JP5447603B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた、直流電源の電力変換装置に関する。

パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置として、例えば、直流電力を交流電力に変換するインバータや、ＤＣ／ＤＣコンバータ等がある。

図１７は、インバータの一相分についての基本となるハーフブリッジ回路を示す図で、図１７（ａ）は、電力変換装置９０の回路図であり、図１７（ｂ）は、図１７（ａ）に示す電力変換装置９０の動作を説明するタイムチャートで、スイッチング素子ＳＷ１をＯＮした時の電流Ｉｄと電圧Ｖ２の立ち上り特性を拡大して示した図である。

図１７（ａ）に示す一点鎖線で囲った電力変換装置９０は、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１とローサイドのスイッチング素子ＳＷ２を備えている。このハイサイドとローサイドのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を相補的に動作させることで、直流電圧Ｅを交流電圧に変換し、誘導性の負荷Ｌに対して電力を供給する。

図１７（ａ）のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２には、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、スーパージャンクション（ＳＪ）−ＭＯＳＦＥＴ等が使用される。また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２には、いずれもダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されており、誘導性の負荷Ｌを駆動する際には、該ダイオードＤ１，Ｄ２をフリーホイールダイオード（freewheeling diode）として機能させる。一方、ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復（reverse-recovery）特性は、一般的に良くない。このため、図１７（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１のＯＮ時に逆回復電流（逆回復時にダイオードの逆方向に流れる電流）に起因する大きなスパイク状のサージ電流が電流Ｉｄに発生すると共に、電圧Ｖ２にサージ電圧やリンギングと呼ばれる回路共振現象が誘起される。

この現象をより詳細に説明すると、図１７（ａ）のハーフブリッジ回路では、ハイサイドとローサイドのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が同時にＯＦＦするデッドタイム中において、誘導性の負荷ＬからローサイドのダイオードＤ２に順方向の循環電流が流れている。この状態でハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１をＯＮすると、負荷電流がスイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄに切り替わる。このとき、ダイオードＤ２には逆方向の電圧が印加され、図１７（ｂ）の電流Ｉｄと電圧Ｖ２の波形に示すように、大きな逆回復電流が重畳されて、電流サージと電圧サージが発生する。更に、ダイオードＤ２の内部のＰ型領域から注入される過剰キャリアの主成分である少数キャリアが消滅してダイオードＤ２がＯＦＦした後も、図１７（ｂ）に示すリンギングが発生し、これがノイズの原因となる。このリンギングは、図１７（ａ）中に破線で示した配線パターンやワイヤハーネスの寄生インダクタンスＬｐと、スイッチング素子ＳＷ２のドレイン−ソース間のデバイス容量Ｃｄとによって発生する、ＬＣ回路共振がその要因となっている。

スイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置においては、上記したスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ時に発生するスパイク状のサージ電流とそれに伴うリンギングを抑制するため、従来からスナバ回路が用いられてきている。このスナバ回路を備える電力変換装置が、例えば、特開２００７−４３７９７号公報（特許文献１）と特開２０１０−２０６１０９号公報（特許文献２）に開示されている。

図１８は、図１７（ａ）の電力変換装置９０に対してＲＣスナバＮを付加した、電力変換装置９１の回路図である。

図１８に示す電力変換装置９１においては、直列接続した抵抗ＲとコンデンサＣからなる二点鎖線で囲ったＲＣスナバＮが、スイッチング素子ＳＷ２と並列に接続されている。ＲＣスナバＮは従来から最も一般的に用いられているスナバ回路で、抵抗ＲとコンデンサＣを付加することで直列共振のＱ値（Ｑ＝（１／Ｒ）・√（Ｌ／Ｃ））を小さくし、減衰を大きくして、リンギング（回路共振）を抑制するものである。

図１９は、上記した電力変換装置９０（ＲＣスナバＮ無し）と電力変換装置９１（ＲＣスナバＮ有り）について、それぞれ図１７（ｂ）に示す電流Ｉｄのリンギング（回路共振）をフーリエ変換し、周波数と振幅の関係を模式的に示した電流Ｉｄのノイズスペクトル図である。

図１９に示すように、ＲＣスナバＮを付加することで、リンギング（回路共振）の振幅ピーク（共振ピーク）が共振周波数ｆ１から共振周波数ｆｎまで低周波数側にシフトすると共に、最大振幅（ピーク値）が抑制される。

特開２００７−４３７９７号公報 特開２０１０−２０６１０９号公報

図１８の電力変換装置９１においてリンギング（回路共振）を十分に抑制するには、ＲＣスナバＮのコンデンサＣに必要とされる容量値は、デバイス容量Ｃｄの容量値の４〜１０倍程度である。このため、例えば特許文献１に記載されている半導体パワーモジュールのように、一般的には半導体チップの外部に積層セラミックコンデンサを外付けして、ＲＣスナバを構成するようにしている。しかしながら、小型化のためには、半導体チップ上でＲＣスナバを構成できることが望ましい。

これに対して、特許文献２の電力変換装置においては、逆回復電流が小さいユニポーラ動作をする還流ダイオードを使用し、該還流ダイオードにより空乏層が形成される半導体基体中の領域とは異なる位置にＲＣスナバのコンデンサを形成して、還流ダイオードの逆回復動作時に発生する電流及び電圧の振動現象の収束時間を短縮するようにしている。

特許文献２の電力変換装置は、半導体チップ上でＲＣスナバを構成して小型化されているものの、一般的なＰＮ接合のダイオードと異なり、ショットキーバリアダイオードや、ソフトリカバリダイオードのように少数キャリアのライフタイムを制御した、特殊なユニポーラ動作をするダイオードが必要となる。また、ユニポーラ動作をするダイオードを使用することでＲＣスナバのコンデンサの容量値もある程度小さくてすむものの、現実的に
半導体チップ上で構成できるコンデンサの容量値はデバイス容量Ｃｄの１倍程度が限界であり、この容量値では十分なノイズの抑制効果が得られない。

図１７（ｂ）と図１９に示したスパイク状のサージ電流とそれに伴うリンギングの抑制が十分でない場合には、ＥＭＣ（Electro Magnetic Compatibility）に係わるノイズとして、当該電力変換装置の周りに設置される機器に対して、様々な悪影響を及ぼす。特に、当該電力変換装置と共通するグランド（ＧＮＤ）に接続され、ＧＮＤ配線を共有する外部装置に対しては、その影響が大きい。

そこで本発明は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、半導体チップ上でスナバ回路を構成してもリンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減可能な小型化の電力変換装置を提供することを目的としている。

本発明に係る電力変換装置は、直流電源に接続するハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路を備え、該２つの主回路の接続点から誘導性の負荷に電力を供給する電力変換装置である。前記２つの主回路は、それぞれ、主スイッチング素子と、該主スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されたダイオードとからなり、前記２つの主回路のうち、一方の主回路における主スイッチング素子が、所定の周期でＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返すように制御されると共に、前記２つの主回路の主スイッチング素子が共にＯＦＦ状態となるデッドタイムが設けられている。もう一方の主回路における前記ダイオードは、前記デッドタイムにおいてフリーホイールダイオードとして用いられる。本発明に係る電力変換装置においては、直列接続された抵抗、コンデンサおよび第２スイッチング素子からなるスナバ回路が、複数、前記主回路に並列接続されてなり、前記主回路に並列接続された複数のスナバ回路における第２スイッチング素子が、前記ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、次々に異なるＯＮ状態の組み合わせとなるように、前記周期の整数倍の周期でターンＯＮとターンＯＦＦを繰り返す。そして、前記主スイッチング素子と前記ダイオードのデバイス容量、前記直流電源に接続する配線の寄生インダクタンス、および前記第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせで接続される前記コンデンサで構成される各共振回路の一連の共振周波数が、互いに異なる値となることを特徴としている。

上記電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータやＤＣ／ＤＣコンバータ等への適用が可能な電力変換装置で、従来の一般的な電力変換装置と同様に、直流電源に接続するハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路を備える。上記２つの主回路は、それぞれ、主スイッチング素子と該主スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されたダイオードからなり、一方の主回路における主スイッチング素子を所定の周期でＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返すように制御して動作させ、誘導性の負荷に対して電力を供給する。

また、上記電力変換装置においては、２つの主スイッチング素子が共にＯＦＦ状態となるデッドタイムが設けられており、もう一方の主回路におけるダイオードを所謂フリーホイールダイオード（freewheeling diode）として機能させている。すなわち、デッドタイム中、誘導性の負荷から該ダイオードの順方向に電流が流れるようにして、負荷電流を継続させる。

一方、デッドタイム中においてフリーホイールダイオードとして機能している上記ダイオードは、大きな電流が流れて、多量の電荷（逆回復電荷）が注入（蓄積）されている状態にある。この状態で上記ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子がターンＯＮすると、負荷電流が該主スイッチング素子を流れる電流に切り替わると共に、上記フリーホイールダイオードには逆方向の電圧が印加されて、上記逆回復電荷による逆回復電流が流れる。このため、該逆回復電流が上記ターンＯＮした主スイッチング素子の電流に重畳されて、スパイク状の電流サージと電圧サージが発生する。また、リンギングと呼ばれる回路共振現象が誘起され、これがノイズの原因となる。

従来の電力変換装置では、上記サージ電流（逆回復電流）とそれに伴うリンギングを抑制するため、一つの直列接続した抵抗とコンデンサからなるＲＣスナバを代表とした、スナバ回路が用いられてきている。しかしながら、リンギング（回路共振）を十分に抑制するには、大きな容量値の外付けコンデンサが必要であり、電力変換装置が全体として大型化してしまう問題があった。逆に、半導体チップ上でＲＣスナバを構成した場合には、小型化が可能であるが、小さな容量値のコンデンサしか半導体チップ上に形成できないため、リンギングの抑制が不十分でノイズを十分に低減できていない。

