JP5478367B2 - パワーコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、特に、４以上の電圧出力レベルを有する強制転流電力変換装置に関する。

特許文献１（米国特許５８０５４３７号明細書）では、有効電力出力のマルチレベル生成のための器具が記載されている。しかしながら、該特許文献１に記載の構成は、個々が電力を第２の電力変圧器のひとつに供給するマルチ巻線電源トランスを、必要とする。結果として、開示の構成を実現すると、複雑で且つコスト高となる。更に、主要部に供給する電力が無い。結果として、電力はロード（モータ）にのみ供給され得るが、能動的にモータを壊すことはまずない。

特許文献２（米国２００３−０２６１１１ Ａ１）は、請求項１に係る発明の特徴を有する実際の電力を伝送するためのパワーエレクトロニクス回路構成によって、及び、請求項７に係る発明の特徴を有するパワーエレクトロニクス回路構成を動作する方法によって、その目的を達成する。特に、少なくとも１つの第２の電力変圧器がそれ自身の電力供給手段を有さないことを特徴とする回路と、少なくとも１つの第２の電力変圧器の少なくとも１つの中間回路キャパシティ電圧及び回路構成のＡＣ側の１つのコモンモードの電圧がジョイント規制により調整されるということを含む方法とによって、その目的が達せられる。非常に一般的に、請求項１は、第２の電力変圧器のうちそれ自身の電力供給を有するものはない、ということを記載し、定常状態操作のためにこのことを実現する単一の方法のみが示される。結果として、回路をチャージの無いキャパシティで開始する重要な機能の方法は、少しも開示されていない。テーブル及び段落００３９の記載を特に参照すると、冗長でない構成が好ましい。定常状態操作の下で変圧器の動作を実現する単一の方法は、変圧器内で電力フローに影響を与える手段として変圧器のコモンモード出力電圧を利用することで、確立する。ロードへのコモンモード電圧の負荷は、通常受け入れられるよりもかなり大きくなり得る。最大限の結果電圧は、第１の電力変圧器の最大限の出力電圧よりも高く選択される。しかし、少なくとも１つの第２の電力変圧器に連続して供給する手段も方法も、見出されていない。結果として、浮動キャパシタ電圧の変動率は、基本出力周波数の一つ若しくはそれ以上の周期に亘って平均されるものであるが、浮動キャパシタを大きくしてその制御を困難にし、特に低出力周波数における重大な障害に到ることになる。提示される制御方法も、複雑に思われる。そのシミュレーション結果は見出せないが、高度に一般化されて記載されている。よって、一つの疑問が残る。制御が成功裏に為されることが可能ならば、それは安定化のどの領域を示すのであろうか。

特許文献３（特開２００６−２４６６７６号公報）は、静止型無効電力補償のための器具を開示する。有効電力はこのような装置では与えられない。

米国特許第５８０５４３７号明細書 米国２００３−０２６１１１ Ａ１ 特開２００６−２４６６７６号公報

浮動キャパシタブロックが用いられるマルチレベル電力変換装置を提供することが、本発明の目的である。本発明のマルチレベル電力変換装置は、設計が容易であり、高程度の信頼性及び安定性をもたらすことができ、更に、できるだけ高い出力電圧をもたらすことができる。

上述の目的は、以下のパワーコンバータにより達成される。そのパワーコンバータは、
上方電圧レベルと下方電圧レベルを含む少なくとも２つの電圧レベルを出力するパワーブロックと、
Ｎ個のＨ−ブリッジセルを含むマルチレベルフェーズブロックであって、Ｎ個のＨ−ブリッジセルの各々が少なくとも一つの浮動キャパシタを有しており、パワーブロックに接続されるマルチレベルフェーズブロックと、
コンバータの動作が開始された後に、予め定められた電圧にまで充電されるようにＨ−ブリッジセルの少なくとも一つと、又は、Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つを介する接地への電流経路を形成し得る、少なくとも一つの出力コンタクタと、接続する、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライと、
基準信号を出力する基準電圧生成器と、
基準信号を入力してマルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタに亘る電圧をチェックするメインコントローラと
を含み、
パワーブロックのステップ電圧は、予め定められた電圧のＮ倍若しくは（Ｎ＋１）倍に等しく、パワーブロックのステップ電圧は、２つの隣接する電圧レベルの電位差に等しく、
メインコントローラは、基準信号と浮動キャパシタに亘る電圧とを基にして、
マルチレベルフェーズブロックの出力が基準信号に基づいて特定される特定のレベルとなり、浮動キャパシタに亘る全ての電圧が予め定められた電圧が含まれる予め定められた範囲内のものになるように、
パワーブロックの出力レベルとマルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定
し、
更に、
その電圧がプリセットの下方リミット以下である浮動キャパシタが放電を行わず、その電圧がプリセットの上方リミット以上である浮動キャパシタが充電を行わないように、メインコントロールがマルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定するパワーコンバータであって、プリセットの下方リミットとプリセットの上方リミットが予め定められた範囲を定義する。

本発明のマルチレベル電力変換装置は、非常に簡易化されたアークテクチャ及び操作順序を有し、高程度の信頼性及び安定性をもたらす。操作の特別な方法を利用して、更に本発明は、所与のハードウエア構成から、可及的に最も高い出力電圧及び電力を信頼性高く供給できる。

特に、高出力アプリケーション専用の、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のワンフェーズのブロック図である。 特に、低出力アプリケーション専用の、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置の別のブロック図である。 マルチレベルフェーズブロックの回路図である。 マルチレベル電力変換装置の参照電圧及び出力電圧がプロットされたチャートである。 種々のスイッチ組み合わせ内の電流を示す。 浮動キャパシタにおける電圧の制御を説明する例示図の一つである。 浮動キャパシタにおける電圧の制御を説明する例示図の一つである。 浮動キャパシタにおける電圧の制御を説明する例示図の一つである。 マルチレベル変換装置の出力電圧、マルチレベル変換装置内の電力ブロックの出力の電圧、及びマルチレベルフェーズブロック内の浮動キャパシタにおける電圧の、チャートである。 マルチレベル変換装置のワンフェーズの出力と、マルチレベル変換装置のワンフェーズ内の電力ブロックの出力の電圧を示すチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のブロック図である。 特別のスイッチ組み合わせにおけるマルチレベルフェーズブロック内の電流を示す。 本発明の第３の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るマルチレベル電力変換装置のブロック図である。

