JP5320105B2

JP5320105B2 - Ｌｅｄ点灯装置及びそれを用いたｌｅｄ照明器具

Info

Publication number: JP5320105B2
Application number: JP2009039084A
Authority: JP
Inventors: 芳文黒木; 宏光水川
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-02-23
Filing date: 2009-02-23
Publication date: 2013-10-23
Anticipated expiration: 2029-02-23
Also published as: JP2010198761A

Description

本発明は定電流出力機能を有する電源ユニットを備えるＬＥＤ点灯装置及びそれを用いたＬＥＤ照明器具に関するものである。

特許文献１（特開２００６−２１０２７１号公報）には、電源電圧を所定の直流電圧に変換してＬＥＤ光源に出力するコンバータを備えた点灯回路部と、少なくとも点灯回路部からＬＥＤ光源への出力経路上に配置されたインダクタンス素子を有する保護回路部とを具備しているＬＥＤ駆動装置が開示されている。この従来例では、点灯回路部からＬＥＤ光源への出力経路上にインダクタンス素子を有することで、点灯回路部からＬＥＤ光源へ出力される直流電圧の急激な変化を抑制できる。これにより、ＬＥＤ光源に過渡的な突入電流が流れることを防止して、ＬＥＤ光源にかかる電気的なストレスを低減し、ＬＥＤ光源を安定に点灯させることができるという効果がある。また、保護回路部のインダクタンス素子がノイズフィルタとして働いて、ノイズを低減することができるという効果がある。

点灯回路部のコンバータは、例えばフライバックトランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータで構成されており、電流フィードバック制御を付加することにより、ＬＥＤ光源に供給される電流を定電流化する機能を持たせることができる。このようなコンバータは出力端に容量の大きいキャパシタンス素子を備えている。ＬＥＤ光源が外れた際には、電流フィードバック制御により出力電圧が定常電圧よりも上昇して過大な電圧となる。この状態でＬＥＤ光源を再び接続すると、コンバータの出力端のキャパシタンス素子に電荷が蓄積されているので、インダクタンス素子が無いと、急激に高い電圧がＬＥＤ光源に印加されることになるため、これによってＬＥＤ光源に過大な電流が流れて電気的なストレスを与えてしまう。

そこで、特許文献１の技術では、点灯回路部からＬＥＤ光源への出力経路上に配置されたインダクタンス素子を有する保護回路部により、急激に高い電圧がＬＥＤ光源に印加されることを防止し、ＬＥＤ光源に過大な電流が流れて電気的なストレスを与えることを防止している。

特開２００６−２１０２７１号公報

特許文献１の技術では、インダクタンス素子を有する保護回路部を用いているので、銅鉄製の巻線部品が必要となり、軽量化の妨げとなる。また、出力経路上にインダクタンス素子を配置すると、出力経路に過渡的に流れる電流が振動電流となることがあり、その抑制のための回路が必要となる問題があった。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、出力経路上にインダクタンス素子を配置しなくても、突入電流を防止でき、回路構成が簡単で軽量化が可能なＬＥＤ点灯装置及びそれを用いたＬＥＤ照明器具を提供することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、定電流出力機能を備える電源ユニット４と、電源ユニット４から電流供給されるＬＥＤユニット２とを有するＬＥＤ点灯装置であって、電源ユニット４の出力端に第１のコンデンサＣ１を並列接続され、ＬＥＤユニット２の入力端に第２のコンデンサＣ２を並列接続され、第２のコンデンサＣ２は第１のコンデンサＣ１からＬＥＤユニット２への突入電流を吸収可能な容量を有し、電源ユニットは過電圧防止機能を備え、電源ユニットの無負荷出力電圧をＶｍａｘ、ＬＥＤユニットの順方向電圧をＶ _F 、第１のコンデンサの容量をＣ１、第２のコンデンサの容量をＣ２とすると、（Ｖｍａｘ−Ｖ _F ）×Ｃ１≦Ｃ２×Ｖ _F であることを特徴とするものである。

本願の別の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、定電流出力機能を備える電源ユニット４と、電源ユニット４から電流供給されるＬＥＤユニット２とを有するＬＥＤ点灯装置であって、電源ユニット４の出力端に第１のコンデンサＣ１を並列接続され、ＬＥＤユニット２の入力端に第２のコンデンサＣ２を並列接続され、第２のコンデンサＣ２は第１のコンデンサＣ１からＬＥＤユニット２への突入電流を吸収可能な容量を有し、第２のコンデンサＣ２の容量は第１のコンデンサＣ１の容量よりも十分に大きいことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のＬＥＤ点灯装置を備えるＬＥＤ照明器具である（図３、図４）。