そこで上記したリンギングの抑制と小型化を両立させるため、本発明に係る電力変換装置は、直列接続された抵抗、コンデンサおよび第２スイッチング素子からなるスナバ回路を、複数、主回路に並列接続した回路構成を採用している。そして、主回路に並列接続された複数のスナバ回路における第２スイッチング素子が、ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、次々に異なるＯＮ状態の組み合わせとなるように、前記周期の整数倍の周期でターンＯＮとターンＯＦＦを繰り返す。また、この複数のスナバ回路の駆動によって、主スイッチング素子とダイオードのデバイス容量、直流電源に接続する配線の寄生インダクタンス、および前記第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせで接続されるコンデンサで構成される各共振回路の一連の共振周波数が、互いに異なる値となるように構成されている。

上記電力変換装置においては、第２スイッチング素子を備えておらず主回路に一つ並列接続されているだけの従来のＲＣスナバと異なり、主回路に並列接続している複数のスナバ回路の前記駆動による一連の共振周波数の数だけ、リンギングの共振ピークを分散させることができる。すなわち、主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、複数のスナバ回路における第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを次々に変えることで、主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに重畳するリンギングの周波数が次々に切り替わり、リンギングの共振ピークが分散する。これによって、一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では一つの共振ピークが低周波数側にシフトしてピーク値が抑制されるだけであったが、上記電力変換装置においては、共振ピークを複数に分散させることによって各共振ピークのピーク値をさらに低減し、リンギング（回路共振）によるノイズレベルを周波全体に亘って抑制することができる。（以後、本発明の電力変換装置における上記複数のスナバ回路を、分散スナバ回路とも呼ぶ。）
また、共振ピークを複数に分散させてノイズレベルを低減する上記電力変換装置においては、主回路に並列接続する各スナバ回路のコンデンサの容量値も、後述するように、小さな容量値とすることができる。このため、半導体チップ上で該スナバ回路を容易に構成することができ、小型化が可能である。

以上のようにして、上記電力変換装置は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、半導体チップ上でスナバ回路を構成してもリンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減可能な小型化の電力変換装置とすることができる。

上記電力変換装置は、例えば、前記複数のスナバ回路における一部または全部の第２スイッチング素子が、前記主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、同時にＯＮ状態となってもよい。

これによれば、該同時にＯＮ状態となるスナバ回路のコンデンサが足し合わされて、各容量値の和が全体の容量値となる。このため、同時ＯＮ状態を許容しない場合に較べて、分散スナバ回路における個々のコンデンサが小さな容量値のものであっても、全体として大きな容量値を構成可能である。

また、上記電力変換装置は、前記複数のスナバ回路において、前記抵抗の一部または全部が共用されてなる構成であってよい。これにより、前記抵抗の部品点数を削減することができる。

上記電力変換装置は、前記第２スイッチング素子の両端間に、第２抵抗が、並列接続されてなることが好ましい。

上記第２スイッチング素子の両端間に並列接続された第２抵抗により、同じスナバ回路を構成しているコンデンサを放電状態とすることができる。これにより、第２スイッチング素子のターンＯＮに際して、コンデンサの充電電荷によるリンギング（回路共振）を防止することができる。

また、上記電力変換装置は、前記複数のスナバ回路が、前記２つの主回路の両方に並列接続されてなる場合、前記両方の主回路に並列接続されるスナバ回路において、前記コンデンサが共用されてなる構成であってよい。

上記電力変換装置において、ハイサイドとローサイドの２つの主回路における主スイッチング素子は、デッドタイムを間に挟んで、相補的に独立して動作するように設定される。すなわち、いずれか一方の主スイッチング素子がＯＮ状態にある時は、もう一方の主スイッチング素子はＯＦＦ状態となる。このため、２つの主回路の両方に前記分散スナバ回路を並列接続する場合、ハイサイドとローサイドの各スナバ回路において上記のようにコンデンサを共用させる構成が可能であり、該コンデンサをハイサイドとローサイドのスナバ回路で切り替え使用することができる。これにより、コンデンサの部品点数を削減してより小型化することができ、該コンデンサの使用率も高めることができる。

上記したコンデンサを共用する場合には、直列接続された前記抵抗と第２スイッチング素子の両端間に、直列接続された第２抵抗と第３スイッチング素子が、並列接続されてなる構成とすることが好ましい。

これによれば、上記第３スイッチングを前記ハイサイドとローサイドの第２スイッチング素子のターンＯＮに先行してターンＯＮさせることで、該第２スイッチング素子に第２抵抗を並列接続することができる。これにより、共用している上記コンデンサを放電状態とすることで、該第２スイッチング素子のターンＯＮに際して、コンデンサの充電電荷によるリンギング（回路共振）を防止することができる。

上記電力変換装置においては、例えば、前記コンデンサの容量値が、前記デバイス容量の値以下であってよい。

例えば、前記抵抗の抵抗値は、前記直流電源および前記負荷に接続する回路を含めた前記主回路の特性インピーダンスの０．１倍以上、１０倍以下が、サージ電流の抑制と損失低減の兼ね合いで好適である。

また、前記第２抵抗の抵抗値は、前記抵抗の抵抗値の１０倍以上であることが好ましい。

また、前記ダイオードは、少数キャリアのライフタイムを制御することによりユニポーラ動作と同等の動作を行う、ソフトリカバリダイオードであることが、蓄積される逆回復電荷を小さくしてサージ電流（逆回復電流）を低減する上で好ましい。

上記電力変換装置は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータであってよい。

また、上記電力変換装置は、直流電力を交流電力へ変換するインバータであってもよい。この場合には、前記分散スナバ回路が、前記２つの主回路の両方にそれぞれ並列接続されてなる構成とする。

上記電力変換装置は大電力駆動も可能であって、例えば、前記負荷が、三相誘導モータであってよい。この場合には、前記電力変換装置が、３系統の前記ハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路を備える構成とする。

以上に説明した上記電力変換装置の効果は、主回路に複数のスナバ回路を接続し、複数のスナバ回路における第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを次々に変えることで、リンギングの共振ピークを分散させて、リンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減するものである。以上の効果に加えて、上記電力変換装置は、次に示すような効果も奏することができる。

発明が解決しようとする課題の欄で説明したように、スパイク状のサージ電流とそれに伴うリンギングの抑制が十分でない場合には、ＥＭＣに係わるノイズとして、当該電力変換装置の周りに設置される機器に対して、様々な悪影響が及ぶ。特に、当該電力変換装置と共通するグランド（ＧＮＤ）に接続され、ＧＮＤ配線を共有する外部装置に対しては、その影響が大きい。

そこで、例えば、前記電力変換装置と共通するＧＮＤに、別の外部装置が接続されてなる場合には、前記電力変換装置において、前記一連の共振周波数が、前記外部装置において異常動作が発生する該外部装置の回路共振周波数に対して、それぞれ異なる値に設定されてなる構成とする。

上記電力変換装置においては、一つの主回路に複数のスナバ回路が並列接続されており、複数のスナバ回路を構成しているコンデンサと第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを適宜設定することで、前記一連の共振周波数を、それぞれ任意の周波数に設定することができる。このため、上記電力変換装置と共通するＧＮＤに外部装置が接続されていても、外部装置において異常動作が発生する該外部装置の回路共振周波数を選択的に避けて、前記一連の共振周波数を設定することができる。従って、上記電力変換装置においては、リンギングの共振ピークを分散させて、リンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減するだけでなく、ノイズの影響を受け易い特定の外部装置に対しても、当該電力変換装置が発生するノイズの影響が及び難い構成とすることができる。

これに対して、例えば一つの直列接続した抵抗とコンデンサからなるＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では、ノイズの抑制が不十分なだけでなく、ノイズ周波数も選択することができない。一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置の場合、ノイズ周波数を変更するためには、ＲＣスナバのコンデンサの値を調整する必要がある。しかしながら、コンデンサの値を増加させるとコンデンサの面積が増加し、コンデンサの値を低減するとノイズが増加する。このため、例えば共通するＧＮＤに外部装置が後から接続され、該外部装置において異常動作が発生する回路共振周波数に一致するノイズが電力変換装置で発生していた場合、一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では、これを回避することが困難である。

上記した共通するＧＮＤに接続される外部装置の回路共振周波数を選択的に避ける場合、前記一連の共振周波数のうち、いずれかの隣接する共振周波数の中央に前記外部装置の回路共振周波数が位置するように、該一連の共振周波数が設定されてなることが好ましい。

上記した一連の共振周波数のノイズスペクトルは、複数接続されるスナバ回路の各抵抗の値を同程度とすれば、ほぼ同じピーク波形を有している。従って、上記設定によれば、隣接する共振周波数のノイズスペクトルの包絡線における振幅が最も低くなる位置に、外部装置の回路共振周波数が一致することとなる。このため、前記隣接する共振周波数の中央を外れて外部装置の回路共振周波数が位置する場合に較べて、該外部装置に対して当該電力変換装置が発生するノイズの影響を最も及び難くすることができる。

上記外部装置は、例えば、センサ装置であってよい。

センサ装置は、一般的に信号レベルが小さいため、ノイズの影響を受け易い装置である。このようなノイズの影響を受け易いセンサ装置が電力変換装置と共通するＧＮＤに接続され、該電力変換装置がセンサ装置の回路共振周波数に一致するノイズを発生すると、センサ装置の出力誤差が大きくなる。例えば、センサ装置のイミュニティ（耐性）の測定において、ＧＮＤ配線に一定レベルのノイズを印加してセンサ出力の誤差を観測すると、数十から数百ＭＨｚで内部共振が発生し、センサの出力誤差が大きくなる。従って、このようなセンサ装置を電力変換装置と共通するＧＮＤに接続する場合には、電力変換装置が発生するノイズの周波数を数十から数百ＭＨｚの間で適宜変更し、センサ装置の回路共振周波数と一致しないようにする必要がある。一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では、前述したように、このようなセンサ装置の回路共振周波数の回避は困難である。しかしながら、本発明の電力変換装置によれば、複数のスナバ回路を構成しているコンデンサと第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを適宜設定変更することで、前記一連の共振周波数を、数十から数百ＭＨｚの間でセンサ装置の回路共振周波数を避けるように設定することができる。従って、ノイズの影響を受け易いセンサ装置が後から共通するＧＮＤに接続されても、該センサ装置の出力誤差が大きくなる異常動作を容易に防止することができる。

