４０、４１および４２と抵抗Ｒ１１からＲ１４で構成した差動アンプを設け、所定タイミングでホールドした実電流を検出電流から減算している。これにより、タイプ２と異なり、ヒステリシス幅が変化しない利点があり、タイプ２と同様に、低周波電流（指令電流）を中心にビート状に発振電流が現れる場合や、基本波周波数が発振により引き起こされる周波数に近い場合に有効である。

タイプ２、３の所定タイミングは、例えば、ＰＷＭキャリア周期を採用できる。これは、図３もしくは、図１２のブロック図に示すようにマイコン３９より供給できる。

これらタイプ２、３の方式の変形としては、所定タイミングでホールドした実電流値に変えて、マイコン３９からＤＡコンバータなどを介し、指令電流値に対応した電圧値を出力し、これをコンパレータの比較基準電圧に用いたり、実電流値に対応した電圧値からこの指令電流値に対応した電圧値を減算した結果をヒステリシス幅固定のコンパレータに供給する方式を挙げることができる。

以上の説明では、マイコン処理によってインバータの全トランジスタのオフを行ったが、例えば、図１８の回路をゲート駆動回路に組み込むことにより、マイコン３９の判定結果に応答して、全トランジスタをオフしても良い。この回路はＰＷＭ１相分を示している。過電流異常信号は異常を検知すると、“１”となり、そうでない場合は“０”となる設計をした。ゲート駆動回路は“１”にてトランジスタをオフする設計をすれば、インバータの全トランジスタをオフすることができる。

異常判定された場合の保護として、インバータのトランジスタを全てオフしたが、これに代えて、インバータの全上アームトランジスタもしくは、全下アームトランジスタをオンしてもよい。この状態では、直流電源（バッテリー）と負荷間は開放状態になり、負荷端子を全て短絡した状態になる。

また、図１９に開示したフローチャートで表したアルゴリズムを採用することにより、過電流異常の要因を判定でき、故障モードを特定することができる。以下、図１９のフローチャートを説明する。ステップＳ１９１にて、図１１の処理で特定のＲＡＭアドレスに記憶された周波数を入力する。ここでは、カウンタＦＫを周波数に換算した値を格納する。次にステップＳ１９２において、入力した周波数が１００ｋＨｚ以上かを判定し、そうであればステップＳ１９４において、故障モードを地絡と判定し、ステップＳ１９５で復帰する。一方、そうでない場合は、ステップＳ１９３において相間短絡もしくは、線間短絡と故障モード判定を行い。ステップＳ１９５で復帰する。
この故障モードを不揮発性メモリーなどに記憶しておけば、後ほど、データを読み取り不具合箇所の特定に役立てることができる。

本例では、周波数で示したが、図１４の周期に基づく過電流判定を採用した場合には、ステップＳ１９１にて読み込む際に、周期（Ｐｋ）を周波数に換算する処理を追加すればよい。

以上では、電流振幅値に基づく過電流検出アルゴリズムと、電流の周波数または周期に基づく過電流検出アルゴリズムの２つの過電流検出アルゴリズムを実装したが、本発明は、電流の周波数または周期に基づく過電流検出アルゴリズムのみを実装した過電流検出装置にも適用される。

なお、上記では電動駆動制御装置における過電流の検出に対して説明したが、本発明は過電流でなくとも、電動駆動制御装置における振動電流の検出に用いることが可能である。また、ハイブリッド駆動車両や電気自動車用インバータを一例として説明したが、本発明は、このような車両用途に限定されない。したがって、例えば鉄道車両、産業車両、建設機械など、種々の装置、車両に本発明を使用することができる。あるいは、本発明、その他の産業用や家電用のインバータ全般に適用できる。

１ バッテリー
２ 電圧形インバータ
３ モータ
４ 直流電圧検出器
５、６、７ 電流検出器
８ 回転位置検出器（レゾルバ）
９ 制御回路
１０ ゲート駆動回路
１１ スイッチング電源
１２、１３、１４ コンデンサ
１９ ＡＤコンバータ
２０ ヒステリシスコンパレータ
２１、２２、２３ カウンタ
２４ ＲＤコンバータ
２５ 外部データ/アドレスバス
２６、２７、２８ ＰＷＭタイマ
２９ キャリア（fc）タイマ
３０ ＲＯＭ／ＲＡＭ
３１ ＣＰＵ
３２ マルチプレクサ＆サンプルホールド
３３ 内部データ/アドレスバス
３４、３５、３６ キャプチャ
３７ フリーランカウンタ
３８ ＤＭＡコントローラ
３９ マイクロコンピュータ（マイコン）
４０ コンパレータ（オープンコレクタ出力）
４１、４２、４３ オペアンプ
５１ 地絡時の抵抗ｒ
５２ 地絡時のインダクタンスＬ
５３ 出力線間短絡時の抵抗ｒｓ
５４ 出力線間短絡時のインダクタンスＬｓ
ｒ、ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒｐ、Ｒｐｏ、Ｒｐｓ； 抵抗
Ｌ、Ｌｓ； インダクタ（および、そのインダクタンス）
Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２、Ｃｓ； コンデンサ（および、その容量）
Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−、ＳＷａ、ＳＷｂ、Ｓｐ、Ｓｎ； トランジスタ
Ｄｕ＋、Ｄｖ＋、Ｄｗ＋、Ｄｕ−、Ｄｖ−、Ｄｗ−； ダイオード
Ｓｗ； スイッチ
ｖ； 電圧
ｉ０、ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５、ｉ６； 各サンプル点の電流レベル
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ； モータの各相コイルに流れる電流の検出値