本発明によれば、電源ユニットとＬＥＤユニットの間の接続が遮断されて電源ユニットの出力電圧が高くなった状態から再び接続が回復してＬＥＤユニットに突入電流が流れてもＬＥＤの破壊や寿命短縮を招く恐れがなく、長寿命で信頼性の高いＬＥＤ点灯装置を実現できる。

本発明の実施形態１の回路図である。本発明の実施形態１の出力電流と出力電圧の関係を示す説明図である。本発明の実施形態１のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型のＬＥＤ照明器具の概略構成を示す断面図である。本発明の実施形態１のＬＥＤ点灯装置を用いた電源一体型のＬＥＤ照明器具の概略構成を示す断面図である。本発明の実施形態２の回路図である。本発明の実施形態３の回路図である。本発明の実施形態３の制御部の一例を示す回路図である。本発明の実施形態４の回路図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。商用交流電源Ｖｓにはフィルタ回路３を介してダイオードブリッジＤＢの交流入力端が接続されている。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端には平滑コンデンサＣ０が並列接続されている。平滑コンデンサＣ０の正極はトランスＴ１の１次巻線の一端に接続されている。トランスＴ１の１次巻線の他端は、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース電極は接地されて、平滑コンデンサＣ０の負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のゲート電極には制御部１の制御信号出力端からＰＷＭ信号が供給されている。ＰＷＭ信号は高周波の矩形波電圧であり、Ｈｉｇｈレベルのときにスイッチング素子Ｑ１はオンとなり、Ｌｏｗレベルのときスイッチング素子Ｑ１はオフとなる。制御部１はスイッチングレギュレータ制御用の集積回路で構成することができ、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧を検出し、その検出電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を制御する。制御部１の動作電源は平滑コンデンサＣ０から供給されている。

トランスＴ１の２次巻線の一端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。平滑コンデンサＣ１の負極はトランスＴ１の２次巻線の他端に接続されて、接地されている。平滑コンデンサＣ１の正極は出力端子５１の一端に接続されている。出力端子５１の他端は電流検出抵抗Ｒ１の一端に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の他端は接地されて、平滑コンデンサＣ１の負極に接続されている。出力端子５１の両端には、過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤが並列接続されている。

出力端子５１にはＬＥＤユニット２への電源供給用のリード線５の一端が接続されている。リード線５の他端はＬＥＤユニット２の入力端子５２に接続されている。入力端子５２の両端には突入電流吸収用のコンデンサＣ２が並列接続されている。コンデンサＣ２の両端にはＬＥＤ直列回路が接続されている。

ＬＥＤ直列回路は、ここでは４個のＬＥＤ２ａ〜２ｄよりなり、ＬＥＤ２ａからＬＥＤ２ｄまでがアノードからカソードに直列につながれる構成となっている。ＬＥＤ２ａのアノード側にはプラス、ＬＥＤ２ｄのカソード側にはマイナスの電圧が印加されることにより、各ＬＥＤ２ａ〜２ｄが発光する。ＬＥＤ２ａ〜２ｄの順方向電圧Ｖｆの合計以上の電圧が印加されると、流れる電流の値に応じてＬＥＤから光束を得ることが出来る。順方向電圧Ｖｆは通常略３．５Ｖのため、４個直列に接続するのであれば、４×３．５Ｖ以上の直流電圧において点灯させることが出来る。

以下、図１の回路の動作について説明する。商用交流電源ＶｓはダイオードブリッジＤＢにより全波整流されて、平滑コンデンサＣ０により直流電圧に変換される。平滑コンデンサＣ０の直流電圧は、トランスＴ１とスイッチング素子Ｑ１及びその制御部１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１よりなるフライバックＤＣ−ＤＣコンバータにより電力変換される。

フライバックＤＣ−ＤＣコンバータの動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、平滑コンデンサＣ０の正極→トランスＴ１の１次巻線→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ０の負極の経路で電流が流れる。このとき、トランスＴ１の２次巻線に生じる電圧はダイオードＤ１と逆方向となるので、ダイオードＤ１は逆阻止状態となり、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーによる起電力が２次巻線に発生する。この起電力はダイオードＤ１の順方向と同じ方向となるので、トランスＴ１の２次巻線→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１の経路で回生電流が流れて、トランスＴ１の電磁エネルギーが放出される。これにより、平滑コンデンサＣ１にＬＥＤユニット２を駆動するための直流電圧が得られる。