以上のようにして、上記電力変換装置は、いずれも、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、半導体チップ上でスナバ回路を構成してもリンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減可能な小型化の電力変換装置となっている。

従って、前記電力変換装置は、電子機器の搭載密度が高く、誤動作防止のため確実なリンギング抑制が必要な車載用であり、前記直流電源が、車のバッテリである場合に好適である。

本発明に係る電力変換装置の一例で、電力変換装置１００の回路図である。 （ａ）は、電力変換装置１００の基本動作の説明に必要な構成部品からなる簡略化した回路図である。また、（ｂ）は、（ａ）の電力変換装置１００における主スイッチング素子ＳＷ１の３サイクル分のタイムチャートで、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄ、およびスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＯＮ−ＯＦＦするタイミングを示した図である。 電力変換装置１００について、図２（ｂ）に示した電流Ｉｄのリンギング（回路共振）をフーリエ変換し、周波数と振幅の関係を模式的に示した電流Ｉｄのノイズスペクトル図である。 図２（ａ）に示した電力変換装置１００の回路構成を用いて、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にＯＮ状態とならないようにして、スナバ回路Ｎ１，Ｎ２を別々に機能させる場合のタイムチャートである。 （ａ），（ｂ）は、別の電力変換装置の例で、それぞれ、電力変換装置１０１，１０２の回路図である。 別の電力変換装置の例で、電力変換装置１１０の回路図である。 （ａ）は、電力変換装置１１０の基本動作の説明に必要な構成部品からなる簡略化した回路図である。また、（ｂ）は、（ａ）の電力変換装置１１０において周期ＴｓｗでＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１の３サイクル分のタイムチャートで、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄ、およびスナバ回路Ｎｈ１，Ｎｈ２の第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＯＮ−ＯＦＦするタイミングを示した図である。 （ａ），（ｂ）は、別の電力変換装置の例で、それぞれ、電力変換装置１１１，１１２の回路図である。 別の電力変換装置の例で、電力変換装置１２０の回路図である。 （ａ）は、電力変換装置１１０の基本動作の説明に必要な構成部品からなる簡略化した回路図である。また、（ｂ）は、（ａ）の電力変換装置１００において周期ＴｓｗでＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１の３サイクル分のタイムチャートで、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄ、およびローサイドとハイサイドのスナバ回路ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＨ１，ＮＨ２の第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２，ＳＨ１，ＳＨ２をそれぞれＯＮ−ＯＦＦするタイミングを示した図である。 （ａ）は、動作の説明に必要な構成部品の符号だけ残した、図９と同じ電力変換装置１２０の回路図である。また、（ｂ）は、第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２と第３スイッチングＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２のタイムチャートである。 回路シミュレーションに用いた別の電力変換装置の例で、電力変換装置１２１の回路図である。 図１２の電力変換装置１２１について、構成部品のレイアウトの一例を概略サイズで示した図である。 図１２の電力変換装置１２１について上記した動作で回路シミュレーションを実施し、直流電源Ｅから流出する電流Ｉｄをフーリエ変換（ＦＦＴ）して得られた結果をまとめた図である。 三相誘導モータを負荷としたインバータとして機能する電力変換装置を説明する図で、（ａ）は、電力変換装置１３０の回路図である。また、（ｂ）は、Ｕ相のハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮする前の負荷電流経路を示す図であり、（ｃ）は、主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮした直後の負荷電流経路と共振電流経路を示す図である。 図２（ａ）に示した電力変換装置１００の回路図において、Ｃ１とＣ１＋Ｃ２の状態に対応した隣接する回路共振周波数ｆ２，ｆ３間のギャップの計算式（数５）、および回路共振周波数ｆ２，ｆ３間の任意位置での振幅の計算式（数６）を示した図である。 インバータの一相分についての基本となるハーフブリッジ回路を示す図で、（ａ）は、電力変換装置９０の回路図であり、（ｂ）は、（ａ）に示す電力変換装置９０の動作を説明するタイムチャートで、スイッチング素子ＳＷ１をＯＮした時の電流Ｉｄと電圧Ｖ２の立ち上り特性を拡大して示した図である。 図１７（ａ）の電力変換装置９０に対してＲＣスナバＮを付加した、電力変換装置９１の回路図である。 電力変換装置９０（ＲＣスナバＮ無し）と電力変換装置９１（ＲＣスナバＮ有り）について、それぞれ図１７（ｂ）に示す電流Ｉｄのリンギング（回路共振）をフーリエ変換し、周波数と振幅の関係を模式的に示した電流Ｉｄのノイズスペクトル図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図に基づいて説明する。

図１は、本発明に係る電力変換装置の一例で、電力変換装置１００の回路図である。尚、図１に示す電力変換装置１００において、図１８に示した電力変換装置９１と同様の部分については、同じ符号を付した。

図２は、図１に示す電力変換装置１００の基本動作を説明する図で、図２（ａ）は、電力変換装置１００の基本動作の説明に必要な構成部品からなる簡略化した回路図である。尚、図２（ａ）では、電力変換装置１００の基本動作の説明に必要な寄生素子が、破線で示されている。また、図２（ｂ）は、図２（ａ）の電力変換装置１００において周期ＴｓｗでＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１の３サイクル分（周期３＊Ｔｓｗ）のタイムチャートで、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄ、およびスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＯＮ−ＯＦＦするタイミングを示した図である。

図１は、インバータ回路の一相分についての基本となるハーフブリッジ回路に相当している。図１に示す一点鎖線で囲った電力変換装置１００は、直流電源Ｅに接続する点線で囲ったハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路１Ｈ，１Ｌを備えている。電力変換装置１００は、直流電源Ｅの電力を変換して、２つの主回路１Ｈ，１Ｌの接続点から誘導性の負荷Ｌに電力を供給する。

電力変換装置１００の２つの主回路１Ｈ，１Ｌは、それぞれ、主スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、該主スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の両端間に逆並列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２とからなる。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２には、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、スーパージャンクション（ＳＪ）−ＭＯＳＦＥＴ等が使用される。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、少数キャリアのライフタイムを制御することによりユニポーラ動作と同等の動作を行うソフトリカバリダイオードであることが、後述する逆回復電荷を小さくしてサージ電流（逆回復電流）を低減する上で好ましい。

電力変換装置１００では、図２に例示するように、２つの主回路１Ｈ，１Ｌのうち、一方の主回路（１Ｈ）における主スイッチング素子（ＳＷ１）が、所定の周期（Ｔｓｗ）でＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返すように制御されると共に、２つの主回路（１Ｈ，１Ｌ）の主スイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ２）が共にＯＦＦ状態となるデッドタイムが設けられている。尚、デッドタイムは、例えば図２（ｂ）において、別系統のローサイドの主スイッチング素子がＯＮ状態となる期間Ｔｏｆｆの最初と最後に数μｓ程度設けられ、該別系統のローサイドの主スイッチング素子と主スイッチング素子（ＳＷ１）との短絡を防止する。もう一方の主回路（１Ｌ）におけるダイオード（Ｄ２）は、上記デッドタイムにおいて、フリーホイールダイオードとして用いられる。

また、図１に示す電力変換装置１００においては、それぞれ直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２および第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２からなる二点鎖線で囲った複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２が、ローサイドの主回路１Ｌに並列接続されている。尚、説明を簡単にするため、図１ではローサイドの主回路１Ｌだけに複数のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２が並列接続されている電力変換装置１００の例を示しているが、ハイサイドの主回路１Ｈにも同様に複数のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２が並列接続されていてもよい。

図１に示す電力変換装置１００は、直流電力を交流電力に変換するインバータやＤＣ／ＤＣコンバータ等への適用が可能な電力変換装置で、図１７と図１８に示した従来の一般的な電力変換装置９０，９１と同様に、直流電源Ｅに接続するハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路１Ｈ，１Ｌを備える。また、２つの主回路１Ｈ，１Ｌは、それぞれ、主スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と該主スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の両端間に逆並列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２からなり、一方の主回路における主スイッチング素子を所定の周期でＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返すように制御して動作させ、誘導性の負荷Ｌに対して電力を供給する。

また、図１の電力変換装置１００および図１７と図１８の電力変換装置９０，９１においては、前述したように、ハイサイドとローサイドの２つの主スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にＯＦＦ状態となるデッドタイムが設けられており、もう一方の主回路におけるダイオードを所謂フリーホイールダイオード（freewheeling diode）として機能させている。すなわち、デッドタイム中、誘導性の負荷Ｌから該ダイオードの順方向に電流が流れるようにして、負荷電流を継続させる。

一方、デッドタイム中においてフリーホイールダイオードとして機能している上記ダイオードは、大きな電流が流れて、多量の電荷（逆回復電荷）が注入（蓄積）されている状態にある。この状態で上記ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子がターンＯＮすると、負荷電流が該主スイッチング素子を流れる電流に切り替わると共に、上記フリーホイールダイオードには逆方向の電圧が印加されて、上記逆回復電荷による逆回復電流が流れる。このため、図１７（ｂ）で説明したように、該逆回復電流が上記ターンＯＮした主スイッチング素子の電流に重畳されて、スパイク状の電流サージと電圧サージが発生する。また、リンギングと呼ばれる回路共振現象が誘起され、これがノイズの原因となる。

従来から、上記サージ電流（逆回復電流）とそれに伴うリンギングを抑制するため、図１８に示した電力変換装置９１のように、一つの直列接続した抵抗ＲとコンデンサＣからなるＲＣスナバＮを代表とした、スナバ回路が用いられてきている。しかしながら、リンギング（回路共振）を十分に抑制するには、大きな容量値の外付けコンデンサＣが必要であり、電力変換装置９１が全体として大型化してしまう問題があった。逆に、半導体チップ上でＲＣスナバＮを構成した場合には、小型化が可能であるが、小さな容量値のコンデンサＣしか半導体チップ上に形成できないため、リンギングの抑制が不十分でノイズを十分に低減できていない。