第１の実施形態
図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータのワンフェーズのブロック図であり、図１Ｂは、本発明の第１の実施形態に係る別のコンバータの回路記載する別のブロック図である。図１Ｃは、コンバータ１０１のマルチレベルフェーズブロック５の詳細回路図である。図２は、マルチレベルフェーズブロックにより記録された通常の波形（Ｖｏｕｔ）である。図３（ａ）（ｂ）、図４、図５及び図６は、マルチレベルフェーズブロック５を介して流れる電流パスを示し、本実施形態の電圧バランシングストラテジを説明する電圧チャートも示す。図７（ａ）（ｂ）、図８は、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズにより得られる結果を示す

図１Ａを参照して、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズは、ＤＣ蓄電手段１、パワーブロック３、マルチレベルフェーズブロック５、基準電圧生成器９、メインコントローラ７、及び、浮動キャパシタ充電パワーサプライ８を、含む。本実施形態では、パワーブロック３は、３レベルＮＰＣインバータを構成する。出力電圧の領域、即ち、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域と、上昇した出力電圧の領域とが、定義される。

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域の、基本的なマルチレベルフェーズブロックオペレーション
図１Ａ及び図１Ｃを参照して、マルチレベルフェーズ５が、本発明の第１の実施形態に係るブロックマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズのマルチレベル出力信号を供給するように動作している。パワーブロック３Ｖｍの出力電圧がゼロである（Ｖｍ＝０）と仮定して、基本的な動作を以下に説明する。

図１Ｃを参照して、夫々浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を有する３つの（Ｎ＝３）浮動キャパシタＨ−ブリッジセル１１が、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズのマルチレベルフェーズブロック５内部に搭載されている。浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の各々は、初期には特定の電圧Ｖｃに設定され得る。“アウト”を介して流れる出力電流Ｉｏｕｔがゼロである（Ｉｏｕｔ＝０）と仮定すると、初期のキャパシタ電圧は変化しない。Ｉｏｕｔ＝０と仮定して、マルチレベルフェーズブロック５の基本的な動作を更に説明する。

図１Ｃによると、マルチレベルフェーズブロック５内部に、１２個のスイッチ（ＳＵ１−ＳＵ６、ＳＬ１−ＳＬ６）が見られる。Ｎ＝３のマルチレベルフェーズブロック５は、次のように周知のやり方で、電圧の７レベルを形成できる。
・全ての下方のスイッチＳＬ１〜ＳＬ６をオン状態に設定しＶｏｕｔ＝０を形成する。
・下方のスイッチＳＬ２を開放し、上方のスイッチＳＵ２をオン状態に設定してＶｏｕｔ＝＋Ｖｃを形成する。
・更に、下方のスイッチＳＬ４を開放し、上方のスイッチＳＵ４をオン状態に設定してＶｏｕｔ＝＋２Ｖｃを形成する。
・更に、下方のスイッチＳＬ６を開放し、上方のスイッチＳＵ６をオン状態に設定してＶｏｕｔ＝＋３Ｖｃを形成する。

上述のＶｏｕｔ＝０の状況から、下方のスイッチＳＬ１が開放され、上方のスイッチＳＵ１がオン状態に設定されると、Ｖｏｕｔ＝−Ｖｃが発生する。同様に、スイッチ（ＳＵ１〜ＳＵ６、ＳＬ１〜ＳＬ６）の状態を適宜設定することにより、電圧Ｖｏｕｔ＝−２Ｖｃ及びＶｏｕｔ＝−３Ｖｃという、別のレベルが形成され得る。Ｖｍ＝０の条件下でのマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの最大限ピーク出力電圧Ｖｏｕｔｐは、Ｖｏｕｔｐ＝ＮＶｃ（Ｎ：浮動キャパシタＨ−ブリッジセル１１の数）である。

結果として、マルチレベルフェーズブロック５は、メインコントローラ７から個々のコマンドを受けると、マルチレベル出力信号を生成する。図２は、生成器９からの基準信号の正の立ち上り部分、及び、５個のＨ−ブリッジセル１１を有するマルチレベルフェーズブロック（図示せず）の対応する１１レベル信号を示す（この例示のチャートは、セルの数Ｎ＝５である場合に関して、示されている）。

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域のパワーブロック動作
図１Ａのマルチレベルコンバータブロック図では、３レベルＮＰＣインバータ回路が、本発明の第１の実施形態のパワーブロック３の位置に適用される。それは、ＤＣ蓄電手段１のターミナルＰ、Ｚ、Ｎに周知の方法で接続される。パワーブロック３のブロック出力Ｍは、本発明の第１の実施形態のマルチレベルフェーズブロック５に供給する。パワーブロック３内のスイッチの設定によって、それは、ターミナルＭに対して、周知のやり方で３つの出力電圧レベルＶｐ、Ｖｚ、Ｖｎの一つを供給する。結果として、ステップ電圧は、Ｖｓｔｅｐ＝Ｖｐ−Ｖｚ＝Ｖｚ−Ｖｎと等しくなる。

しかしながら、２レベル、３レベルコンバータ、若しくは、より高い数のレベルを与えるコンバータのあらゆる周知の回路は、（本実施形態のパワーブロック３の）位置に適用可能であり、ステップ電圧は然るべく決定される、ということは十分理解される。