平滑コンデンサＣ１の直流電圧は、電源ユニット４の出力端子５１から電源供給用のリード線５を介してＬＥＤユニット２の入力端子５２に供給されて、ＬＥＤ２ａ〜２ｄの直列回路に供給される。ＬＥＤ２ａ〜２ｄの直列回路に並列接続されたコンデンサＣ２の電圧は、Ｖ_F＝４×Ｖｆとなる。ここで、Ｖｆは個々のＬＥＤの順方向電圧（通常略３．５Ｖ）であり、Ｖ_FはＬＥＤ２ａ〜２ｄの直列回路の順方向電圧である。この例では、ＬＥＤ２ａ〜２ｄの直列個数が４個であるが、Ｎ個が直列に接続されている場合、Ｖ_F＝Ｎ×Ｖｆとなることは言うまでも無い。

リード線５の抵抗成分を無視できるものとすると、点灯時の電源ユニット４の出力端子５１の両端電圧は、ＬＥＤユニット２の入力端子５２の両端電圧と同じＶ_F（＝４×Ｖｆ）となる。過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧は、この点灯時のＬＥＤユニット２の順方向電圧Ｖ_F（＝４×Ｖｆ）よりも大きく設定されている。したがって、通常の点灯動作中はツェナーダイオードＺＤに電流が流れることはなく、ツェナーダイオードＺＤは接続されていないのと同じ状態となる。

ＬＥＤユニット２の負荷電流Ｉｓは、平滑コンデンサＣ１の正極→出力端子５１→リード線５→入力端子５２→ＬＥＤ２ａ→…→ＬＥＤ２ｄ→入力端子５２→リード線５→出力端子５１→電流検出抵抗Ｒ１→平滑コンデンサＣ１の負極の経路で流れる。このため、電流検出抵抗Ｒ１の両端にはＲ１×Ｉｓの電圧降下が生じる。この電圧を制御部１により検出し、Ｒ１×Ｉｓが一定となるように、換言すれば、負荷電流Ｉｓが一定となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を制御する。具体的には、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧が設定値よりも高くなれば、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が短くなるように制御することで、平滑コンデンサＣ１の電圧が低くなるように制御する。反対に、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧が設定値よりも低くなれば、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が長くなるように制御することで、平滑コンデンサＣ１の電圧が高くなるように制御する。

ところで、電源ユニット４の出力端子５１やＬＥＤユニット２の入力端子５２あるいはリード線５の何れかが接触不良（ルーズコンタクト）となった場合、電流検出抵抗Ｒ１には電流が流れない状態となる。このとき、制御部１はスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を最大とし、平滑コンデンサＣ１の電圧を上昇させるように動作する。しかし、平滑コンデンサＣ１の電圧を幾ら増大させても、出力端子５１や入力端子５２あるいはリード線５の接触不良が回復しない限り、電流は流れない。すると、平滑コンデンサＣ１の電圧は際限なく増大して行くことになり、過電圧が発生してしまう。

そこで、図１の回路では、出力端子５１の両端に過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤを並列接続している。出力端子５１の両端電圧がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を越えるほどに増大すると、ツェナーダイオードＺＤを介して電流検出抵抗Ｒ１に電流が流れることにより制御部１はスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を制限するように動作する。これにより、平滑コンデンサＣ１の電圧が際限なく上昇することは防止できる。また、電源ユニット４の出力電圧Ｖは、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧に相当する最大電圧Ｖｍａｘを越えて増大することはない。

以上の説明から明らかなように、電源ユニット４の出力電流Ｉと出力電圧Ｖの関係は、図２に示すようになる。図中、横軸は電源ユニット４の出力電流Ｉであり、縦軸は出力電圧Ｖである。縦軸のＶ_FはＬＥＤユニット２の点灯時の順方向電圧であり、この例では、Ｖ_F＝４×Ｖｆである。電源ユニット４の出力電圧Ｖが最大電圧Ｖｍａｘであるとき、平滑コンデンサＣ１の充電電圧は通常の点灯時に比べると、ΔＶ＝Ｖｍａｘ−Ｖ_Fだけ高い電圧まで上昇している。つまり、平滑コンデンサＣ１に蓄積される電荷は通常の点灯時に比べると、ΔＱ＝ΔＶ×Ｃ１だけ増大していることになる。

この状態で、電源ユニット４の出力端子５１やＬＥＤユニット２の入力端子５２あるいはリード線５の接触不良（ルーズコンタクト）が回復して、元通り負荷電流が流れ始めると、平滑コンデンサＣ１に蓄積された余分な電荷ΔＱ＝ΔＶ×Ｃ１は、ＬＥＤユニット２を介して瞬間的に流れる突入電流として消費されることになる。