そこで上記したリンギングの抑制と小型化を両立させるため、図１に示す電力変換装置１００は、それぞれ直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２および第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２からなる複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２を、ローサイドの主回路１Ｌに並列接続した回路構成を採用している。そして、図２（ｂ）に例示したように、複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２における第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が、ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮに先行して、次々に異なるＯＮ状態の組み合わせとなるように、該複数のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の駆動を設定している。すなわち、図２（ｂ）に示したように、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が主スイッチング素子ＳＷ１の３倍の周期３＊Ｔｓｗで、ターンＯＮとターンＯＦＦを繰り返し、順に、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２共にＯＦＦ状態（主に期間Ａ）、第２スイッチング素子Ｓ１のみＯＮ状態（主に期間Ｂ）、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２共にＯＮ状態（主に期間Ｃ）となる。このように、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、主スイッチング素子ＳＷ１の３倍の周期３＊Ｔｓｗで、次々に異なるＯＮ状態の組み合わせを形成する。そして、これにより、ダイオードＤ２のデバイス容量Ｃｄ、直流電源Ｅに接続する配線の寄生インダクタンスＬｐ、および第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のＯＮ状態の組み合わせで接続されるコンデンサＣ１，Ｃ２で構成される各共振回路の一連の共振周波数ｆ１〜ｆ３が互いに異なる値となるように、複数のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の駆動を設定している。

このように、本発明の電力変換装置は、主回路に並列接続された複数のスナバ回路における第２スイッチング素子が、ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、次々に異なるＯＮ状態の組み合わせとなるように、周期の整数倍の周期でターンＯＮとターンＯＦＦを繰り返す。これによって、主スイッチング素子とダイオードのデバイス容量、直流電源に接続する配線の寄生インダクタンス、および第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせで接続されるコンデンサで構成される各共振回路の一連の共振周波数が、互いに異なる値となっている。

図１の電力変換装置１００においては、図１８に示した電力変換装置９１における第２スイッチング素子を備えておらず主回路に一つ並列接続されているだけの従来のＲＣスナバＮと異なり、主回路１Ｌに並列接続しているスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の数（＋１）だけ、リンギングの共振ピークを分散させることができる。尚、一般的には、第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせによる並列接続コンデンサの異なる容量値の数だけ、共振ピークの分散が可能である。

以下、より詳細に説明すると、上記した複数のスナバ回路によるリンギングの共振ピークの分散は、回路共振における共振周波数が主に回路のＬＣ定数によって決定されることを利用している。図１の電力変換装置１００においては、ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１のスイッチングごとにＣ定数が変化するようにスナバ回路Ｎ１，Ｎ２を切り替えることで、リンギング（ノイズ）の共振ピークを３つの周波数成分に分散し、共振ピークを低減する。

上記した電力変換装置１００の回路の動作を、図２を参照して説明する。

負荷Ｌに制御した電力を加えるために、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１が、図２（ｂ）に示すように、周期ＴｓｗでＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮおよびターンＯＦＦのタイミングにおいて回路共振が発生し、リンギングノイズとなる。図２（ａ）に示すローサイドの主回路１Ｌに並列接続した複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２は、ターンＯＮ時のスイッチングノイズを低減するための構成である。尚、ターンＯＦＦ時のスイッチングノイズを低減するための構成は、図２（ａ）で図示を省略したハイサイドの主回路１Ｈに並列接続する複数のスナバ回路が担当する。

図１７に示したＲＣスナバＮを有していない電力変換装置９０では、ターンＯＮ時の回路共振は、配線パターンなどの寄生インダクタンスＬｐとローサイドのデバイス容量Ｃｄの間で発生する。従って、電力変換装置１００の第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を図２（ｂ）のように動作させると、
期間Ａにおいては第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２共にＯＦＦ状態であるため、回路共振の周波数ｆ１は、寄生インダクタンスＬｐとデバイス容量Ｃｄを用いて、

となる。例えば、デバイス容量Ｃｄを３００ｐＦとし、直流電源Ｅに接続する配線の寄生インダクタンスＬｐを３０ｎＨとすると、ｆ１は５３．１ＭＨｚである。

次に、期間Ｂにおいては、第２スイッチング素子Ｓ１だけがＯＮ状態であるため、回路共振の周波数ｆ２は、

となる。例えば、コンデンサＣ１の容量を２０ｐＦとすると、ｆ２は５１．４ＭＨｚである。

期間Ｃにおいては、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２共にＯＮ状態であるため、回路共振の周波数ｆ３は、

となる。例えば、コンデンサＣ２の容量をコンデンサＣ１と同じ２０ｐＦとすると、ｆ３は４９．９ＭＨｚである。

上記第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の異なるＯＮ状態の組み合わせにより、電流Ｉｄの波形に重畳するリンギングノイズは、図２（ｂ）に示すように共振周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の３つに分散される。

図１の電力変換装置１００においては、図２（ｂ）に示す電流Ｉｄの波形が、周期３＊Ｔｓｗで繰り返される。すなわち、主スイッチング素ＳＷ１のターンＯＮに合わせて複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を順にターンＯＮさせることで、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮに重畳するリンギングの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３も順に切り替わり、リンギングの共振ピークが分散する。

図３は、上記した電力変換装置１００について、図２（ｂ）に示した電流Ｉｄのリンギング（回路共振）をフーリエ変換し、周波数と振幅の関係を模式的に示した電流Ｉｄのノイズスペクトル図である。図３では、図２に示した電力変換装置１００のノイズスペクトルを、図１９に示した従来の電力変換装置９０，９１のノイズスペクトルと比較して、実線で示してある。

図３に示すように、ＲＣスナバＮを有していない電力変換装置９０と比較して、ＲＣスナバＮを有する従来の電力変換装置９１では、一つの共振ピークが低周波数側にシフトして、ピーク値が抑制されるだけであった。これに対して、上記した電力変換装置１００においては、共振ピークを複数に分散させることによって各共振ピークのピーク値をさらに低減し、リンギング（回路共振）によるノイズレベルを周波全体に亘って抑制することができる。（以後、本発明の電力変換装置における上記複数のスナバ回路を、分散スナバ回路とも呼ぶ。）
従来の電力変換装置９１のＲＣスナバＮによるノイズ低減は、抵抗ＲとコンデンサＣでの損失特性に起因しており、これによってもたらされるリンギングの共振振幅低減と収束短時間化（過減衰）である。従って、ＲＣスナバＮを有する従来の電力変換装置９１においては、抵抗ＲとコンデンサＣの導入が、電流Ｉｄの損失要因ともなりうる。これに対して、図１の電力変換装置１００では、スナバ回路Ｎ１，Ｎ２における抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ１，Ｃ２での損失特性と独立して、共振周波数をいくつかの周波数に分散させてノイズピークを低減する。これにより、図１の電力変換装置１００においては、共振周波数を分散させていない従来のＲＣスナバＮを有した電力変換装置９１に較べて、より優れたノイズ低減効果を得ることができる。

また、共振ピークを複数に分散させてノイズレベルを低減する図１の電力変換装置１００においては、主回路１Ｌに並列接続する各スナバ回路Ｎ１，Ｎ２のコンデンサＣ１，Ｃ２の容量値も、後述するように小さな容量値とすることができる。例えば、電力変換装置１００においては、スナバ回路Ｎ１，Ｎ２におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の容量値が、主スイッチング素子ＳＷ２とダイオードＤ２のデバイス容量Ｃｄの値以下であってよい。このため、半導体チップ上で該スナバ回路Ｎ１，Ｎ２を容易に構成することができ、小型化が可能である。

尚、スナバ回路Ｎ１，Ｎ２における抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、直流電源Ｅおよび負荷Ｌに接続する回路を含めた主回路１Ｈ，１Ｌの特性インピーダンスの０．１倍以上、１０倍以下が、サージ電流の抑制と損失低減の兼ね合いで好適である。

以上のようにして、図１に例示した電力変換装置１００は、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を用いた直流電源Ｅの電力変換装置であって、半導体チップ上でスナバ回路Ｎ１，Ｎ２を構成してもリンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減可能な小型化の電力変換装置とすることができる。

次に、本発明に係る電力変換装置の細部について、より詳細に説明する。

図２（ｂ）に示した電力変換装置１００のタイムチャートでは、図中の期間Ｃにおいて、２系統のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２における２つの第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮに先行して、同時にＯＮ状態となるように設定していた。このように、本発明に係る電力変換装置は、分散スナバ回路における一部または全部の第２スイッチング素子が、主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、同時にＯＮ状態となってもよい。

これによれば、該同時にＯＮ状態となるスナバ回路のコンデンサが足し合わされて、各容量値の和が、全体の容量値となる。このため、同時ＯＮ状態を許容しない場合に較べて、分散スナバ回路における個々のコンデンサが小さな容量値のものであっても、全体として大きな容量値を構成可能である。

一方、図４は、図２（ａ）に示した電力変換装置１００の回路構成におけるコンデンサＣ１，Ｃ２を異なる容量値とし、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にＯＮ状態とならないようにして、スナバ回路Ｎ１，Ｎ２を別々に機能させる場合のタイムチャートである。

図４に示すタイムチャートでは、同じ回路構成を用いた図２（ｂ）のタイムチャートと比較して、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮに先行する期間Ａと期間Ｂの第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の動作状態は同じである。一方、期間Ｃについて、図４のタイムチャートでは、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮに先行して、第２スイッチング素子Ｓ２だけがＯＮ状態となる。従って、この場合には、スナバ回路Ｎ２だけが機能し、図４の期間Ｃにおける回路共振の周波数ｆ３’は、

