JP5097534B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びこれを用いた駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧を所望の出力電圧に変換して負荷（発光ダイオード等）に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ、及び、これを用いた駆動装置に関するものである。

ＬＣＤ［Liquid Crystal Display］パネル（例えばカーナビモニタ）のバックライトとして、現行では、冷陰極管蛍光ランプ（ＣＣＦＬ［Cold Cathode Fluorescent Lamp］）が主に用いられているが、軽薄性、耐振動衝撃性、広輝度調整範囲、省電力、高寿命、低駆動電圧、Ｈｇフリーなどの利点から、近年では、白色ＬＥＤ［Light Emitting Diode］が実用化されており、その駆動制御を行うＬＥＤ駆動装置（いわゆるＬＥＤドライバ）についても、様々な技術が開示・提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
特開２００７−１３１８３号公報

このようなバックライトのＬＥＤ化に伴い、これを駆動するＬＥＤドライバには、バッテリ寿命をさらに延ばしたり、画面を暗くして消費電力を下げる、といった要求があり、これを実現するために、ＬＥＤ駆動装置には、ＬＥＤ輝度を低輝度範囲まで高精度に制御する能力が求められている。

なお、ＬＥＤ以外の負荷を駆動する駆動装置についても、上記と同様に、負荷を低駆動範囲まで高精度に制御する能力が求められている。

また、入力電圧を所望の出力電圧に変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、その入力平滑手段である入力バイパスコンデンサに電圧変動を与えた場合には、素子の伸縮によって基板が揺れて音鳴りを生じることがある。特に、入力バイパスコンデンサの容量値が大きいと、その素子サイズが大きくなり、音鳴りを生じやすくなる。

本発明は、上記の問題点に鑑み、入力バイパスコンデンサの音鳴りを低減することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータ及びこれを用いた駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧の印加端と接地端との間に接続される入力バイパスコンデンサを用いて前記入力電圧を平滑化し、これを所望の出力電圧に変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記入力バイパスコンデンサは、複数個のコンデンサが並列接続されたものである構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、いずれも同一種類のコンデンサである構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第１または第２の構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、いずれも同じ向きで並べられている構成（第３の構成）にするとよい。

或いは、上記第１または第２の構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、互いに異なる向きで並べられている構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第４いずれかの構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、基板の表面側と裏面側に分散して配設されている構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第５いずれかの構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータは、一端が前記入力電圧の印加端に接続されるコイルと、一端が前記コイルの他端に接続されるトランジスタと、アノードが前記コイルの他端に接続され、カソードが前記負荷の一端に接続されるダイオードと、前記ダイオードのカソードと接地端の間に接続される出力コンデンサと、前記負荷の他端から引き出される帰還電圧に基づいて前記トランジスタのオン／オフ制御を行う制御部と、を有して成るＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記コイルと前記ダイオードとの接続間距離は、前記ダイオードと前記出力コンデンサとの接続間距離よりも短い構成（第６の構成）にするとよい。

また、本発明に係る駆動装置は、バッテリと、前記バッテリから供給される入力電圧を所望の出力電圧に変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、を有して成る駆動装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータとして、上記第１〜第６いずれかの構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータを有して成る構成（第７の構成）とされている。

なお、上記第７の構成から成る駆動装置は、前記負荷と並列に接続されるノイズ軽減用コンデンサを有して成る構成（第８の構成）にするとよい。

本発明によれば、入力バイパスコンデンサの音鳴りを低減することが可能となる。

図１は、本発明に係る半導体装置の一実施形態を示すブロック図である。

まず、本実施形態の半導体装置１０の概要について述べる。

図１に示す本実施形態の半導体装置１０は、最大４２．５［Ｖ］まで昇圧可能なＰＷＭ［Pulse Width Modulation］方式のＤＣ／ＤＣコンバータと、最大２５［ｍＡ］までドライブ可能なカレントドライバを集積した白色ＬＥＤドライバＩＣである。ＩＣのパワーコントロール端子（ＰＷＭＰＯＷ端子）、または、カレントドライバのパワーコントロール端子（ＰＷＭＤＲＶ端子）を外部からのＰＷＭ信号によって制御することで、広範囲かつ高精度な輝度制御を行うことが可能である。また、比精度の良いカレントドライバを採用しており、カレントドライバの列間誤差が少なく、ディスプレイの輝度ムラを低減するのに最適である。また、半導体装置１０は、基板の小型化、省スペース化にメリットがある小型パッケージである。