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域でマルチレベルフェーズブロックに供給すること
図１Ａの負荷抵抗Ｒｌｏａｄに示すような抵抗負荷の条件下で、浮動キャパシタＣＣ１〜ＣＣ３は時間と共に放電する。しばらく後で、キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３に充電するために、マルチレベルフェーズブロック５にエネルギが注入される必要がある。パワーブロック３とマルチレベルフェーズブロック５の接続は、これを達成すべく為される。

図１Ａによると、３レベルＮＰＣ回路が、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズ内のパワーブロック３として用いられる。

更に、ＤＣバス電圧レベルＶｐは、値Ｖｐ＝Ｎ×Ｖｃ、若しくは、Ｖｐ＝（Ｎ＋１）Ｖｃにセットされ得る。上記導出されるように、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域では、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの最大限ピーク出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｎ×Ｖｃとなる。結果として、Ｖｏｕｔは、Ｖｐ以下である（Ｖｏｕｔ＜＝Ｖｐ（＝Ｎ×Ｖｃ、又は、（Ｎ＋１）Ｖｃ））。

図１Ａによると、パワーブロック３により供給される電流は、負荷電流と等しくなる。結果として、Ｖｍ＝Ｖｐの条件下でのパワーブロック３により供給される電力Ｐｍは、常時、Ｐｍ＝Ｖｐ×Ｉｏｕｔ＞＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ＝Ｐｏｕｔである。パワーの差は、マルチレベルフェーズブロック５の浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を充電するのに用いられる。Ｖｍ＝Ｖｎの条件下では、出力電圧はＶｏｕｔ＜＝０となり、電流の流れは逆である。結果として、Ｐｍ＞＝Ｐｏｕｔである。更に、パワーの差（Ｐｍ−Ｐｏｕｔ）は、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を充電するのに取得される。

ＮＰＣインバータ（パワーブロック３）を利用して、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの動作の間の時間のどの瞬間でも、Ｖｍは、Ｖｍ＝Ｖｐ、Ｖｍ＝Ｖｚ、若しくはＶｍ＝Ｖｎを自由に選択され、マルチレベルフェーズブロック５の浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の少なくとも一つのパワー要求を満足する。

コンバータの開始後の全てのＨ−ブリッジセルにおける予め定められた電圧を達成すること
本発明の第１の実施形態に係るコンバータは、出力パワーの非常に広範囲であってもよい。高パワーコンバータは、通常、負荷、例えば、３フェーズモータに直接接続される。しかしながら、低パワーコンバータは、一般に機械的コントラクタを介して接続されるが、これはそのようなパワー範囲では低コストで供給される。全てのＨ−ブリッジセルにて予め定められた電圧を達成する方法は、それらに依存する。

負荷に直接接続するコンバータのための方法
コンバータのＨ−ブリッジセル内に組み込まれた浮動キャパシタの少なくとも一つは、浮動キャパシタ充電パワーサプライ８に接続される。そのパワーサプライは、パワーコンバータの定格と比較して、非常に小さい定格を有する。前記少なくとも一つの浮動キャパシタは、浮動キャパシタ充電パワーサプライ８により予め定められた電圧まで直接充電される。浮動キャパシタ充電パワーサプライ８に接続されないそれら浮動キャパシタの各々はその後、以下のように充電され得る。パワーコンバータの全てのフェーズのパワーブロックは、同じ電圧を出力するように設定され（例えば、３レベルコンバータを含む前記パワーブロックの場合、ゼロ）、よって、その個々のマルチレベルフェーズブロックにそれらの各々を接続するラインＭの間に、ゼロ電圧を供給する。

最初に充電されたセルとして同じマルチレベルブロック内に位置するＨ−ブリッジセルは、鏡像の極性にセットされ、最初に充電されたＨ−ブリッジセルのスイッチングを開始する。結果として、十分コントロールされたＤＣ電流の流れは、負荷のターミナルを介して開始し、同じマルチレベルブロック内に位置するが浮動キャパシタ充電パワーサプライ８に接続しない前記Ｈ−ブリッジセルの浮動キャパシタを、充電する。

別のフェーズのマルチレベルフェーズブロック内に位置するＨ−ブリッジセルの浮動キャパシタは、同様に充電され得る。あらゆる他のフェーズの一つのＨ−ブリッジセルは、（例えば、出力側にプラスの電位を与える）同じ極性にスイッチされ得る。その後、浮動キャパシタ充電パワーサプライに接続するＨ−ブリッジセルのスイッチが、スイッチングして負荷ターミナル内にＤＣ電流を注入するようにセットされ、該電流は負荷に接続した全ての他のフェーズを通過し、個々のそれらフェーズの一つのＨ−ブリッジセルを充電する。全ての他の非充電セルはその後、然るべく充電される。

しかし当然ながら、パワーサプライにより充電されたそれらセルから別のセルへエネルギを移動するための様々な方法が見出され得る。

結果として、本発明の第１の実施形態に係る回路は、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライによって、コンバータ内の全てのＨ−ブリッジセルに予め定められた電圧を、安全に供給できる。

出力コンタクタを組み込むコンバータのための方法
出力コンタクタが設けられると、（図１Ａで符号“８”を付される）浮動キャパシタ充電パワーサプライの必要が無い、充電方法が、図１Ｂに示すように、見出され得る。図１Ｂでは、コンタクタＣＣＴＲ１、ＣＣＴＲ２、ＣＣＴＲ３は、フェーズ出力を充電抵抗ＲＣｈ１、ＲＣｈ２、ＲＣｈ３の夫々に接続し、それらの各々は、接地に接続する。結果として、マルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタは以下のようになる。