となる。

図４のタイムチャートにおける期間Ｃの回路共振周波数ｆ３’は、図２（ｂ）のタイムチャートにおける期間Ｃの回路共振周波数ｆ３より高く、期間Ａの回路共振周波数ｆ１からのシフト量は、図２（ｂ）のタイムチャートに較べて小さくなる。しかしながら、図４のタイムチャートによっても、リンギング（ノイズ）の共振ピークを３つの周波数成分に分散し、共振ピークを低減することは言うまでもない。

また、図２（ｂ）と図４のタイムチャートでは、いずれも、期間Ａにおいて第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＯＦＦ状態とし、寄生のデバイス容量Ｃｄを分散する一つの回路共振周波数ｆ１としてい利用していた。しかしながらこれに限らず、複数に分散する回路共振周波数を、主回路に付加する分散スナバ回路のコンデンサだけで構成するようにしてもよい。例えば、図２（ｂ）のタイムチャートにおいて期間Ａを省略し、期間Ｂと期間Ｃだけを繰り返す構成としてもよい。この場合には、回路共振周波数がｆ２とｆ３の２つに分散される。また、主回路に並列接続するスナバ回路をより多くして、回路共振周波数をより多くに分散すれば、より高いノイズ低減効果を得ることができる。

尚、回路共振周波数の分散によるノイズ低減効果は、主回路に並列接続する複数のスナバ回路の数を多くして、共振ピークの分散数を多くする程、ノイズを抑制することができる。しかしながら、例えば、主回路に一つのスナバ回路を並列接続し、ＯＮ−ＯＦＦを繰り返す主スイッチング素子に対して１サイクル措きに該スナバ回路の第２スイッチング素子をＯＮ状態とし、該スナバ回路のコンデンサと寄生のデバイス容量Ｃｄとで共振ピークを２つに分散することによっても、回路共振周波数の分散によるノイズ低減効果を得ることができる。

次に、回路共振周波数の分散とは直接関しないが、電力変換装置１００においては、図１に示すように、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の両端間に、第２抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２が、並列接続されてなることが好ましい。該第２抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２を有することで、それぞれ、同じスナバ回路Ｎ１，Ｎ２を構成しているコンデンサＣ１，Ｃ２を放電状態とすることができる。これにより、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンＯＮに際して、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電荷によるリンギング（回路共振）を防止することができる。

上記第２抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２の抵抗値は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の１０倍以上であることが好ましい。

次に、図１に示した電力変換装置１００の変形例ついて説明する。

図５（ａ），（ｂ）は、別の電力変換装置の例で、それぞれ、電力変換装置１０１，１０２の回路図である。尚、図５（ａ），（ｂ）に示す電力変換装置１０１，１０２において、図１に示した電力変換装置１００と同様の部分については、同じ符号を付した。

図５（ａ），（ｂ）に示す電力変換装置１０１，１０２は、主回路１Ｌに並列接続された分散スナバ回路において、抵抗の一部または全部が共用された構成となっている。

図５（ａ）の電力変換装置１０１では、主回路１Ｌに並列接続された複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１ａ，Ｎ２ａにおいて、抵抗の全部が共用された構成となっている。言い換えれば、主回路１Ｌに並列接続されたスナバ回路Ｎ１ａ，Ｎ２ａは、いずれも抵抗Ｒ３を有している。

一方、図５（ｂ）の電力変換装置１０２では、主回路１Ｌに並列接続された複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１ｂ，Ｎ２ｂにおいて、抵抗の一部が共用された構成となっている。すなわち、スナバ回路Ｎ１ａ，Ｎ２ａは抵抗Ｒ３を共有し、スナバ回路Ｎ１ａは抵抗Ｒ３を有しており、スナバ回路Ｎ２ａは抵抗（Ｒ３＋Ｒ４）を有している。電力変換装置１０２におけるスナバ回路Ｎ１ｂ，Ｎ２ｂの構成は、視点を変えれば、図５（ａ）のスナバ回路Ｎ１ａ，Ｎ２ａに対して、コンデンサＣ１，Ｃ２の間に抵抗Ｒ４を入れた構成となっている。

図５（ａ）の電力変換装置１０１におけるスナバ回路Ｎ１ａ，Ｎ２ａの構成では、第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２両方がＯＮ状態にある時にコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続されるため、これによって新たな回路共振を生ずる可能性がある。図５（ｂ）の電力変換装置１０２におけるスナバ回路Ｎ１ｂ，Ｎ２ｂの構成では、コンデンサＣ１，Ｃ２の間に抵抗Ｒ４を設け、上記回路共振によるノイズを抑止することができる。

図５（ａ），（ｂ）の電力変換装置１０１，１０２のように、主回路１Ｌに並列接続された分散スナバ回路において抵抗の一部または全部を共用することにより、前記抵抗の部品点数を削減することができる。

図６は、別の電力変換装置の例で、電力変換装置１１０の回路図である。尚、図６に示す電力変換装置１１０において、図１に示した電力変換装置１００と同様の部分については、同じ符号を付した。

また、図７は、図６に示す電力変換装置１１０の基本動作を説明する図である。図７（ａ）は、電力変換装置１１０の基本動作の説明に必要な構成部品からなる簡略化した回路図である。また、図７（ｂ）は、図７（ａ）の電力変換装置１１０において周期ＴｓｗでＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１の３サイクル分（周期３＊Ｔｓｗ）のタイムチャートで、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄ、およびスナバ回路Ｎｈ１，Ｎｈ２の第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＯＮ−ＯＦＦするタイミングを示した図である。

図１の電力変換装置１００においては、それぞれ直列接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２および第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２からなるスナバ回路Ｎ１，Ｎ２が、ローサイドの主回路１Ｌに並列接続されていた。これに対して、図６に示す電力変換装置１１０においては、それぞれ直列接続された同じ抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１，Ｃ２および第２スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２からなるスナバ回路Ｎｈ１，Ｎｈ２が、ハイサイドの主回路１Ｈに並列接続されている。

図１の電力変換装置１００におけるローサイドの主回路１Ｌに並列接続されたスナバ回路Ｎ１，Ｎ２は、図２で説明したように、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１がターンＯＮした時の回路共振によるリンギングを、共振周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の３つに分散することで抑制するものであった。これに対して、図６の電力変換装置１１０におけるハイサイドの主回路１Ｈに並列接続されたスナバ回路Ｎｈ１，Ｎｈ２は、図７（ａ），（ｂ）に示すように、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１がターンＯＦＦした時の回路共振によるリンギングを、共振周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の３つに分散することで抑制するものである。尚、図６の電力変換装置１１０におけるスナバ回路Ｎｈ１，Ｎｈ２のリンギング抑制原理は、図１の電力変換装置１００におけるスナバ回路Ｎ１，Ｎ２と同様であり、その説明省略する。

図６の電力変換装置１１０におけるハイサイドの主回路１Ｈに並列接続されたスナバ回路Ｎｈ１，Ｎｈ２は、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１がターンＯＦＦした時のリンギング抑制だけでなく、ローサイドの主スイッチング素子ＳＷ２がターンＯＮした時のリンギング抑制にも利用することができる。尚、この場合には、ハイサイドの主回路１ＨにおけるダイオードＤ１が、フリーホイールダイオードとして機能している状態にある。同様に、図１の電力変換装置１００におけるローサイドの主回路１Ｌに並列接続されたスナバ回路Ｎ１，Ｎ２についても、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１がターンＯＮした時のリンギング抑制だけでなく、ローサイドの主スイッチング素子ＳＷ２がターンＯＦＦした時のリンギング抑制にも利用可能である。

図８（ａ），（ｂ）は、別の電力変換装置の例で、それぞれ、電力変換装置１１１，１１２の回路図である。尚、図８（ａ），（ｂ）に示す電力変換装置１１１，１１２において、図６に示した電力変換装置１１０と同様の部分については、同じ符号を付した。

図８（ａ），（ｂ）に示す電力変換装置１１１，１１２は、主回路１Ｈに並列接続された分散スナバ回路において、抵抗の一部または全部が共用された構成となっている。すなわち、図８（ａ）の電力変換装置１１１では、主回路１Ｈに並列接続された複数（２系統）のスナバ回路Ｎｈ１ａ，Ｎｈ２ａにおいて抵抗の全部が共用された構成となっており、スナバ回路Ｎ１ａ，Ｎ２ａはいずれも抵抗Ｒ３を有している。一方、図８（ｂ）の電力変換装置１１２では、主回路１Ｈに並列接続された複数（２系統）のスナバ回路Ｎｈ１ｂ，Ｎｈ２ｂにおいて抵抗の一部が共用された構成となっており、スナバ回路Ｎｈ１ａ，Ｎｈ２ａは抵抗Ｒ３を共有し、スナバ回路Ｎ１ａは抵抗Ｒ３を有しており、スナバ回路Ｎ２ａは抵抗（Ｒ３＋Ｒ４）を有している。尚、図８（ｂ）の電力変換装置１１２におけるスナバ回路Ｎｈ１ｂ，Ｎｈ２ｂの構成では、図５（ｂ）の電力変換装置１０２におけるスナバ回路Ｎ１ｂ，Ｎ２ｂの構成と同様に、コンデンサＣ１，Ｃ２の間に抵抗Ｒ４を設けることで、コンデンサＣ１，Ｃ２の並列接続による新たな回路共振のノイズを抑止することができる。