Claims (11)

1. モータを駆動するために直流電流を３相交流に変換するインバータと、
   前記インバータに流れる直流電圧値を検出する直流電圧検出器と、
   前記３相交流の各々の相電流値を検出する相電流検出器と、
   モータの回転角を検出する回転位置検出器と、
   前記相電流検出器からの前記相電流値、前記回転位置検出器からのモータ回転角検出値、および上位制御装置からの速度指令もしくはトルク指令に基づいて、前記インバータの出力電流を制御するゲート駆動回路を所定のサイクル毎に制御する制御回路と、
   前記所定のサイクル毎に前記相電流検出器で検出した前記相電流値から過電流を検出する第１の判定回路とを備え、
   前記第１の判定回路は、前記相電流値が所定の振幅閾値を越えるか否かを、所定の振幅閾値を越える前記相電流値の周波数検出を行うことによって判定し、前記周波数が検出された場合は過電流と判定することを特徴とする過電流検出装置。
2. 請求項１に記載の過電流検出装置において、
   前記過電流検出装置は、
   前記所定のサイクル毎に過電流を検出する第２の判定回路をさらに備え、
   前記第２の判定回路は、前記相電流検出器で検出した前記相電流値が、予め定めた振幅閾値を越えると過電流と判定することを特徴とする過電流検出装置。
3. 請求項１に記載の過電流検出装置において、
   前記第１の判定回路は、
   前記相電流値の前記周波数検出を行う、所定のヒステリシス幅を有するヒステリシスコンパレータを備えることを特徴とする過電流検出装置。
4. 請求項３に記載の過電流検出装置において、
   前記第１の判定回路は、前記ヒステリシスコンパレータのヒステリシス中心を所定の電流値に対応して変更する、ヒステリシス中心値変更回路をさらに備えることを特徴とする過電流検出装置。
5. 請求項３に記載の過電流検出装置において、
   前記第１の判定回路は、
   前記相電流値から所定の電流値を減算して入力する減算回路をさらに備え、
   前記減算回路の出力を前記ヒステリシスコンパレータに入力することを特徴とする過電流検出装置。
6. 請求項４または５に記載の過電流検出装置において、
   前記第１の判定回路は、
   サンプルホールドをさらに備え、
   前記所定の電流値には、所定の時間間隔で前記サンプルホールドにより保持される前記相電流値を用いることを特徴とする過電流検出装置。
7. 請求項４または５に記載の過電流検出装置において、
   前記所定の電流値には、指令電流値を用いることを特徴とする過電流検出装置。
8. 請求項３乃至７のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、
   前記ヒステリシスコンパレータからの出力変化をカウントすることによって、前記相電流値が所定の振幅を超える回数を計数するカウンタをさらに備え、
   前記第１の判定回路は、前記カウンタで計数した計数値に基づいて、前記相電流値が所定の振幅を超える周波数を検出した場合に過電流と判定することを特徴とする過電流検出装置。
9. 請求項３乃至７のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、
   前記ヒステリシスコンパレータから出力されるパルスの立ち上がり／立ち下がりエッジの位置を検出するキャプチャとフリーランカウンタとをさらに備え、
   前記第１の判定回路は、前記パルスの立ち上がりエッジおよび立ち下りエッジの位置に基づいて、前記相電流値が所定の振幅を超える周期を検出し、この周期に基づいて前記相電流値が所定の振幅を超える周波数を検出することを特徴とする過電流検出装置。
10. 請求項１および３乃至９のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、
    前記第１の判定回路によって検出した前記相電流値が所定の振幅を超える周波数から、前記電動駆動制御装置における過電流発生の原因を判定することを特徴とする過電流検出装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の過電流検出装置において、
    過電流と判定した場合に、前記インバータのトランジスタのゲート信号をオフし、前記トランジスタを保護することを特徴とする過電流検出装置。

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