仮に、ＬＥＤユニット２の入力端子５２に並列接続されたコンデンサＣ２が無いとすると、この瞬間的な突入電流はＬＥＤ２ａ〜２ｄの直列回路を介して流れることになり、電源ユニット４の出力電圧が最大電圧Ｖｍａｘから通常の出力電圧Ｖ_Fに低下するまでの間、ＬＥＤ２ａ〜２ｄには定格電流を越えた過大な電流が流れることになる。また、個々のＬＥＤに対して、ピーク値がＶｆ（通常略３．５Ｖ）を超える過大なサージ電圧が印加されることになり、ＬＥＤの破壊や寿命短縮の原因となる。

そこで、図１の回路では、ＬＥＤユニット２の入力端子５２に突入電流吸収用のコンデンサＣ２を並列接続し、その静電容量をＣ２≧ΔＱ／Ｖ_Fとなるように設定している。今、コンデンサＣ２の残留電荷がゼロとなっている状態において、上述の接触不良（ルーズコンタクト）が回復したとすると、平滑コンデンサＣ１に蓄積された余分な電荷ΔＱ＝ΔＶ×Ｃ１は、ＬＥＤユニット２を介して流れる瞬間的な突入電流として消費されることになるが、ＬＥＤ２ａ〜２ｄの直列回路は、その両端電圧が順方向電圧Ｖ_F（＝４×Ｖｆ）に達しないと電流が流れないから、突入電流はコンデンサＣ２を充電するために消費される。コンデンサＣ２をＬＥＤユニット２の順方向電圧Ｖ_Fまで充電するのに要する電荷量はＣ２×Ｖ_Fであるから、平滑コンデンサＣ１に蓄積された余分な電荷ΔＱ＝ΔＶ×Ｃ１（≦Ｃ２×Ｖ_F）は、すべてコンデンサＣ２を充電するために費やされることになる。このため、コンデンサＣ２の電圧が順方向電圧Ｖ_Fに達した後は、もはや突入電流は流れないし、個々のＬＥＤ２ａ〜２ｄに過大なサージ電圧が印加される恐れも無い。

例えば、電源ユニット４の無負荷出力電圧ＶｍａｘがＬＥＤユニット２の点灯時の順方向電圧Ｖ_Fの２倍以内に制限されているものとすると、第２のコンデンサＣ２の容量を第１のコンデンサＣ１の容量以上に設定するだけでも、突入電流を有効に防止することができる。なぜなら、接触不良による無負荷出力時の第１のコンデンサＣ１の蓄積電荷Ｑ＝Ｃ１×Ｖｍａｘが、接続回復後には、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２の並列容量（Ｃ１＋Ｃ２）に分散して蓄積されることになるから、その並列容量の電圧はＶ＝Ｑ／（Ｃ１＋Ｃ２）＝（Ｃ１×Ｖｍａｘ）／（Ｃ１＋Ｃ２）まで低下する。Ｃ２≧Ｃ１であれば、接続回復後のＬＥＤユニット２の印加電圧はＶｍａｘの半分以下となるから、ＬＥＤの破壊や寿命短縮は起こらないと言える。

本実施形態によれば、例えば、図３に示すように、電源ユニット４とＬＥＤユニット２がリード線５の途中のコネクタ５０を介して脱着自在に接続されている場合において、電源ユニット４からＬＥＤユニット２に電流が供給された状態で誤ってコネクタ５０を脱着された場合でも、突入電流によりＬＥＤユニット２が破壊されることはない。

図３に示す電源別置型のＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤユニット２を収めた器具筐体７と、ＬＥＤ２ａ〜２ｄを発光するために出力を与える電源ユニット４とは別に配置されているので、電源ユニット４とＬＥＤユニット２の配線の途中で接触不良が生じる場合が多かった。施工に際しては、現場において電源ユニット４を取り付けてから器具筐体７を取り付けて、両者をリード線５とコネクタ５０で接続するという作業が必要となる。このため、コネクタ５０に接触不良（ルーズコンタクト）が起きると、電流供給が遮断されて電源ユニット４の出力電圧が過大となる場合があり、その後、接触不良が回復すると、電源ユニット４の出力電圧が高い状態でＬＥＤユニット２への電流供給が再開されて、ＬＥＤユニット２に突入電流が流れてＬＥＤの破壊や寿命短縮を招く恐れがあった。本発明は、このようなリード線５の途中にコネクタ５０を有するタイプの電源別置型のＬＥＤ照明器具に適用した場合には、特に有用であると言える。

また、本発明のＬＥＤ点灯装置の用途は、図３に示すような電源別置型のＬＥＤ照明器具に限定されるものではなく、例えば、図４に示すような電源一体型のＬＥＤ照明器具に使用しても良い。