以上、図１〜図８では、ハイサイドまたはローサイドの２つの主回路１Ｈ，１Ｌのいずれか一方に分散スナバ回路が並列接続されてなる電力変換装置の例を示した。

図９は、別の電力変換装置の例で、電力変換装置１２０の回路図である。

図９に示す電力変換装置１２０は、ハイサイドとローサイドの２つの主回路１Ｈ，１Ｌの両方に、分散スナバ回路が並列接続されてなる電力変換装置の一例である。すなわち、図９の電力変換装置１２０においては、ハイサイドの主回路１Ｈに、それぞれ直列接続された抵抗ＲＨ１，ＲＨ２、コンデンサＣ１，Ｃ２および第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２からなるスナバ回路ＮＨ１，ＮＨ２が並列接続されている。また、ローサイドの主回路１Ｌには、それぞれ直列接続された抵抗ＲＬ１，ＲＬ２、コンデンサＣ１，Ｃ２および第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２からなるスナバ回路ＮＬ１，ＮＬ２が並列接続されている。尚、上記電力変換装置１２０の構成は、両方の主回路１Ｈ，１Ｌに並列接続されるハイサイドとローサイドのスナバ回路ＮＨ１，ＮＬ１およびスナバ回路ＮＨ２，ＮＬ２において、それぞれコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２が共用された構成となっている。

図９の電力変換装置１２０において、ハイサイドとローサイドの２つの主回路１Ｈ，１Ｌにおける主スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、デッドタイムを間に挟んで、相補的に独立して動作するように設定される。すなわち、いずれか一方の主スイッチング素子がＯＮ状態にある時は、もう一方の主スイッチング素子はＯＦＦ状態となる。このため、２つの主回路１Ｈ，１Ｌの両方に分散スナバ回路を並列接続する場合、ハイサイドとローサイドの各スナバ回路ＮＨ１，ＮＬ１およびＮＨ２，ＮＬ２において上記のようにコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ共用させる構成が可能であり、該コンデンサＣ１，Ｃ２をハイサイドとローサイドのスナバ回路ＮＨ１，ＮＬ１およびＮＨ２，ＮＬ２で切り替え使用することができる。これにより、コンデンサの部品点数を削減してより小型化することができ、該コンデンサＣ１，Ｃ２の使用率も高めることができる。

図１０は、図９に示す電力変換装置１２０の基本動作を説明する図である。図１０（ａ）は、電力変換装置１１０の基本動作の説明に必要な構成部品からなる簡略化した回路図である。また、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の電力変換装置１００において周期ＴｓｗでＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子ＳＷ１の３サイクル分（期間Ｇ−期間Ｉ）のタイムチャートで、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１を流れる電流Ｉｄ、およびローサイドとハイサイドのスナバ回路ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＨ１，ＮＨ２の第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２，ＳＨ１，ＳＨ２をそれぞれＯＮ−ＯＦＦするタイミングを示した図である。尚、図１０では、ハイサイドの主回路１Ｈにおける主スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返し、ローサイドの主回路１ＬにおけるダイオードＤ２がフリーホイールダイオードとして機能する場合の動作を例示している。

図１０（ｂ）において、ローサイドのスナバ回路ＮＬ１，ＮＬ２における第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２のタイムチャートに着目すると、期間Ｇでは、２つの第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２の両方がＯＮ状態にあり、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮ時における電流Ｉｄのリンギング共振周波数が、先に説明した数式３のｆ３となる。期間Ｈでは、第２スイッチング素子ＳＬ２だけがＯＮ状態にあり、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮ時における電流Ｉｄのリンギング共振周波数が、先に説明した数式４のｆ３’となる。また、期間Ｉでは、２つの第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２の両方がＯＦＦ状態にあり、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＮ時における電流Ｉｄのリンギング共振周波数が、先に説明した数式１のｆ１となる。これによって、前述したように、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１がターンＯＮした時の回路共振によるリンギングを、共振周波数ｆ３，ｆ３’，ｆ１の３つに分散して抑制することができる。

一方、ハイサイドのスナバ回路ＮＨ１，ＮＨ２における第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２は、図１０（ｂ）のタイムチャートに示すように、それぞれローサイドのスナバ回路ＮＬ１，ＮＬ２における第２スイッチング素子ＳＬ１，ＳＬ２と相補的に独立して動作するように設定される。期間Ｇでは、２つの第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２の両方がＯＦＦ状態にあり、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＦＦ時における電流Ｉｄのリンギング共振周波数が、先に説明した数式１のｆ１となる。期間Ｈでは、第２スイッチング素子ＳＨ２だけがＯＮ状態にあり、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＦＦ時における電流Ｉｄのリンギング共振周波数が、先に説明した数式４のｆ３’となる。また、期間Ｉでは、２つの第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２の両方がＯＮ状態にあり、主スイッチング素子ＳＷ１のターンＯＦＦ時における電流Ｉｄのリンギング共振周波数が、先に説明した数式３のｆ３となる。これによって、前述したように、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１がターンＯＦＦした時の回路共振によるリンギングを、共振周波数ｆ１，ｆ３’，ｆ３の３つに分散して抑制することができる。

尚、図９の電力変換装置１２０においてハイサイドとローサイドの主回路１Ｈ，１Ｌにそれぞれ並列接続されているスナバ回路ＮＨ１，ＮＨ２とスナバ回路ＮＬ１，ＮＬ２は、ローサイドの主回路１Ｌにおける主スイッチング素子ＳＷ２がＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返し、ハイサイドの主回路１ＨにおけるダイオードＤ１がフリーホイールダイオードとして機能する場合にも、上記と同様に適用することができる。

また、上記したコンデンサＣ１，Ｃ２を共用する電力変換装置１２０では、図９に示すように、それぞれ直列接続された抵抗ＲＨ１，ＲＨ２，ＲＬ１，ＲＬ２と第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２の両端間に、直列接続された第２抵抗ＲＨｐ１，ＲＨｐ２，ＲＬｐ１，ＲＬｐ２と第３スイッチング素子ＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２が並列接続された構成となっている。

上記構成によって、第３スイッチングＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２をそれぞれハイサイドとローサイドの第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２のターンＯＮに先行してターンＯＮさせることで、該第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２に第２抵抗ＲＨｐ１，ＲＨｐ２，ＲＬｐ１，ＲＬｐ２を並列接続することができる。これにより、共用している上記コンデンサＣ１，Ｃ２を放電状態とすることで、該第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２のターンＯＮに先行してターンＯＮさせることで、該第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２のターンＯＮに際して、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電荷によるリンギング（回路共振）を防止することができる。

図１１は、電力変換装置１２０における上記第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２と第３スイッチングＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２の動作を説明する図である。図１１（ａ）は、上記動作の説明に必要な構成部品の符号だけ残した、図９と同じ電力変換装置１２０の回路図である。また、図１１（ｂ）は、第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２と第３スイッチングＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２のタイムチャートである。

図１０に示すように、第３スイッチングＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２は、それぞれ第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２のターンＯＮに先行してターンＯＮするように設定されている。これによって、上記したように共用しているコンデンサＣ１，Ｃ２を放電状態とし、第２スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２，ＳＬ１，ＳＬ２のターンＯＮに際して、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電荷によるリンギング（回路共振）を防止することができる。

図１２は、回路シミュレーションに用いた別の電力変換装置の例で、電力変換装置１２１の回路図である。

図１２に示す電力変換装置１２１は、 図９に示した電力変換装置１２０と同様の構成を有しており、ハイサイドとローサイドの２つの主回路１Ｈ，１Ｌの両方に、コンデンサを共有する分散スナバ回路が並列接続されている。図９の電力変換装置１２０では、ハイサイドとローサイドの２つの主回路１Ｈ，１Ｌに、それぞれ２系統のスナバ回路ＮＨ１，ＮＨ２およびＮＬ１，ＮＬ２が並列接続されていた。これに対して、図１２の電力変換装置１２１では、ハイサイドとローサイドの２つの主回路１Ｈ，１Ｌに、それぞれ４系統のスナバ回路ＮＨ１〜ＮＨ４およびＮＬ１〜ＮＬ４が並列接続されている。

すなわち、図１２の電力変換装置１２１においては、ハイサイドの主回路１Ｈに、それぞれ直列接続された抵抗ＲＨ１〜ＲＨ４、コンデンサＣ１〜Ｃ４および第２スイッチング素子ＳＨ１〜ＳＨ４からなるスナバ回路ＮＨ１〜ＮＨ４が並列接続されている。また、ローサイドの主回路１Ｌには、それぞれ直列接続された抵抗ＲＬ１〜ＲＬ４、コンデンサＣ１〜Ｃ４および第２スイッチング素子ＳＬ１〜ＳＬ４からなるスナバ回路ＮＬ１〜ＮＬ４が並列接続されている。上記電力変換装置１２１の構成は、両方の主回路１Ｈ，１Ｌに並列接続されるハイサイドとローサイドのスナバ回路ＮＨ１，ＮＬ１、・・・、スナバ回路ＮＨ４，ＮＬ４において、コンデンサＣ１、・・・、コンデンサＣ４が共用された構成となっている。

図１３は、図１２の電力変換装置１２１について、構成部品のレイアウトの一例を概略サイズで示した図である。

図１３では、負荷Ｌに数１０Ａ程度の電流を供給できる電力変換装置１２１の回路において、ハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１のデバイス容量を４５０ｐＦ、ローサイドのダイオードＤ２のデバイス容量を３００ｐＦとしている。また、リンギング（ノイズ）の共振ピークを分散するスナバ回路ＮＨ１〜ＮＨ４，ＮＬ１〜ＮＬ４で共用のコンデンサＣ１〜Ｃ４の容量値は、大きいほどより大きなノイズ低減効果を得られる。しかしながら、大きな容量値を得るためには、大きなデバイス面積が必要となる。このため、図１３では、コンデンサＣ１〜Ｃ４の面積として、実際の回路設計において許容範囲と考えられるダイオードＤ２の１／１０程度の占有面積を当てると仮定し、コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量値を１００ｐＦとしている。尚、スナバ回路ＮＨ１〜ＮＨ４，ＮＬ１〜ＮＬ４を構成する抵抗やＭＯＳＦＥＴ（第２スイッチング素子と第３スイッチング素子）の他の素子は、コンデンサＣ１〜Ｃ４と比較して小さな占有面積で構成できる。