出力コンタクタは、充電位置にセットされ、フェーズ出力を接地に接続する。マルチレベルフェーズブロックのスイッチは、高くセットされ、マルチレベルフェーズブロック出力電圧Ｎ×Ｖｃとなる。しかしながら、この瞬間にはＶｃ＝０であるから、Ｎ×Ｖｃはなおゼロである。その後パワーブロックのスイッチは、Ｖｍ＝Ｖｎを達成するようにセットされる。電流は流れ始め、浮動キャパシタは充電される。コンバータ設計が、Ｎ×Ｖｃ＝Ｖｐにより規定されるならば、全てのキャパシタは直接に充電し、結果として「Ｖｃ＝予め定められた電圧」となる。設計上の規定が、（Ｎ＋１）×Ｖｃ＝Ｖｐであるならば、Ｖｃが予め定められた電圧に達すると充電は停止し得る。

しかし当然ながら、充電、及び、予め定められた電圧に到達することの制御に係る、プロセスをコントロールする種々の方法が、見出され得る。

タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で連続するマルチレベル出力を達成すること
前述のように、マルチレベルフェーズブロック５には、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のパワーデマンドから決定されるＶｍ＝Ｖｐ、Ｖｚ若しくはＶｎの電圧値を供給される。同時に、基準電圧生成器９により求められる、Ｖｏｕｔの電圧に到達するための作用が、要求される。浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のパワー要求を満足しつつ基準電圧生成器９からの求めを達成するために、メインコントローラ７は、以下に説明するように、スイッチＳＬ１〜ＳＬ６、ＳＵ１〜ＳＵ６を再調整する必要がある。

基準電圧生成器９に基づいてメインコントローラ７により与えられる一時的なマルチレベルコマンドが、Ｌ１及びＶｍ＝Ｖｚ＝０であるとする。マルチレベルフェーズブロック５のスイッチは、図３（ａ）の点線により示される電流パスを形成するようにセットされる。出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝＋Ｖｃとなる。エネルギは、抵抗負荷ＲｌｏａｄによりキャパシタＣＣ１から引き出される。

一時的な出力レベルＶｏｕｔが正であるので、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の少なくとも一つの充電が必要になると、マルチレベルフェーズブロック５へ供給することは、Ｖｍ＝Ｖｐとセットすることにより実現される。結果として、マルチレベルフェーズブロック５を亘る電圧（Ｖｏｕｔ−Ｖｍ）は、Ｖｏｕｔ−Ｖｍ＝Ｖｃ−Ｖｐ＝−２Ｖｃに変更される必要がある。よって、マルチフェーズブロック５のスイッチＳＵ１〜ＳＵ６、ＳＬ１〜ＳＬ６は、図３（ｂ）内の点線で示す電流パスを形成するようにセットされ得る。結果として、キャパシタＣＣ１を介して流れる電流は逆になり、ＣＣ１は充電される。

図１Ａに示すように、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズにより、ＤＣバス電圧レベルＶｐ及びＶｎを、Ｖｐ＝３Ｖｃ及びＶｎ＝−Ｖｐの値にセットすることにより、生成器９の基準信号から決定される（Ｎ＝３及びＶｐ＝３Ｖｃ＝−Ｖｎの場合の）７つのレベルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ０、Ｌ−１、Ｌ−２若しくはＬ−３を伴う出力電圧値Ｖｏｕｔの完全な一致が、パワーブロック３内のスイッチ及びマルチレベルフェーズブロック５内のスイッチの、以下のような、放電のセッティング（Ｄ）及び充電のセッティング（Ｃ）の下で、取得される。

スイッチ状態は、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で完全に冗長である。

中間レベルＬ１、Ｌ２及びＬ−１、Ｌ−２に出力電圧をセットすることは、充電セッティング（Ｃ）及び放電セッティング（Ｄ）の両方にて、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のいずれかを介して電流が流れることを要求する。しかしながら、レベルＬ３、Ｌ０及びＬ−３は、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３を介する電流の流れ無くして実現可能であり、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３に亘る電圧は、そのセッティングの下で維持される。

ＤＣバス電圧レベルＶｐ及びＶｎは、図１Ａに示すように、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１の別のワンフェーズにより、Ｖｐ＝（Ｎ＋１）Ｖｃ＝４Ｖｃ及びＶｎ＝−Ｖｐの値にセットされ得る。出力電圧の完全な一致は、放電のセッティング（Ｄ）及び充電のセッティング（Ｃ）の下で取得されないが、マルチレベルコンバータの動作はなおうまく取得される。というのは、浮動キャパシタのいくつかを介する電流の流れを要求するスイッチングは、以下のように、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で、なお冗長であるからである。

結果として、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内で、本発明の第１の実施形態に係る回路は、いつ何時でも出力電圧のどのレベルでも供給でき、Ｖｐ及びＶｎ（更にＶｚ＝０）から出力電圧を適宜選択してマルチレベルフェーズブロック５のスイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６をスイッチングすることにより、自由に、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３に充電を供給し充電を引き出す。

浮動キャパシタ電圧バランスを達成すること
式（１）〜（３）、（５）〜（７）、（８）〜（１０）及び（１３）〜（１５）の各々は、Ｖｃの乗算に基づくので、Ｖｃが浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３のいずれによっても達成される限り、式は保持され得る。結果として、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの首尾のよい動作のためには、全ての浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の電圧の正確な制御が望まれる。しかしながら、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の放電電流及び充電電流は、種々のサブセットを介して流れる。均一の放電及び充電は、以下に詳細に説明する能動平衡により達成される。

能動平衡は、追加の回路により確実に達成され得る。該回路は浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の間でエネルギを移動できる。しかしながら、追加の回路により、回路にコストと複雑さが加わってしまう。本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズによれば、そのようなエネルギ移動回路無しで、能動平衡が達成される。代わりに、マルチレベルフェーズブロック５内部の電流の流れの再配置が、スイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６を適切にスイッチングすることにより、メインコントローラ７で初期化される。

図４乃至図６は、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の能動平衡のための動作を記載する。図４乃至図６は、出力電圧レベルＶｏｕｔがＬ２にセットされ式（２）に従う放電が実行される場合における、能動平衡を示す。