図４は電源一体型のＬＥＤ照明器具の断面図である。ＬＥＤ照明器具の器具筐体７は天井９に埋め込まれている。器具筐体７内に、ＬＥＤユニット２と電源ユニット４が内蔵されている。器具筐体７は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板８で覆われている。この光拡散板８に対向するように、ＬＥＤユニット２が配置されている。２１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤユニット２のＬＥＤ２ａ〜２ｄを実装している。

４１は電源回路基板であり、電源ユニット４の電子部品を実装している。ＬＥＤユニット２は、器具筐体７内において放熱板７１に接触するように設置されており、ＬＥＤ２ａ〜２ｄの発生する熱を器具筐体７に逃がすようになっている。また、ＬＥＤユニット２と電源ユニット４は、この放熱板７１に設けられた穴を介して、リード線５で接続されている。放熱板７１はアルミ板や銅板のような金属板であり、放熱効果と遮蔽効果を兼ねている。放熱板７１は器具筐体７に電気的に接続されてアースされるが、リード線５のプラス側ならびにマイナス側とは電気的に分離された非充電部となっている。

このような電源一体型のＬＥＤ照明器具においても、リード線５の両端は電源回路基板４１のランドやＬＥＤ実装基板２１のスルーホールなどに半田付けされており、接触不良が生じる場合がある。これにより電源回路基板４１からＬＥＤ実装基板２１への電流供給が遮断されて電源ユニット４の出力電圧が過大となる場合がある。その後、何らかの振動などが加わることで接触不良が回復すると、電源ユニット４の出力電圧が高い状態でＬＥＤユニット２に電流供給が再開されて、ＬＥＤユニット２に突入電流が流れてＬＥＤの破壊や寿命短縮を招く恐れがあった。本発明は、このような電源一体型のＬＥＤ照明器具に適用した場合にも突入電流によるＬＥＤの破壊や寿命短縮を防止する効果がある。

なお、上述の説明では、第２のコンデンサＣ２の残留電荷がゼロの状態で接続が回復した場合を前提に説明したが、第２のコンデンサＣ２の残留電荷がゼロになる前に接続が回復した場合であっても、第２のコンデンサＣ２の容量が第１のコンデンサＣ１の容量よりも十分に大きく設定されていれば、突入電流を抑制する効果があることは言うまでもない。

（実施形態２）
図５は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、電源ユニット４のスイッチング電源回路として、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータに代えて、昇圧チョッパ回路を用いている。

以下、昇圧チョッパ回路の構成及び動作について説明する。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端には、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は制御部１から出力されるＰＷＭ信号により高周波でオン・オフされる。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端からインダクタＬ１に電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーによる起電力がダイオードブリッジＤＢの直流出力に重畳され、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電される。したがって、平滑コンデンサＣ１にはダイオードブリッジＤＢの出力電圧のピーク値よりも昇圧された高電圧が充電される。

このように、昇圧チョッパ回路では、平滑コンデンサＣ１に充電される直流電圧が高電圧となる。このため、本実施形態では、複数のＬＥＤを直列に接続したサブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎをさらに複数個直列に接続した回路を電源ユニット４に接続している。電源ユニット４の出力端子５１にはリード線５を介して複数のサブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの入力端子５２，５３，…，５ｎがカスケード接続されている。

サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎのそれぞれは、例えば、図３に例示したような、照明器具筐体７に収納されて、天井９の複数の開口部に分散して配置されていても良い。その場合、１台の電源ユニット４から複数の照明器具筐体７を直列に通過して電源ユニット４に戻るように、ループ状に接続された構成となる。したがって、電源ユニット４の出力端子５１、リード線５、サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの入力端子５２，５３，…，５ｎの何れか１箇所でも接触不良が生じると、全体の電流が遮断されてしまう。このような構成では、接触不良により出力電流が遮断される可能性は実施形態１よりも高いと言える。

図５の回路において、接触不良により出力電流が遮断されると、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧はゼロとなり、ダイオードＤ２を介して制御部１の電流検出端子にフィードバックされる電圧は消失する。このため、制御部１はスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を最大化し、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を上昇させて行く。平滑コンデンサＣ１の直流電圧は抵抗Ｒ２，Ｒ３の分圧回路により検出されており、その分圧された電圧がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧とダイオードＤ３の順電圧の和を超えると、ダイオードＤ３が導通し、制御部１の電流検出端子にフィードバック電圧が再び供給される。このとき、ダイオードＤ２は遮断状態となる。