次に、本実施形態の半導体装置１０の特長について述べる。

第１の特長は、高効率なＰＭＷ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ（ｆｓｗ＝１［ＭＨｚ］、最大効率９３［％］）を内蔵している点である。第２の特長は、高精度及び高マッチング（±３％）のカレントドライバ（６チャネル）を内蔵している点である。第３の特長は、最大７２灯（＝１２直列×６並列）の白色ＬＥＤを駆動することが可能な点である。第４の特長は、広い入力電圧範囲（２．７〜２２［Ｖ］）に対応している点である。第５の特長は、豊富な保護回路（過電圧保護部、過電流保護部、外付けＳＢＤ外れ保護部、サーマルシャットダウン部）を内蔵している点である。第６の特長は、小型パッケージ（４．０×４．０×１．０［ｍｍ］）という点である。

なお、本実施形態の半導体装置１０は、モバイルノートＰＣ、ポータブルＤＶＤプレーヤ、カーナビなどに搭載される中型ＬＣＤパネルのバックライト駆動手段として好適に用いられる。

上記の特長を有する本実施形態の半導体装置１０は、図１に示すように、内部電圧生成部１０１（以下では、ＲＥＧ部１０１と呼ぶ）と、温度保護部１０２（以下では、ＴＳＤ［Thermal Shut Dwom］部１０２と呼ぶ）と、内部電圧検出部１０３と、減電圧保護部１０４（以下、ＵＶＬＯ［Under Voltage Lock Out］部１０４と呼ぶ）と、ショットキーバリアダイオード外れ保護部１０５（以下、ＳＢＤ［Shotkey Barrier Diode］外れ保護部１０５と呼ぶ）と、過電圧保護部１０６（以下、ＯＶＰ［Over Voltage Protection］部１０６と呼ぶ）と、エラーアンプ１０７と、ＰＷＭコンパレータ１０８と、ソフトスタート部１０９と、発振器部１１０と、スロープ電圧生成部１１１と、電流検出部１１２と、制御ロジック部１１３と、ＳＲフリップフロップ１１４と、ドライバ１１５と、ＬＥＤ端子検出部１１６と、ＬＥＤ端子過電圧保護部１１７と、第１電流（ＩＳＥＴＨ）設定部１１８と、第２電流（ＩＳＥＴＬ）設定部１１９と、スイッチ１２０と、インバータ１２１と、スイッチ１２２と、カレントドライバ１２３と、を集積化して成る。

また、本実施形態の半導体装置１０は、外部との電気的接続を確立する手段として、２４本の外部端子（１ピン〜２４ピン）を有して成る。

図２は、外部端子のピン番号、端子名、入力／出力の区分、機能、及び、端子等価回路図のグループ区分を示した対応表であり、図３は、外部端子の入出力等価回路図（グループＡ〜Ｇ）である。なお、図３に示すように、半導体装置１０の外部端子には、いずれも静電保護ダイオードが接続されている。