図４に示すように、電流は、キャパシタＣＣ１及びＣＣ２を介して、最初流れる。全ての浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の電圧は、メインコントローラ７によりモニタされる。その際、メインコントローラ７は、キャパシタＣＣ３に亘る電圧（Ｖｃｃ３）と、キャパシタＣＣ１及びＣＣ２に亘る電圧（Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２）との間の電圧差が、増大していることを、観察する。電圧差がプリセットのリミット差値を超えることを、メインコントローラ７が検出すると、メインコントローラ７は、図５に示すように、スイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６のスイッチセッティングを変更する。続いて電流は、キャパシタＣＣ１及びＣＣ３を介して流れる。その際、キャパシタＣＣ３に亘る電圧（Ｖｃｃ３）と、キャパシタＣＣ２に亘る電圧（Ｖｃｃ２）との間の電圧差が、減少する。しかしながら、キャパシタＣＣ１に亘る電圧（Ｖｃｃ１）と、キャパシタＣＣ２に亘る電圧（Ｖｃｃ２）との間の電圧差は、増大する。Ｖｃｃ１とＶｃｃ２との間の電圧差がプリセットのリミット差値に達すると、図６に示すように、浮動キャパシタＣＣ１が電圧差に基づいて開放されキャパシタＣＣ２及びＣＣ３を介する電流の流れが最小絶対値となるように、メインコントローラはスイッチＳＵ１〜ＳＵ６及びＳＬ１〜ＳＬ６のセッティングを変更する。

結果として、本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの動作時間の間に、メインコントローラ７によって、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の間の電圧平衡、及び浮動キャパシタの電圧値セッティングＶｃｃ１、Ｖｃｃ２、Ｖｃｃ３が、達成される。図７（ａ）は、そのマルチレベルフェーズブロック５内のＮ＝５のＨ−ブリッジセルを有する本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの、パワーブロック３出力電圧Ｖｍと、コンバータ出力電圧Ｖｏｕｔを示す。基準生成器の信号の正の上昇部の間のタイムスパンは図に示され、出力周波数は５０Ｈｚであり、キャリア周波数は２０ｋＨｚであり、出力電圧レベルにはＬ０〜Ｌ５が付され、パワーブロック３の変化の時間はＴ１〜Ｔ７が付される。図７（ｂ）は、同じタイムスパンでの５つの浮動キャパシタの電圧値をプロットしており、Ｔ１〜Ｔ７はパワーブロック３のステータスの変化の時間を示しており、また、ＬＬは浮動キャパシタ電圧に対して設定されたプリセットの下方リミット電圧を示し、ＵＬは浮動キャパシタ電圧に対して設定されたプリセットの上方リミット電圧を示す。図８は、Ｎ＝５のＨ−ブリッジセルを含む本発明の第１の実施形態に係るマルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズの、パワーブロック３出力電圧Ｖｍと、コンバータ１０１出力電圧Ｖｏｕｔを示す。このチャートは、５０Ｈｚ出力電圧波形の１．５周期に対して、プロットされている。

上昇したコンバータ出力電圧を達成すること
上述のように、タイトな浮動キャパシタ電圧コントロールの領域内の抵抗負荷の下での動作の間、パワーブロックにより供給され得るパワーは、常時、コンバータ出力パワーと同等若しくはそれより大きい。結果として、浮動キャパシタは充電可能であり、更に、十分なサイズの浮動キャパシタが組み込まれたならば、その領域内に動作の間に過剰エネルギが蓄積され得る。その過剰エネルギは、負荷をＶｏｕｔ＞Ｖｐ又はＶｏｕｔ＜Ｖｎまでの電圧にドライブするのに用いられ得る。Ｖｏｕｔ＞Ｖｐに対して、Ｖｍ＝Ｖｐを選択し、マルチレベルフェーズブロックに正電圧を加えるように命じる。その正電圧はＶｃ若しくはその一部と等しければよい。後者は、ＰＷＭ変調などの周知の方法で得られ得る。

しかしながら、十分に充電された浮動キャパシタの条件から、上昇した出力電圧を達成してコントロールするのに、種々の方法が見出され得るということが十分に理解される。

マルチレベルコンバータ１０１のワンフェーズによれば、以下の利点が得られる。小さいサイズの浮動キャパシタが利用され得る。周波数が０Ｈｚであっても、どの出力周波数でもゼロと名目値との間の安定した出力電圧が、非常に簡素なコントロール動作により、容易に達成される。マルチ巻線パワートランスフォーマは要求されず、よって低重、小サイズ、及び低コストが達成される。２線（プラス、マイナス）の直流（ＤＣ）が可能である。安全な完全な４象限運転が可能である。簡素で信頼性の高いコントロール方法が利用され得る。及び、簡素且つ安定的な作動停止運転、更に上昇出力電圧及び電力が達成され得る。また、標準ＰＷＭ方法と同じように、コモンモード電圧が小さくなり、しかも、常時の現実のゼロコモンモード電圧は、周知のゼロコモンモード電圧変調スキームの利用により、現実化され得る。しかしながら、上述の機能は、アナログ若しくはデジタル処理により様々な方法で実現し得るのであり、それらの方法全ては請求項１の記載範囲に含まれ得る。

第２の実施形態
図９Ａを参照すると、本発明の第２の実施形態に係るマルチレベルコンバータ２０１が記載されている。図では、出力電流（Ｉｏｕｔ）をモニタしそれをメインコントローラ７にレポートする電流センサ１３が導入されている。メインコントローラ７の動作が強化され、−１≦ｃｏｓφ≦１の出力負荷条件の範囲が受け入れられ得る。しかしながら、出力電流をモニタするのに種々の方法が適用可能であり、そのような方法全てがこの実施形態に含まれることが、十分に理解される。機能は以下に詳細に記載される。