実施形態１で説明した図１の回路では、出力端子５１の両端電圧はツェナーダイオードＺＤにより直接クランプされているから、フィードバック制御の遅れがあっても、出力端子５１の無負荷出力電圧がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を越えて増大することは無い。一方、図５の回路では、制御部１によるフィードバック制御を介して過電圧を規制しているから、フィードバック制御に遅れがあると、無負荷出力電圧がオーバーシュートする場合がある。その代わり、ツェナーダイオードＺＤを介して流れる電流を小さくできる。制御部１の電流検出端子の入力インピーダンスは高インピーダンスだからである。このため、接触不良により出力電流が遮断された無負荷時においてもツェナーダイオードＺＤでの消費電力を小さく出来る。

次に、接触不良が解消して、電源ユニット４の出力端子５１に複数のサブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの直列回路よりなるＬＥＤユニット２が再接続されると、出力端子５１の両端電圧は、サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnの和となる。このとき、抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧される電圧は無負荷出力時よりも低下し、ツェナーダイオードＺＤとダイオードＤ３は遮断状態となる。代わりに、電流検出抵抗Ｒ１に生じる電圧によりダイオードＤ２が導通し、制御部１の電流検出端子にフィードバック電圧が供給される。

以上の説明から明らかなように、本実施形態の電源ユニット４の出力特性は図２と同様となる。無負荷出力電圧Ｖｍａｘは、抵抗Ｒ２，Ｒ３の分圧比とツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧により決まる。また、点灯時出力電圧Ｖ_Fは、リード線５の電圧降下を無視できるものとすると、サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnの和で決まる。

接触不良により出力電流が遮断された状態では、平滑コンデンサＣ１には無負荷出力電圧Ｖｍａｘに応じた電荷Ｑ＝Ｃ１×Ｖｍａｘが充電されている。この状態から、接触不良が解消されて再び出力電流が流れる状態になると、無負荷出力電圧Ｖｍａｘと点灯時出力電圧Ｖ_Fの差電圧ΔＶに相当する、余分な電荷ΔＱ＝ΔＶ×Ｃ１は平滑コンデンサＣ１からＬＥＤユニット２を介して瞬間的に流れる突入電流として消費されることになる。

そこで、本実施形態においては、各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎに並列接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３，…，Ｃｎの合成容量を、上述の余分な電荷ΔＱ＝ΔＶ×Ｃ１を吸収できるように設定している。具体的には、（Ｃ２，Ｃ３，…，Ｃｎの合成容量）≧ΔＱ／Ｖ_Fとなるように設定している。

また、各コンデンサＣ２，Ｃ３，…，Ｃｎの容量比を各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnの逆数倍の比率（つまり、１／Ｖ_F2，１／Ｖ_F3，…，１／Ｖ_Fnの比率）となるように設定している。このように設定すれば、Ｃ２×Ｖ_F2＝Ｃ３×Ｖ_F3＝…＝Ｃｎ×Ｖ_Fnとなるから、各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎに並列接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３，…，Ｃｎの過渡的な電圧分圧比は各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnの比率と略一致させることができる。

接触不良が回復した瞬間、各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの両端に印加される電圧のピーク値は、各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎに並列接続されたコンデンサＣ２，Ｃ３，…，Ｃｎの過渡的な電圧分圧比で決まる。この電圧のピーク値がいずれも各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧を越えないようにするには、各コンデンサＣ２，Ｃ３，…，Ｃｎによる過渡的な電圧分圧比が各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnの電圧比と略一致していれば良い。

図５の回路において、いずれかのサブＬＥＤユニットのＬＥＤが先に導通してしまうと、他のサブＬＥＤユニットの並列コンデンサは、先に導通したサブＬＥＤユニットのＬＥＤを通して充電されることになる。この場合、先に導通したサブＬＥＤユニットの並列コンデンサは、突入電流をバイパスする効果を持たなくなる。なぜなら、コンデンサは両端電圧の変化に相当する電流ｉ＝Ｃ（ｄＶ／ｄｔ）を通電する性質を有しているから、ＬＥＤの順方向電圧により両端電圧をクランプされてしまうと、その並列コンデンサの両端電圧は殆ど変化しなくなるからである。

例えば、図５のサブＬＥＤユニット２２のＬＥＤが先に導通すると、他のサブＬＥＤユニット２３，…，２ｎの並列コンデンサＣ３，…，Ｃｎはいずれも先に導通したサブＬＥＤユニット２２のＬＥＤを介して充電されることになる。この場合、先に導通したサブＬＥＤユニット２２のＬＥＤには突入電流が流れてしまうことになる。