次に、外部端子の端子処理について、図４〜図７に示すアプリケーション例を参照しながら、詳細な説明を行う。

図４は、１０灯×６並列、ＬＥＤ電流２０［ｍＡ］、起動電流８．８［μＡ］設定時におけるカレントドライバ調光方式のＰＷＭアプリケーションを示す図である。

図５は、１０灯×４並列、ＬＥＤ電流２０［ｍＡ］、起動電流６［μＡ］設定時におけるカレントドライバＰＷＭ調光方式のアプリケーションを示す図である。

図６は、１０灯×６並列、ＬＥＤ電流２０［ｍＡ］設定時におけるパワーコントロールＰＷＭ調光方式のアプリケーションを示す図である。

図７は、内部ＲＥＧ不使用時または５［Ｖ］以下で駆動時におけるアプリケーションを示す図である。

ＴＥＳＴ端子（６ピン）は、テスト用の外部端子であるため、通常使用時には、半導体装置１０のＧＮＤ端子に接続すべきである（図４〜図７を参照）。

Ｎ．Ｃ．端子（２ピン）は、特に指定はされないが、オープンとすることが望ましい。

ＶＲＥＧ端子（２２ピン）は、外部より２．７〜５．５［Ｖ］で半導体装置１０を駆動させる場合に、ＶＢＡＴ端子（２４ピン）とショートさせ、ＶＲＥＧ端子に所望の電圧を印加すればよい（図７を参照）。

ＦＡＩＬＳＥＬ端子（１９ピン）、ＰＷＭＤＲＶ端子（１１ピン）をローレベルで固定する場合は、各々を接地すればよい（図４〜図６を参照）。一方、ＦＡＩＬＳＥＬ端子、ＰＷＭＤＲＶ端子をハイレベルで固定する場合には、各々をＶＲＥＧ端子、或いは、１．４［Ｖ］以上の電源ラインに接続すればよい（図７を参照）。

ＬＥＤ１端子（１２ピン）、ＬＥＤ２端子（１３ピン）、ＬＥＤ３端子（１４ピン）、ＬＥＤ４端子（１６ピン）、ＬＥＤ５端子（１７ピン）、ＬＥＤ６端子（１８ピン）のうち、不使用のチャネルについては、接地すればよい（図５を参照）。

ＧＮＤ端子（３ピン、８ピン、１５ピン、２０ピン）は、半導体装置１０の内部で互いに接続されており、各々基板の接地ラインに接続すればよい（図４〜図７を参照）。

なお、図４〜図７に示したいずれのアプリケーション例においても、半導体装置１０に外部接続されるコンデンサとしては、バイアス変動の少ないものを選ぶことが望ましい。

また、図４、図５で示したカレントドライバ調光方式と、図６、図７で示したパワーコントロール調光方式については、後ほど詳細に説明する。

図８は、上記構成から成る半導体装置１０の電気的特性を示す表である。なお、図８に示す電気的特性は、特に指定のない限り、電源電圧ＶＢＡＴ＝１２［Ｖ］、ハイレベル入力電圧ＲＳＴＢ＝２．５［Ｖ］、周囲温度Ｔａ＝＋２５［℃］での数値を示している。

次に、半導体装置１０の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータについて、先出の図１、並びに、図４〜図７を参照しながら詳細に説明する。

まず、半導体装置１０の外部接続について、特に、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータに関連する回路要素（Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮ１、コイルＬ１、ショットキーバリアダイオードＤ１、抵抗ＲＣＳ、コンデンサＣ１、Ｃ２）の詳細な説明を行う。

図４〜図７に示すように、トランジスタＮ１のゲートは、ＳＷ端子（４ピン）に接続されている。トランジスタＮ１のドレインは、コイルＬ１の一端とダイオードＤ１のアノードに各々接続されている。コイルＬ１の他端は、バッテリ電圧ＶＢＡＴの印加端に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、負荷であるＬＥＤ列のアノードに接続されている。トランジスタＮ１のソースは、抵抗ＲＣＳを介して、接地端に接続されている。抵抗ＲＣＳの一端（高電位端）は、ＳＥＮＳＰ端子（５ピン）に接続されている。抵抗ＲＣＳの他端（低電位端）は、ＳＥＮＳＮ端子（７ピン）に接続されている。コンデンサＣ１の一端は、バッテリ電圧ＶＢＡＴの印加端に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、接地端に接続されている。コンデンサＣ２の一端は、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。コンデンサＣ２の他端は、接地端に接続されている。

次に、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの基本動作（直流／直流変換動作）について、詳細な説明を行う。