上記の“マルチレベルフェーズブロックに供給すること”という記載に従い、浮動キャパシタＣＣ１〜ＣＣ３は、Ｖｍ＝０である限り、時間と伴に放電する。Ｖｍ＝Ｖｐでは、条件Ｐｍ＝Ｐｏｕｔが満足され、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３が充電されている。コンバータ２０１から負荷に向かって安定したパワーフローを与え更にｃｏｓφ＝１を与える、負荷抵抗の下で、浮動キャパシタの充電及び放電が、上述のように達成される。

しかしながら、ｃｏｓφ＝−１では、負荷からコンバータ２０１に向かっての安定したパワーフローとなる。ｃｏｓφ＝１に対しては、電流フローは逆となり、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３は、Ｖｍ＝０のセッティングの下で電流の流れにより充電される（図９Ｂ）。ｃｏｓφ＝１とは対照的に、浮動キャパシタの上方電圧リミットは、パワーブロック３のステータス変更をＶｍ＝Ｖｐに初期化するために、検出される必要がある。Ｖｍ＝Ｖｐは、Ｐｍ＜＝Ｐｏｕｔとなり、これにより、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の放電が開始する。

ｃｏｓφ＝１は、出力電圧と全体として同調する出力電流となる。よって、コンバータ２０１からのパワーフローとなる。一方、ｃｏｓφ＝−１は、全体として出力電圧と逆位相である出力電流となり、コンバータ２０１内へのパワーフローとなる。従って、−１＜ｃｏｓφ＜１の条件では、パワーフロー方向が周期的に変化する。浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３は、現実のパワーフローに依存して充電し若しくは放電するので、上方リミット及び下方リミットの検出は夫々交換される必要がある。電流センサ１３からの信号は、メインコントローラ７内部のその変化プロセスに直接加えられる。

本発明の第２の実施形態に係るマルチレベルコンバータ２０１は、どのタイプの電気負荷も受け入れられる。

第３の実施形態
図１０を参照すると、本発明の第３の実施形態に係るマルチレベルコンバータ３０１が、記載されている。

図に示すように、メインコントローラは、複数の機能７ａ〜７ｇにかように分割される。機能ユニット７ａ〜７ｇは、メインコントロールセクション３０７を構成する。機能ユニット７ａ〜７ｇの各々は、低コスト及び低損失回路により実現され得る。つまり、基準信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するマルチレベルＰＷＭ生成器ユニット７ｄ；ＰＷＭ信号、及び、モード判別ユニット７ｂにより判別されるパワーブロック３の出力レベルに基づいて、マルチレベルフェーズブロック５に亘る電圧を判別するモード変換テーブルユニット７ｅ；基準信号、モード変換テーブルユニット７ｅにより判別される電圧、電流センサ１３からの電流信号及び浮動キャパシタに亘る電圧に基づいて、マルチレベルフェーズブロック５のスイッチングをコントロールするキャパシタ電圧バランスコントローラ及びスイッチテーブル７ｆ；浮動キャパシタの電圧が予め定められた範囲から逸脱するか否かを検出するキャパシタリミット検出ユニット７ａ；基準電圧、キャパシタリミット検出ユニット７ａによる検出結果及び電流センサ１３からの信号電流に基づいて、パワーブロック３の出力レベルを判別するモード判別ユニット７ｂ；並びに、モード判別ユニット７ｂにより判別される出力レベルに基づいて、パワーブロック３の出力をコントロールするパワーブロックスイッチテーブルユニット７ｃからなる、低コスト及び低損失回路である。

本発明の第３の実施形態に係るマルチレベルコンバータ３０１は、経費が掛からない。より少なくコントロールのためのパワーを消費するに過ぎず、従って、特に部分負荷の下で高い全体効率を達成する。

第４の実施形態
図１１を参照すると、本発明の第４の実施形態に係るマルチレベルコンバータ４０１が、記載されている。

レベル電圧検出ユニット７ｈがメインコントローラセクション４０７に導入されており、該レベル電圧検出ユニット７ｈは、浮動キャパシタＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３の実際の電圧レベル、及び、実際のＰＷＭ電圧レベルを導出するＤＣ−リンク１を、利用する。実際のＰＷＭ電圧レベルは、マルチレベルＰＷＭ生成器ユニット７ｄにレポートされる。結果として、マルチレベルＰＷＭ生成器ユニット７ｄは動的調整パターンを生成して滑らかで、歪み緩和された出力電圧Ｖｏｕｔとし得る。

よって本発明の第４の実施形態に係るマルチレベルコンバータ４０１は、歪みのない出力電圧を出力し、該出力電圧は低振動且つ低損失の標準的サインフィルタにより処理され得る。

第５の実施形態
本発明の第５の実施形態に係るマルチレベルコンバータでは、そのパワースイッチ機能がユニポーラトランジスタにより実現される。

今日、その高い阻止電圧により、バイポーラデバイスは、コンバータアプリケーションで広く用いられる。そこでは、バイポーラデバイスは、高い阻止電圧で低いオン状態を示す。

しかしながら、そのようなバイポーラデバイスのオン状態特性は、強い非線形性により特徴付けられるが、該非線形性により、通常のダイオード（ダイオードニー）のようにある順電圧にて非常に小さい電流となる。更に、バイポーラデバイスは、プラズマ抽出プロセスにより生じる上昇したスイッチング損失を示す。

本発明の第１から第４の実施形態に係るマルチレベルコンバータにより、Ｎ＊Ｖｃ＝Ｖｐの下では、高周波数でのスイッチング動作は、マルチレベルフェーズブロック５内部のデバイスに限定される。処理される電圧はＶｃであり、それは最大限出力電圧Ｖｏｕｔｐの一部に過ぎない。よってスイッチング損失はかなり減少される。

ユニポーラトランジスタ、若しくはそれらの直列接続は、その上にオン状態損失を十分に減少させることを可能にする。というのは、そのようなユニポーラトランジスタはダイオードニーの非線形性を示さないからである。結果として、低オン状態電圧低下が、夫々の電流レベルで達成される。本発明の第５の実施形態に係るマルチレベルコンバータは、非常に高い効率を示す。