そこで、各コンデンサＣ２，Ｃ３，…，Ｃｎの容量比をサブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎの順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnの逆数倍の比率に設定したうえで、その合成容量が実施形態１で述べた条件を満たすように設定する。

このように並列コンデンサの容量を設定すれば、接触不良の状態から接続が回復されたときに電源ユニット４からＬＥＤユニット２に突入電流が流れても、各サブＬＥＤユニット２２，２３，…，２ｎに、その順方向電圧Ｖ_F2，Ｖ_F3，…，Ｖ_Fnを越えるサージ電圧が印加されることは無くなる。したがって、ＬＥＤの破壊や寿命短縮を招くことはなくなる。

（実施形態３）
図６は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、電源ユニット４のスイッチング電源回路として、降圧チョッパ回路を用いている。

以下、降圧チョッパ回路の構成及び動作について説明する。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端には平滑コンデンサＣ０が接続されている。平滑コンデンサＣ０の正極にはスイッチング素子Ｑ１を介してインダクタＬ１の一端とダイオードＤ１のカソードが接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。平滑コンデンサＣ１の負極は接地されて、ダイオードＤ１のアノードと平滑コンデンサＣ０の負極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は制御部１から供給されるＰＷＭ信号により高周波でオン・オフ駆動される。

スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、平滑コンデンサＣ０→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーにより、インダクタＬ１→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ１→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れる。これにより平滑コンデンサＣ１には平滑コンデンサＣ０の直流電圧を降圧した直流電圧が充電される。

図６の制御部１の具体的な構成例を図７に示す。この例では、定電流制御機能と過電圧保護機能を汎用のスイッチングレギュレータ制御用ＩＣ１ａ（例えば、ＴＬ４９４など）により実現している。この制御用ＩＣ１ａは、スイッチング素子Ｑ１を駆動するためのトランジスタＴｒと、このトランジスタＴｒ１をＰＷＭ制御するためのコンパレータＣＭＰと、ＰＷＭ信号の発振周波数を規定する三角波発振回路ＯＳＣと、コンパレータＣＭＰの基準電圧を設定する２つのオペアンプＯＰ１，ＯＰ２と、基準電圧源Ｖｒｅｆを内蔵している。抵抗ＲｔとコンデンサＣｔは発振回路ＯＳＣの発振周波数を規定するための外付けのＣＲ素子である。

制御用ＩＣ１ａの動作電源は、ここでは、平滑コンデンサＣ０の正極から抵抗Ｒ４、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ４に充電された直流電圧をツェナーダイオードＺＤ２により電圧規制することで供給しているが、効率を高めるためにインダクタＬ１の２次巻線から帰還した電力を制御用動作電源としても構わない。他の実施形態においても同様である。

制御用ＩＣ１ａに内蔵された第１のオペアンプＯＰ１は電流フィードバック制御用の差動アンプとして用いている。オペアンプＯＰ１に外付けされる周辺回路は図示していないが、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧と基準電圧の差分を増幅して出力するように、ＣＲ回路を外付けして使用する。制御用ＩＣ１ａに内蔵された第２のオペアンプＯＰ２は過電圧検出用のコンパレータとして用いている。オペアンプＯＰ１，ＯＰ２の出力は制御用ＩＣ１ａの内部でワイヤードＯＲ接続されている。過電圧検出用のオペアンプＯＰ２の出力がＬｏｗレベルのときは、電流フィードバック制御用のオペアンプＯＰ１の出力がＰＷＭ制御用コンパレータＣＭＰの基準電圧となる。ＰＷＭ制御用コンパレータＣＭＰは、三角波発振回路ＯＳＣから出力される三角波電圧と基準電圧とを比較しており、三角波電圧が基準電圧よりも高い期間はＨｉｇｈレベルを出力して、トランジスタＴｒをオンさせるように動作する。

電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧が基準電圧よりも大きくなると、オペアンプＯＰ１の出力が増大し、ＰＷＭ制御用コンパレータＣＭＰの出力がＨｉｇｈレベルとなる期間が短くなるから、トランジスタＴｒのオン期間が短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が短縮されて、平滑コンデンサＣ１の電圧が低下する方向に制御される。逆に、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧が基準電圧よりも小さくなると、オペアンプＯＰ１の出力が低下し、ＰＷＭ制御用コンパレータＣＭＰの出力がＨｉｇｈレベルとなる期間が長くなるから、トランジスタＴｒのオン期間が長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が長くなり、平滑コンデンサＣ１の電圧が増加する方向に制御される。これにより、通常の点灯時には電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧が一定となるように制御される。