トランジスタＮ１は、ＳＷ端子の端子電圧に応じてオン／オフ制御される出力パワートランジスタである。

トランジスタＮ１がオン状態にされると、コイルＬ１にはトランジスタＮ１を介して接地端に向けたスイッチ電流が流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＮ１のオン期間において、すでにコンデンサＣ２に電荷が蓄積されていた場合、負荷であるＬＥＤ列には、コンデンサＣ２からの電流が流れることになる。また、このとき、ダイオードＤ１のアノード電位は、トランジスタＮ１を介して、ほぼ接地電位まで低下するため、ダイオードＤ１は逆バイアス状態となり、コンデンサＣ２からトランジスタＮ１に向けて電流が流れ込むことはない。

一方、トランジスタＮ１がオフ状態にされると、コイルＬ１に発生した逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放出される。このとき、ダイオードＤ１は順バイアス状態となるため、ダイオードＤ１を介して流れる電流は、負荷であるＬＥＤ列に流れ込むとともに、コンデンサＣ２を介して接地端にも流れ込み、コンデンサＣ２を充電することになる。上記の動作が繰り返されることによって、負荷であるＬＥＤ列には、コンデンサＣ２によって昇圧され、かつ、平滑された直流出力が供給される。

このように、本実施形態の半導体装置１０は、トランジスタＮ１のオン／オフ制御によってエネルギ貯蔵素子であるコイルＬ１を駆動することにより、バッテリ電圧ＶＢＡＴを昇圧して出力電圧ＶＯＵＴを生成するチョッパ型昇圧回路の一構成要素として機能するものである。

次に、ピークカレントモード制御方式の出力帰還制御について、詳細な説明を行う。

エラーアンプ１０７は、第１〜第６の反転入力端（−）に各々印加されるＬＥＤ端子電圧Ｖ１〜Ｖ６の最低値と、非反転入力端（＋）に入力される所定のＬＥＤ制御電圧ＶＬＥＤとの差分を増幅して誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒの電圧レベルは、出力電圧ＶＯＵＴがその目標設定値よりも低いほど高レベルとなる。

ＰＷＭコンパレータ１０８は、第１反転入力端（−）に印加される誤差電圧Ｖｅｒｒと第２反転入力端（−）に印加されるソフトスタート電圧Ｖｓｓのいずれか低い方と、非反転入力端（＋）に印加されるスロープ電圧Ｖｓｌｐ（発振器部１１０で生成される三角波電圧と電流検出部１１２で生成される電流検出電圧（抵抗ＲＣＳで生成される電流検出信号）との加算電圧）と、を比較することで、その比較結果に応じたデューティ比の比較信号を生成する。すなわち、比較信号の論理は、誤差電圧Ｖｅｒｒ（或いはソフトスタート電圧Ｖｓｓ）がスロープ電圧Ｖｓｌｐよりも高ければローレベルとなり、低ければハイレベルとなる。なお、発振器部１１０では、上記三角波電圧の生成に際して、サブハーモニック発振が防止されている。

なお、定常動作時における比較信号のオンデューティ（単位期間に占めるトランジスタＮ１のオン期間の比）は、誤差電圧Ｖｅｒｒとスロープ電圧Ｖｓｌｐの相対的な高低に応じて変動する。

制御部１１３は、上記の比較信号を受けて、ＳＲフリップフロップ１１４に対するセット信号及びリセット信号を生成し、トランジスタＮ１のスイッチング制御を行う手段である。具体的には、上記の比較信号がローレベルである期間には、トランジスタＮ１のゲートにハイレベルを出力するように、逆に、上記の比較信号がハイレベルである期間には、トランジスタＮ１のゲートにローレベルを出力するように、セット信号及びリセット信号が生成される。また、制御部１１３は、半導体装置１０に内蔵された各種保護信号をモニタし、何らかの異常が生じていると判断した場合には、トランジスタＮ１のスイッチング動作を速やかに停止させる。