第６の実施形態
本発明の第６の実施形態に係るマルチレベルコンバータでは、ＭＯＳＦＥＴ若しくはそれらの直列接続が、スイッチング機能に加えられる。

ＭＯＳＦＥＴはシリコンに基づくユニポーラデバイスであり、この数十年間順調に開発されてきた。結果として、商業的に利用可能なＭＯＳＦＥＴのオン状態の特性は、今や所謂シリコン限界に接近しており、デバイスは低コストで入手可能である。しかしながら、シリコン限界は、ＭＯＳＦＥＴの特定のオン状態が、阻止電圧の約２．７乗に、指数関数的に強く依存する、ということを示す。接続抵抗及びパッケージ接続抵抗などの技術的パラメータを考慮に入れると、ＭＯＳＦＥＴは、５０Ｖと２００Ｖの間の阻止電圧で最も良く動作するが、最も良い選択は１００Ｖである。

本発明の第６の実施形態に係るマルチレベルコンバータは、現実の商業的に利用可能な技術に基づいて、非常に低いコスト及びサイズで非常に高い効率を示す。

第１から第６の実施形態に係るコンバータのいずれであっても、以下のような利点が得られる。小さいサイズの浮動キャパシタが利用可能である。周波数が０Ｈｚであっても、どの出力周波数ででも安定した出力電圧が、非常に簡単なコントロール操作により容易に達成される。マルチ巻線パワートランスフォーマは要求されず、よって、低重、小サイズ及び低コストが達成される。２線（プラス、マイナス）ＤＣからの供給が可能である。安全な完全な４象限運転が可能である。簡素で信頼性の高いコントロール方法が利用され得る。小量の充電及び維持パワーを少なくとも一つの浮動キャパシタセルに供給することにより、若しくは、接地への電流パスを確立する出力接触器を用いることにより、簡素且つ安定的な作動停止運転が達成され得る。並びに、特にＭＯＳＦＥＴが用いられると、非常に高い効率が実現可能となる。

第７の実施形態
上述のように、｜Ｖｏｕｔ｜＜Ｖｐであるとき、エネルギは常時、浮動キャパシタ内に蓄積され格納され得る。正弦波出力の振幅がＶｐより大きくても、｜Ｖｏｕｔ｜＜Ｖｐの状況は繰り返し発生する。上述のように、本発明のコンバータは、浮動キャパシタへの、瞬間のパワーフローをコントロールできる。結果として、浮動キャパシタ電圧は、上昇した出力電圧の領域に入る直前に、できるだけ高くなるように強制され得る。

そのようなコントロール方法を利用するコンバータは、従って、上昇した出力電圧の領域に安全に入り、上昇したパワーを負荷に信頼性高く供給できる。

第８の実施形態
過剰のエネルギは、浮動キャパシタ内に蓄積され得る。しかしながら、容量値、及び、上昇した出力電圧の領域に入る直前に得られたキャパシタの電圧レベルにより、そのエネルギは制約される。

一方で、基準信号が落ちて再び｜Ｖｏｕｔ｜＜Ｖｐとなるように出力電圧を操作するまでは、そのエネルギが、上昇した出力電圧の領域を介して前に進むのに十分であることが、強く望まれる。出力電圧の１周期のそのような部分の範囲内で、出力電流及び出力電圧が予測可能であるから、上昇した出力電圧の領域を介して進むための期間に求められるエネルギは、先に計算可能であり、結果がメインコンバータコントロールに送信され出力パワーがこれにより調整されることが可能である。

よって、本発明の第８の実施形態に係るコンバータは、高い出力及びパワーを安全に且つ信頼性高く供給できる。

本発明は、マルチレベルパワーコンバータに利用される。

１・・・ＤＣ蓄電手段、３・・・パワーブロック、５・・・マルチレベルフェーズブロック、７・・・メインコントローラ、８・・・浮動キャパシタ充電パワーサプライ、９・・・基準電圧生成器、１１・・・浮動キャパシタＨ−ブリッジセル、１３・・・電流センサ、１５ｐ、１５ｎ・・・電圧センサ、１０１、２０１、３０１、４０１・・・マルチレベルコンバータのワンフェーズ、ＣＣ１、ＣＣ２、ＣＣ３・・・浮動キャパシタ、ＣＣＴＲ１、ＣＣＴＲ２、ＣＣＴＲ３・・・コンタクタ、ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ３、ＳＵ４、ＳＵ５、ＳＵ６・・・スイッチ、ＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３、ＳＬ４、ＳＬ５、ＳＬ６・・・スイッチ。

Claims (4)