今、電源ユニット４の出力端子５１やＬＥＤユニット２の入力端子５２あるいはリード線５の何れかが接触不良（ルーズコンタクト）となった場合、電流検出抵抗Ｒ１には電流が流れない状態となる。このとき、オペアンプＯＰ１の出力は最低となり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は最大化されて、平滑コンデンサＣ１の電圧が急激に増大する。しかし、抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧された検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、過電圧検出用のオペアンプＯＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、コンパレータＣＭＰの出力をＬｏｗレベルに固定するから、トランジスタＴｒ、スイッチング素子Ｑ１は遮断状態となる。これにより、電源ユニット４の出力特性は、図２に示したような特性となる。

本実施形態においても、電源ユニット４の出力電圧が無負荷出力電圧Ｖｍａｘまで上昇している状態でＬＥＤユニット２を接続すると、ＬＥＤユニット２に突入電流が流れることになる。そこで、ＬＥＤユニット２の入力端子５２に突入電流吸収用のコンデンサＣ２を並列接続し、その静電容量をＣ２≧Ｃ１×（Ｖｍａｘ／Ｖ_F−１）となるように設定している。このように設定することにより、電源ユニット４の出力電圧が無負荷出力電圧Ｖｍａｘから点灯時出力電圧Ｖ_Fに低下するまでに平滑コンデンサＣ１から放出される電荷量Ｃ１×（Ｖｍａｘ−Ｖ_F）に比べると、コンデンサＣ２が点灯時出力電圧Ｖ_Fまで充電されるのに要する電荷量Ｃ２×Ｖ_Fの方が大きいということになるので、ＬＥＤユニット２の個々のＬＥＤ２ａ〜２ｄには突入電流が流れない。したがって、ＬＥＤの破壊や寿命短縮という問題は生じない。

なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１はＰＮＰトランジスタよりなり、抵抗Ｒ５を介して制御部１のトランジスタＴｒによりベース電流を引き込まれることにより高周波でオン・オフ駆動されているが、これに限定されるものではない。例えば、ハイサイドドライバーや駆動トランスを用いれば、スイッチング素子Ｑ１として安価なｎチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用することも出来る。以下の実施形態においても同様である。

（実施形態４）
図８は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、電源ユニット４のスイッチング電源回路として、昇降圧チョッパ回路（極性反転型チョッパ回路）を用いている。

以下、昇降圧チョッパ回路（極性反転型チョッパ回路）の構成及び動作について説明する。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端には、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１の直列回路が接続されている。インダクタＬ１の両端にはダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は制御部１から出力されるＰＷＭ信号により高周波でオン・オフされる。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端からインダクタＬ１に電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーによる起電力がダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電される。これにより、平滑コンデンサＣ１にはダイオードブリッジＤＢの出力電圧の極性を反転した直流電圧が充電される。平滑コンデンサＣ１の直流電圧はダイオードブリッジＤＢの出力電圧に対して昇圧することも出来るし、降圧することも出来る。

制御部１の構成については特に図示しないが、図７と同様に、スイッチングレギュレータ制御用の集積回路を用いて構成すれば良い。

なお、図１又は図６のように、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端に平滑コンデンサＣ０を接続してしまうと、商用交流電源Ｖｓからの入力力率が低下する。これに対して、図５又は図８のように、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端に平滑コンデンサＣ０を接続しない構成とすれば、商用交流電源Ｖｓからの入力力率の低下を防ぐことができる。

以上の実施形態の説明では、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータや各種チョッパ回路をスイッチング電源として用いる場合を例示したが、これらに限定されるものではなく、図２に示すような出力特性を有する電源ユニットにおいて、出力端に比較的容量の大きなコンデンサが接続されている構成であれば、本発明を適用できることは言うまでもない。

２ＬＥＤユニット
４電源ユニット
Ｃ１第１のコンデンサ
Ｃ２第２のコンデンサ

Claims

定電流出力機能を備える電源ユニットと、電源ユニットから電流供給されるＬＥＤユニットとを有するＬＥＤ点灯装置であって、電源ユニットの出力端に第１のコンデンサを並列接続され、ＬＥＤユニットの入力端に第２のコンデンサを並列接続され、第２のコンデンサは第１のコンデンサからＬＥＤユニットへの突入電流を吸収可能な容量を有し、電源ユニットは過電圧防止機能を備え、電源ユニットの無負荷出力電圧をＶｍａｘ、ＬＥＤユニットの順方向電圧をＶ _F 、第１のコンデンサの容量をＣ１、第２のコンデンサの容量をＣ２とすると、（Ｖｍａｘ−Ｖ _F ）×Ｃ１≦Ｃ２×Ｖ _F であることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
請求項１記載のＬＥＤ点灯装置を備えるＬＥＤ照明器具。