このように、ピークカレントモード制御方式のＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＬＥＤ端子電圧Ｖ１〜Ｖ６（延いては出力電圧ＶＯＵＴ）のモニタ結果だけでなく、トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流のモニタ結果に基づいて、トランジスタＮ１の駆動制御が行われる。従って、本実施形態の半導体装置１０であれば、急峻な負荷変動に誤差電圧Ｖｅｒｒが追従できなくても、トランジスタＮ１に流れるスイッチ電流のモニタ結果に応じてトランジスタＮ１を直接駆動制御することができるので、出力電圧ＶＯＵＴの変動を効果的に抑えることが可能となる。すなわち、本実施形態の半導体装置１０であれば、コンデンサＣ２を大容量化する必要がないので、不要なコストアップやコンデンサＣ２の大型化を回避することもできる。

次に、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータのソフトスタート制御について説明する。

半導体装置１０の起動直後には、出力電圧ＶＯＵＴがゼロであるため、誤差電圧Ｖｅｒｒが極めて大きくなる。従って、当該誤差電圧Ｖｅｒｒとスロープ電圧Ｖｓｌｐとを比較すると、比較信号のデューティが過大となって、負荷であるＬＥＤ列やコイルＬ１に過大な電流が流れてしまうことになる。

そこで、本実施形態の半導体装置１０は、誤差電圧Ｖｅｒｒとは別に、ソフトスタート電圧ＶｓｓをＰＷＭコンパレータ１０８に入力しておき、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが誤差電圧Ｖｅｒｒよりも低いときには、誤差電圧Ｖｅｒｒに依ることなく、より低いソフトスタート電圧Ｖｓｓとスロープ電圧Ｖｓｌｐとの比較結果に応じてＰＷＭ信号のデューティを決定する構成とされている。

なお、本実施形態の半導体装置１０において、ソフトスタート回路１０９は、コンデンサに所定の定電流を流し込むことで、装置の起動後から緩やかに上昇を開始するソフトスタート電圧Ｖｓｓを生成する構成とされている。

このように、ソフトスタート回路１０９を備えた構成であれば、装置の起動時における負荷やコイルＬ１への過大電流を防止することが可能となる。

なお、本実施形態の半導体装置１０では、ＲＳＴＢ端子（２１ピン）がローレベルからハイレベルとされた後、ＰＷＭＰＯＷ端子（２３ピン）がローレベルからハイレベルとされてから、所定期間（１［ｍｓ］）内はソフトスタート機能が有効となり、それ以降、ＰＷＭＰＯＷ端子がローレベルからハイレベルとされても、ソフトスタート機能は有効とならない。また、ＰＷＭＰＯＷ端子のハイレベル区間が１［ｍｓ］以内の場合、ＰＷＭＰＯＷ端子に３回以上パルスが入力されると、ソフトスタート機能が無効とされる。また、ＲＳＴＢ端子をハイレベルからローレベルに立ち下げることで、ソフトスタート機能の無効が解除される。このようなソフトスタート機能の有効／無効制御については、後ほど詳細に説明する。

次に、ＦＡＩＬＳＥＬ端子（１９ピン）について説明する。

本実施形態の半導体装置１０は、各種の異常保護部を具備して成り、異常状態が発生した場合、上記の保護機能によって昇圧動作を停止させ、素子の破壊や発熱・発火を回避する。その際、ＦＡＩＬＳＥＬ端子により、上記保護機能による昇圧動作の停止方法を選択することができる。なお、制御対象となる保護機能は、過電圧保護、ＳＢＤ外れ保護、サーマルシャットダウン、ＬＥＤ端子過電圧保護、並びに、過電流保護である。

図９は、ＦＡＩＬＳＥＬ端子の動作説明を行うための図である。

図９の上段で示すように、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がハイレベルとされている場合、保護機能が働いたときには、昇圧動作が停止され、以後、その停止状態が保持される。なお、ＲＳＴＢ端子をローレベルとすれば、上記の停止状態が解除され、昇圧動作が再開される。