1. パワーコンバータであって、
   上方電圧レベルと下方電圧レベルを含む少なくとも２つの電圧レベルを出力するパワーブロックと、
   Ｎ個のＨ−ブリッジセルを含むマルチレベルフェーズブロックであって、Ｎ個のＨ−ブリッジセルの各々が少なくとも一つの浮動キャパシタを有しており、前記パワーブロックに接続されるマルチレベルフェーズブロックと、
   コンバータの動作が開始された後に、予め定められた電圧にまで充電されるように前記Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つと、又は、前記Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つを介する接地への電流経路を形成し得る、少なくとも一つの出力コンタクタと、接続する、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライと、
   基準信号を出力する基準電圧生成器と、
   前記基準信号を入力して前記マルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタに亘る電圧をチェックするメインコントローラと
   を含み、
   前記パワーブロックのステップ電圧は、予め定められた電圧のＮ倍若しくは（Ｎ＋１）倍に等しく、パワーブロックのステップ電圧は、２つの隣接する電圧レベルの電位差に等しく、
   前記メインコントローラは、基準信号と浮動キャパシタに亘る電圧とを基にして、
   前記マルチレベルフェーズブロックの出力が基準信号に基づいて特定される特定のレベルとなり、浮動キャパシタに亘る全ての電圧が予め定められた電圧が含まれる予め定められた範囲内のものになるように、
   前記パワーブロックの出力レベルと前記マルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定し、
   更に、
   その電圧がプリセットの下方リミット以下である浮動キャパシタが放電を行わず、その電圧がプリセットの上方リミット以上である浮動キャパシタが充電を行わないように、前記メインコントロールが前記マルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定するパワーコンバータであって、プリセットの下方リミットとプリセットの上方リミットが予め定められた範囲を定義する
   ことを特徴とするパワーコンバータ。
2. パワーコンバータであって、
   上方電圧レベルと下方電圧レベルを含む少なくとも２つの電圧レベルを出力するパワーブロックと、
   Ｎ個のＨ−ブリッジセルを含むマルチレベルフェーズブロックであって、Ｎ個のＨ−ブリッジセルの各々が少なくとも一つの浮動キャパシタを有しており、前記パワーブロックに接続されるマルチレベルフェーズブロックと、
   コンバータの動作が開始された後に、予め定められた電圧にまで充電されるように前記Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つと、又は、前記Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つを介する接地への電流経路を形成し得る、少なくとも一つの出力コンタクタと、接続する、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライと、
   基準信号を出力する基準電圧生成器と、
   前記基準信号を入力して前記マルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタに亘る電圧をチェックするメインコントローラと
   を含み、
   前記パワーブロックのステップ電圧は、予め定められた電圧のＮ倍若しくは（Ｎ＋１）倍に等しく、パワーブロックのステップ電圧は、２つの隣接する電圧レベルの電位差に等しく、
   前記メインコントローラは、基準信号と浮動キャパシタに亘る電圧とを基にして、
   前記マルチレベルフェーズブロックの出力が基準信号に基づいて特定される特定のレベルとなり、浮動キャパシタに亘る全ての電圧が予め定められた電圧が含まれる予め定められた範囲内のものになるように、
   前記パワーブロックの出力レベルと前記マルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定し、
   更に、
   前記マルチレベルフェーズブロックの一つの浮動キャパシタと前記マルチレベルフェーズブロックの別の浮動キャパシタとの間の電位差がプリセットのリミット差異値を超えないように、前記メインコントロールが前記マルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定する
   ことを特徴とするパワーコンバータ。
3. パワーコンバータであって、
   上方電圧レベルと下方電圧レベルを含む少なくとも２つの電圧レベルを出力するパワーブロックと、
   Ｎ個のＨ−ブリッジセルを含むマルチレベルフェーズブロックであって、Ｎ個のＨ−ブリッジセルの各々が少なくとも一つの浮動キャパシタを有しており、前記パワーブロックに接続されるマルチレベルフェーズブロックと、
   コンバータの動作が開始された後に、予め定められた電圧にまで充電されるように前記Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つと、又は、前記Ｈ−ブリッジセルの少なくとも一つを介する接地への電流経路を形成し得る、少なくとも一つの出力コンタクタと、接続する、少なくとも一つの浮動キャパシタ充電パワーサプライと、
   基準信号を出力する基準電圧生成器と、
   前記基準信号を入力して前記マルチレベルフェーズブロックの浮動キャパシタに亘る電圧をチェックするメインコントローラと
   を含み、
   前記パワーブロックのステップ電圧は、予め定められた電圧のＮ倍若しくは（Ｎ＋１）倍に等しく、パワーブロックのステップ電圧は、２つの隣接する電圧レベルの電位差に等しく、
   前記メインコントローラは、基準信号と浮動キャパシタに亘る電圧とを基にして、
   前記マルチレベルフェーズブロックの出力が基準信号に基づいて特定される特定のレベルとなり、浮動キャパシタに亘る全ての電圧が予め定められた電圧が含まれる予め定められた範囲内のものになるように、
   前記パワーブロックの出力レベルと前記マルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態を決定し、
   更に、
   前記マルチレベルフェーズブロックを介する電流を検出し、検出結果を電流信号として出力する電流センサを更に含み、
   前記メインコントローラが、電流信号に従って電流の瞬時サインを導出し、基準信号、浮動キャパシタに亘る電圧、及び電流の瞬時サインに基づいて、前記パワーブロックの出力レベルと、前記マルチレベルフェーズブロックのスイッチング状態とを決定する
   ことを特徴とするパワーコンバータ。
4. 前記メインコンとローラが、
   浮動キャパシタの電圧が予め定められた範囲から外れるか否かを検出するキャパシタリミット検出ユニットと、
   基準信号、前記キャパシタ検出ユニットによる検出結果、及び信号電流に基づいて、前記パワーブロックの出力レベルを判別するモード判別ユニットと、
   前記マルチレベルフェーズブロックを構成する浮動キャパシタの直流電圧値、及び前記パワーブロックの直流電圧値が入力されるマルチレベルＰＷＭ生成器ユニットであって、前記基準電圧生成器から得られる基準信号と前記二つの直流電圧値を基に、基準信号を調整し、実際の能動ＰＷＭ電圧レベルを示すＰＷＭ信号を生成するマルチレベルＰＷＭ生成器ユニットと、
   実際の能動ＰＷＭ電圧レベル、及び、モード判別ユニットにより判別される前記パワーブロックの出力レベルに基づいて、前記マルチレベルフェーズブロックに亘る電圧を判別するモード変換テーブルユニットと、
   基準信号、モード変換テーブルユニットにより判別される電圧、電流信号、及び浮動キャパシタに亘る電圧に基づいて、マルチレベルフェーズブロックのスイッチングをコントロールするキャパシタ電圧バランスコントローラ及びスイッチテーブルユニットと、
   前記モード判別ユニットにより判別される前記パワーブロックの出力レベルに基づいて、前記パワーブロックの出力をコントロールするパワーブロックスイッチテーブルユニットと
   を含む、請求項３に記載のパワーコンバータ。

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