次に、回路シミュレーションに用いた図１２の電力変換装置１２１における第２スイッチング素子ＳＨ１〜ＳＨ４，ＳＬ１〜ＳＬ４の切り替えタイミングについて説明する。

第２スイッチング素子ＳＨ１〜ＳＨ４，ＳＬ１〜ＳＬ４の切り替えタイミングは、主スイッチング素子ＳＷ１のＯＮ−ＯＦＦ動作に先行して、以下のように実施する。

初期状態では、ローサイドの第２スイッチング素子ＳＬ１〜ＳＬ４を全てＯＮ状態、ハイサイドの第２スイッチング素子ＳＨ１〜ＳＨ４を全てＯＦＦ状態とする。主スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ−ＯＦＦ動作を１回完了すると、デッドタイム中に、ローサイドの第２スイッチング素子ＳＬ１をターンＯＦＦし、ハイサイドの第２スイッチング素子ＳＨ１をターンＯＮする。再び、主スイッチング素子ＳＷ１が次のＯＮ−ＯＦＦ動作を完了すると、次はローサイドの第２スイッチング素子ＳＬ２をターンＯＦＦし、ハイサイドの第２スイッチング素子ＳＨ２をターンＯＮする。以上の一連の動作を、ローサイドの第２スイッチング素子ＳＬ４をターンＯＦＦし、ハイサイドの第２スイッチング素子ＳＨ４をターンＯＮするまで実行すると、ローサイドの第２スイッチング素子ＳＬ１〜ＳＬ４が全てＯＮ状態、ハイサイドの第２スイッチング素子ＳＨ１〜ＳＨ４が全てＯＦＦ状態となる。そして、次の主スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ−ＯＦＦ動作をする際には、初期状態に戻して、ローサイドの第２スイッチング素子ＳＬ１〜ＳＬ４を全てＯＮ状態、ハイサイドの第２スイッチング素子ＳＨ１〜ＳＨ４を全てＯＦＦ状態とする。

以上の動作を繰り返すことによって、リンギング周波数を４つに分散し、この分散効果によってノイズを低減する。尚、上記動作による共振ピークの分散では、数式１で示した寄生インダクタンスＬｐとデバイス容量Ｃｄによる回路共振の周波数ｆ１を、分散要素として使用していない。

図１４は、図１２の電力変換装置１２１について上記した動作で回路シミュレーションを実施し、直流電源Ｅから流出する電流Ｉｄをフーリエ変換（ＦＦＴ）して得られた結果をまとめた図である。尚、図１４では、図１７に示した電力変換装置９０のようなＲＣスナバを用いない場合のシミュレーション結果、および図１８に示した電力変換装置９１のような周波数分散のない従来のＲＣスナバ（ハイサイドとローサイドの各コンデンサ５０ｐＦ）を用いる場合のシミュレーション結果を、比較のために示してある。

図１４に示すように、リンギング周波数を４つに分散する電力変換装置１２１は、ＲＣスナバ無しの場合や周波数分散のない従来のＲＣスナバと較べて、ＯＮノイズおよびＯＦＦノイズ共に低くでき、ノイズ低減効果に優れていることがわかる。

以上に例示した本発明に係る電力変換装置は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータであってよい。

また、本発明の電力変換装置は、直流電力を交流電力へ変換するインバータであってもよい。この場合には、前記分散スナバ回路が、前記２つの主回路の両方にそれぞれ並列接続されてなる構成とする。上記電力変換装置は大電力駆動も可能であって、例えば、前記負荷が、三相誘導モータであってよい。この場合には、前記電力変換装置が、３系統の前記ハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路を備える構成とする。

図１５は、上記三相誘導モータを負荷としたインバータとして機能する電力変換装置を説明する図で、図１５（ａ）は、電力変換装置１３０の回路図である。また、図１５（ｂ）は、Ｕ相のハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮする前の負荷電流経路を示す図であり、図１５（ｃ）は、主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮした直後の負荷電流経路と共振電流経路を示す図である。

図１５（ａ）に示すように、電力変換装置１３０は、図１の電力変換装置１００と同じ直列接続されたハイサイドとローサイドの主回路を、３系統（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）備える。各系統におけるハイサイドとローサイドの主回路は、それぞれ、主スイッチング素子ＳＷ１ｕ，ＳＷ１ｖ，ＳＷ１ｗ，ＳＷ２ｕ，ＳＷ２ｖ，ＳＷ２ｗと、それに逆並列に接続されたダイオードＤ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗ，Ｄ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗとからなる。各系統は、直流電源Ｅに並列接続されており、ハイサイドとローサイドの主回路の接続点から、星型に結線された誘導性の負荷Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に電力が供給される。また、各系統におけるハイサイドとローサイドの主回路には、複数（２系統）のスナバ回路Ｎ１，Ｎ２が並列接続され、分散スナバ回路が構成されている。

図１５（ａ）に示す電力変換装置１３０のように、本発明の電力変換装置を３相のインバータに適用する場合、ＯＦＦ状態からターンＯＮする主スイッチング素子については、同系統で対向するサイドに接続されている分散スナバ回路が、リンギングの抑制に機能する。また、ＯＮ状態からターンＯＦＦする主スイッチング素子については、同系統で該主スイッチング素子に接続されている同じサイドの分散スナバ回路が、リンギングの抑制に機能する。

例えば、Ｕ相のハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮする場合を例にして説明する。

図１５（ｂ）に示すように、主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮする前には、Ｕ相のローサイドのダイオードＤ２ｕとＯＮ状態にあるＶ，Ｗ相のローサイドの主スイッチング素子ＳＷ２ｖ，ＳＷ２ｗを介して、図中に太い実線矢印で示したように負荷電流が流れている。次に、図１５（ｃ）に示すように、主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮした直後には、ターンＯＮしたＵ相のハイサイドの主スイッチング素子ＳＷ１ｕとＯＮ状態にあるＶ，Ｗ相のローサイドの主スイッチング素子ＳＷ２ｖ，ＳＷ２ｗを介して、図中に太い実線矢印で示したように負荷電流が流れる。この時、リンギングの共振電流は、図中に破線で示したように、Ｕ相で主スイッチング素子ＳＷ１ｕに対向するローサイドに接続されているスナバ回路Ｎ１，Ｎ２のいずれかまたは両方を介して流れ、前述したように主スイッチング素子ＳＷ１ｕがターンＯＮする度に共振周波数が繰り返し変化し、これによってリンギングが抑制される。

以上に説明した電力変換装置の効果は、いずれも、主回路に複数のスナバ回路を接続し、複数のスナバ回路における第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを次々に変えることで、リンギングの共振ピークを分散させて、リンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減するものである。以上の効果に加えて、上記電力変換装置は、次に示すような効果も奏することができる。

発明が解決しようとする課題の欄で説明したように、スパイク状のサージ電流とそれに伴うリンギングの抑制が十分でない場合には、ＥＭＣに係わるノイズとして、当該電力変換装置の周りに設置される機器に対して、様々な悪影響が及ぶ。特に、当該電力変換装置と共通するグランド（ＧＮＤ）に接続され、ＧＮＤ配線を共有する外部装置に対しては、その影響が大きい。

そこで、例えば、上記した電力変換装置と共通するＧＮＤに、別の外部装置が接続されてなる場合には、上記した電力変換装置において、分散させる各共振ピークの一連の共振周波数が、外部装置において異常動作が発生する該外部装置の回路共振周波数に対して、それぞれ異なる値に設定されてなる構成とする。

上記電力変換装置においては、一つの主回路に複数のスナバ回路が並列接続されており、複数のスナバ回路を構成しているコンデンサと第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを適宜設定することで、前記一連の共振周波数を、それぞれ任意の周波数に設定することができる。このため、上記電力変換装置と共通するＧＮＤに外部装置が接続されていても、外部装置において異常動作が発生する該外部装置の回路共振周波数を選択的に避けて、前記一連の共振周波数を設定することができる。従って、上記電力変換装置においては、リンギングの共振ピークを分散させて、リンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減するだけでなく、ノイズの影響を受け易い特定の外部装置に対しても、当該電力変換装置が発生するノイズの影響が及び難い構成とすることができる。

これに対して、例えば一つの直列接続した抵抗とコンデンサからなるＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では、ノイズの抑制が不十分なだけでなく、ノイズ周波数も選択することができない。一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置の場合、ノイズ周波数を変更するためには、ＲＣスナバのコンデンサの値を調整する必要がある。しかしながら、コンデンサの値を増加させるとコンデンサの面積が増加し、コンデンサの値を低減するとノイズが増加する。このため、例えば共通するＧＮＤに外部装置が後から接続され、該外部装置において異常動作が発生する回路共振周波数に一致するノイズが電力変換装置で発生していた場合、一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では、これを回避することが困難である。

例えば、図１７と図１８に示した従来の電力変換装置９０，９１と図１２に示した本発明に係る電力変換装置１２１について、具体例で説明する。

図１７に示した従来の電力変換装置９０では、デバイス容量Ｃｄを３００ｐＦとし、直流電源Ｅに接続する配線の寄生インダクタンスＬｐを３０ｎＨとした時、数式１で計算したように、図１９に示すノイズピークの共振周波数ｆ１は、５３．１ＭＨｚである。また、図１８に示した従来の電力変換装置９１では、ＲＣスナバのコンデンサＣの容量を５０ｐＦとした時、数式２を用いて計算すると、図１９に示すノイズピークの共振周波数ｆｎは、４９．１ＭＨｚである。従って、図１８に示した電力変換装置９１と共通するＧＮＤに、４９．１ＭＨｚの回路共振周波数を有する外部装置が後から接続されると、図１８の電力変換装置９１は図１７の電力変換装置９０に較べてノイズピークが低減されているにも係わらず、該外部装置において異常動作が発生し易くなる場合がある。（ｆｎ＝４９．１ＭＨｚでのノイズ振幅は、電力変換装置９０より電力変換装置９１のほうが高い。