一方、図９の下段で示すように、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がローレベルとされている場合、保護機能が働いたときには、一旦昇圧動作が停止されるが、異常が検出されなくなると、再び昇圧動作が自動復帰される。すなわち、半導体装置１０が昇圧動作の停止状態を保持し続けることはなくなる。

また、図９に示すように、パワーオンから所定の期間（約１［ｍｓ］）は、保護機能が無効とされている。これにより、半導体装置１０の起動時に生じる過渡電流や昇圧不足などを異常状態と誤検出して昇圧動作が停止され、半導体装置１０が起動不能となることを防止することができる。

なお、ＰＷＭＤＲＶ端子を用いてＬＥＤ輝度のＰＷＭ調整を行う場合（すなわち、カレントドライバ調光方式を採用する場合）には、ＦＡＩＬＳＥＬ端子の異常ラッチ選択機能を用いることはできない。

また、ＰＷＭＰＯＷ端子を用いてＬＥＤ輝度のＰＷＭ調整を行う場合（すなわち、パワーコントロール調光方式を採用する場合）であって、ＬＥＤを１０［ｍｓ］以上オフする場合は、ＰＷＭＰＯＷ端子を用いてオフ期間を設けるのではなく、ＲＳＴＢ端子を用いてオフ期間を設けることが望ましい。このような制御を行うことにより、上記のオフ期間が終了した後に、意図しない過電流保護が働いて、昇圧動作が停止されるのを防止することができる（図１０の上段と下段とを比較して参照）。

次に、外付けＳＢＤ外れ保護と過電圧保護について説明する。

半導体装置１０には、外付けＳＢＤ外れによる過昇圧の保護機能部（ＳＢＤ外れ保護部１０５）と、過電圧の保護機能部（ＯＶＰ部１０６）と、が内蔵されている。それらは、ＶＤＥＴ端子（１ピン）の端子電圧、或いは、その分圧電圧を検出し、異常時にトランジスタＮ１を停止させるよう、制御部１１３に異常検出信号を送出するものである。詳細は次の通りである。

外付けＳＢＤ外れ保護については、ＤＣ／ＤＣ出力端（出力電圧ＶＯＵＴの引出端）とダイオードＤ１との接続がオープンとなった場合、過昇圧が生じてコイルＬ１やトランジスタＮ１が破壊に至るおそれがある。そこで、出力電圧ＶＯＵＴが０．１［Ｖ］以下になるような異常時には、外付けＳＢＤ外れ保護が作動し、トランジスタＮ１をオフさせることで、コイルＬ１やトランジスタＮ１の破壊を防止する。また、半導体装置１０は、動作状態から非動作状態に切り替えられ、コイルＬ１には電流が流れなくなる。

一方、過電圧保護については、ＤＣ／ＤＣ出力端と負荷（ＬＥＤ列）との接続がオープンとなった場合、過昇圧が生じてトランジスタＮ１やＶＤＥＴ端子にその絶対最大定格を超える電圧が印加され、トランジスタＮ１や半導体装置１０が破壊に至るおそれがある。そこで、ＶＤＥＴ端子が所定の検出電圧Ｖｔｈ１以上になるような異常時には、過電圧保護が作動し、トランジスタＮ１をオフさせることで、トランジスタＮ１や半導体装置１０の破壊を防止する。このとき、半導体装置１０は、動作状態から非動作状態に切り替えられ、出力電圧ＶＯＵＴはゆっくりと低下する。そして、出力電圧ＶＯＵＴが所定の検出電圧Ｖｔｈ２（ただしＶｔｈ２＜Ｖｔｈ１）以下に低下すると、出力電圧ＶＯＵＴは再び検出電圧まで昇圧され、アプリケーション異常が回復されない限り、この動作を繰り返す。