これに対して、図１２に示した本発明に係る電力変換装置１２１では、コンデンサの容量をそれぞれＣ１＝２０ｐＦ，Ｃ２＝２０ｐＦ，Ｃ３＝３０ｐＦ，Ｃ４＝３０ｐＦとし、第２スイッチング素子ＳＬ１〜ＳＬ４のＯＮ状態の組み合わせによって、例えばＣ１：２０ｐＦ、Ｃ１＋Ｃ２＝４０ｐＦ、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＝７０ｐＦ、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４＝１００ｐＦの並列接続状態を繰り返す。この場合には、共振ピークは、５１．４ＭＨｚ，４９．９ＭＨｚ，４７．８ＭＨｚ，４６．０ＭＨｚの４つに分散される。共通するＧＮＤに４９．１ＭＨｚの回路共振周波数を有する外部装置が後から接続される場合、該４９．１ＭＨｚの回路共振周波数を避けるため、図１２の電力変換装置１２１では、以下のような駆動が可能である。すなわち、第２スイッチング素子ＳＬ１〜ＳＬ４のＯＮ状態の組み合わせによって、例えばＣ１：２０ｐＦ、Ｃ３＝３０ｐＦ、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＝７０ｐＦ、Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４＝１００ｐＦの並列接続状態を繰り返す。この場合には、共振ピークは、５１．４ＭＨｚ，５０．６ＭＨｚ，４７．８ＭＨｚ，４６．０ＭＨｚの４つに分散される。従って、外部装置の回路共振周波数４９．１ＭＨｚは、図１２の電力変換装置１２１における分散された２つの隣接する共振周波数５０．６ＭＨｚ，４７．８ＭＨｚのほぼ中間に位置することができる。

このように、共通するＧＮＤに接続される外部装置の回路共振周波数を選択的に避ける場合、一連の共振周波数のうち、いずれかの隣接する共振周波数の中央に前記外部装置の回路共振周波数が位置するように、該一連の共振周波数が設定されてなることが好ましい。

図１６は、図２（ａ）に示した電力変換装置１００の回路図において、Ｃ１とＣ１＋Ｃ２の状態に対応した隣接する回路共振周波数ｆ２，ｆ３間のギャップの計算式（数５）、および回路共振周波数ｆ２，ｆ３間の任意位置での振幅の計算式（数６）を示した図である。

図１６に示すように、上記した一連の共振周波数のノイズスペクトルは、複数接続されるスナバ回路Ｎ１，Ｎ２の各抵抗の値Ｒ１，Ｒ２を同程度とすれば、ほぼ同じピーク波形を有している。従って、隣接する共振周波数の中央に外部装置の回路共振周波数が位置するように設定すれば、隣接する共振周波数のノイズスペクトルの包絡線における振幅が最も低くなる位置に、外部装置の回路共振周波数が一致することとなる。このため、隣接する共振周波数の中央を外れて外部装置の回路共振周波数が位置する場合に較べて、該外部装置に対して当該電力変換装置が発生するノイズの影響を最も及び難くすることができる。

上記外部装置は、例えば、センサ装置であってよい。

センサ装置は、一般的に信号レベルが小さいため、ノイズの影響を受け易い装置である。このようなノイズの影響を受け易いセンサ装置が電力変換装置と共通するＧＮＤに接続され、該電力変換装置がセンサ装置の回路共振周波数に一致するノイズを発生すると、センサ装置の出力誤差が大きくなる。例えば、センサ装置のイミュニティ（耐性）の測定において、ＧＮＤ配線に一定レベルのノイズを印加してセンサ出力の誤差を観測すると、数十から数百ＭＨｚで内部共振が発生し、センサの出力誤差が大きくなる。従って、このようなセンサ装置を電力変換装置と共通するＧＮＤに接続する場合には、電力変換装置が発生するノイズの周波数を数十から数百ＭＨｚの間で適宜変更し、センサ装置の回路共振周波数と一致しないようにする必要がある。図１８に示した電力変換装置９１のように、一つのＲＣスナバを有する従来の電力変換装置では、前述したように、このようなセンサ装置の回路共振周波数の回避は困難である。しかしながら、上記した本発明に係る電力変換装置によれば、複数のスナバ回路を構成しているコンデンサと第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせを適宜設定することで、前記一連の共振周波数を、数十から数百ＭＨｚの間でセンサ装置の回路共振周波数を避けるように設定することができる。従って、ノイズの影響を受け易いセンサ装置が後から共通するＧＮＤに接続されても、該センサ装置の出力誤差が大きくなる異常動作を容易に防止することができる。

また、上記した電力変換装置が車載用である場合には、車載ラジオも、共通するＧＮＤに接続されることになる。従って、この場合には、ラジオ放送の周波数を避けて前記一連の共振周波数を設定すれば、ラジオノイズの抑制にも効果的である。

以上のようにして、上記した本発明の電力変換装置は、いずれも、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、半導体チップ上でスナバ回路を構成してもリンギング（回路共振）に伴うノイズを十分に低減可能な小型化の電力変換装置となっている。

従って、上記電力変換装置は、電子機器の搭載密度が高く、誤動作防止のため確実なリンギング抑制が必要な車載用であり、前記直流電源が、車のバッテリである場合に好適である。

９０，９１，１００〜１０２，１１０〜１１２，１２０，１２１，１３０ 電力変換装置
１Ｈ，１Ｌ 主回路
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ１ｕ，ＳＷ１ｖ，ＳＷ１ｗ，ＳＷ２ｕ，ＳＷ２ｖ，ＳＷ２ｗ 主スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１ｕ，Ｄ１ｖ，Ｄ１ｗ，Ｄ２ｕ，Ｄ２ｖ，Ｄ２ｗ ダイオード
Ｅ 直流電源
Ｌ，Ｌ１〜Ｌ３ 負荷
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ１ａ，Ｎ２ａ，Ｎ１ｂ，Ｎ２ｂ，Ｎｈ１，Ｎｈ２，Ｎｈ１ａ，Ｎｈ２ａ，Ｎｈ１ｂ，Ｎｈ２ｂ，ＮＨ１〜ＮＨ４，ＮＬ１〜ＮＬ４ スナバ回路
Ｓ１，Ｓ２，ＳＨ１〜ＳＨ４，ＳＬ１〜ＳＬ４ 第２スイッチング素子
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４，ＲＨ１〜ＲＨ４，ＲＬ１〜ＲＬ４ 抵抗
Ｒｐ１，Ｒｐ２，ＲＨｐ１，ＲＨｐ２，ＲＬｐ１，ＲＬｐ２ 第２抵抗
ＳＨｐ１，ＳＨｐ２，ＳＬｐ１，ＳＬｐ２ 第３スイッチング素子

Claims (17)

1. 直流電源に接続するハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路を備え、該２つの主回路の接続点から誘導性の負荷に電力を供給する電力変換装置であって、
   前記２つの主回路が、それぞれ、主スイッチング素子と、該主スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されたダイオードとからなり、
   前記２つの主回路のうち、一方の主回路における主スイッチング素子が、所定の周期でＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返すように制御されると共に、前記２つの主回路の主スイッチング素子が共にＯＦＦ状態となるデッドタイムが設けられてなり、
   もう一方の主回路における前記ダイオードが、前記デッドタイムにおいてフリーホイールダイオードとして用いられ、
   直列接続された抵抗、コンデンサおよび第２スイッチング素子からなるスナバ回路が、複数、前記主回路に並列接続されてなり、
   前記主回路に並列接続された複数のスナバ回路における第２スイッチング素子が、前記ＯＮ−ＯＦＦ状態を繰り返す主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、次々に異なるＯＮ状態の組み合わせとなるように、前記周期の整数倍の周期でターンＯＮとターンＯＦＦを繰り返し、
   前記主スイッチング素子と前記ダイオードのデバイス容量、前記直流電源に接続する配線の寄生インダクタンス、および前記第２スイッチング素子のＯＮ状態の組み合わせで接続される前記コンデンサで構成される各共振回路の一連の共振周波数が、互いに異なる値となることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記複数のスナバ回路における一部または全部の第２スイッチング素子が、前記主スイッチング素子のターンＯＮまたはターンＯＦＦに先行して、同時にＯＮ状態となることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記複数のスナバ回路において、前記抵抗の一部または全部が共用されてなることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２スイッチング素子の両端間に、第２抵抗が、並列接続されてなることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記複数のスナバ回路が、前記２つの主回路の両方に並列接続されてなり、
   前記両方の主回路に並列接続されるスナバ回路において、前記コンデンサが共用されてなることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 直列接続された前記抵抗と第２スイッチング素子の両端間に、直列接続された第２抵抗と第３スイッチング素子が、並列接続されてなることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記コンデンサの容量値が、前記デバイス容量の値以下であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記抵抗の抵抗値が、前記直流電源および前記負荷に接続する回路を含めた前記主回路の特性インピーダンスの０．１倍以上、１０倍以下であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記第２抵抗の抵抗値が、前記抵抗の抵抗値の１０倍以上であることを特徴とする請求項４または６に記載の電力変換装置。
10. 前記ダイオードが、少数キャリアのライフタイムを制御することによりユニポーラ動作と同等の動作を行う、ソフトリカバリダイオードであることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記電力変換装置が、ＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記電力変換装置が、直流電力を交流電力へ変換するインバータであることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
13. 前記負荷が、三相誘導モータであり、
    前記電力変換装置が、３系統の前記ハイサイドとローサイドの直列接続された２つの主回路を備えることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記電力変換装置と共通するグランド（ＧＮＤ）に、別の外部装置が接続されてなり、
    前記電力変換装置における前記一連の共振周波数が、前記外部装置において異常動作が発生する該外部装置の回路共振周波数に対して、それぞれ異なる値に設定されてなることを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
15. 前記一連の共振周波数のうち、いずれかの隣接する共振周波数の中央に前記外部装置の回路共振周波数が位置するように、該一連の共振周波数が設定されてなることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
16. 前記外部装置が、センサ装置であることを特徴とする請求項１４または１５に記載の電力変換装置。
17. 前記電力変換装置が、車載用であり、
    前記直流電源が、車のバッテリであることを特徴とする請求項１乃至１６のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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