次に、サーマルシャットダウンについて説明する。

半導体装置１０には、サーマルシャットダウン機能部（ＴＳＤ部１０２）が内蔵されている。サーマルシャットダウンは、１７５［℃］以上で作動し、半導体装置１０は、動作状態から非動作状態へ切り替えられる。非動作状態では、ＲＳＴＢ端子がローレベルである場合と異なり、半導体装置１０の内部リセットは行われない。すなわち、サーマルシャットダウン機能が働いても、ＲＳＴＢ端子に関連する諸設定（ソフトスタート機能の有効／無効設定、ＦＡＩＬＳＥＬ端子の異常ラッチ選択設定、カレントドライバ１２３の列数選択設定、及び、ＰＷＭＤＲＶ端子がローレベルであるときの起動電流設定）についてはいずれも保持される。

次に、過電流保護について説明する。

トランジスタＮ１のソースと接地端との間に接続された電流検出用の抵抗ＲＣＳに過電流が流れ、ＳＥＮＳＰ端子（５ピン）の端子電圧が検出電圧以上になると、過電流保護が作動し、昇圧動作を停止することなく、トランジスタＮ１のオンデューティが低下され、検出電流以上の過電流を防止する。半導体装置１０の電流検出部１１２は、ピーク電流を検出しているため、過電流設定値以上の電流は流れない。また、過電流検出用の抵抗ＲＣＳを変更することで、自由に過電流検出値を設定することが可能である。

次に、抵抗ＲＣＳの抵抗値の導出方法について説明する。

抵抗ＲＣＳの抵抗値は、過電流検出電圧を過電流設定値で除すことにより算出される。このとき、通常動作に必要な電流値に基づいて、上記の過電流設定値を決定した後、過電流検出電圧のばらつきを鑑み、その最低値を用いることで、抵抗ＲＣＳの抵抗値を導出すればよい。例えば、過電流検出電圧の理想値が１００［ｍＶ］、最低値が７０［ｍＶ］、最高値が１３０［ｍＶ］であり、過電流設定値が１［Ａ］である場合、抵抗ＲＣＳの抵抗値は、７０［ｍΩ］（＝７０［ｍＶ］／１［Ａ］）と求められる。このような抵抗値を設定した場合、電流のばらつき幅は、１［Ａ］〜１．８６［Ａ］（＝１３０［ｍＶ］／７０［ｍΩ］）となる。

次に、通常動作に必要な電流値の見積もりについて説明する。

半導体装置１０の電流検出部１１２は、ピーク電流を検出しているため、コイルＬ１に流れるピーク電流Ｉｐｅａｋを半導体装置１０の使用条件によって見積もる必要がある。ここで、コイルＬ１の電源電圧ＶＩＮ、コイルＬ１のインダクタンス値Ｌ、スイッチング周波数ｆｓｗ（最低値：０．８［ＭＨｚ］、理想値：１［ＭＨｚ］、最高値：１．２［ＭＨｚ］）、出力電圧ＶＯＵＴ、トータルのＬＥＤ電流ＩＯＵＴ、効率ｅｆｆとした場合、コイルＬ１のピーク電流Ｉｐｅａｋ、コイルＬ１の平均電流Ｉａｖｅ、及び、スイッチング時間Ｔｏｎは、各々、以下の（１ａ）式、（１ｂ）式、（１ｃ）式で表される。

また、電流検出部１１２で検出されるピーク電流は、直流重畳があるか否かで変わるため、次の（２ａ）式及び（２ｂ）式に基づく判定を行う。

例えば、ＶＩＮ＝６．０［Ｖ］、Ｌ＝４．７［μＨ］、ｆｓｗ＝１［ＭＨｚ］、ＶＯＵＴ＝３９［Ｖ］、ＩＯＵＴ＝８０［ｍＡ］、ｅｆｆ＝８５［％］とした場合、上記の（１ａ）式、（１ｂ）式、（１ｃ）式から、Ｉｐｅａｋ＝１．０８［Ａ］、Ｉａｖｅ＝０．６１［Ａ］、Ｔｏｎ＝０．９０［μｓ］と算出され、上記の（２ａ）式から、ピーク電流＝１．１５［Ａ］と算出される。

一方、ＶＩＮ＝１２．０［Ｖ］、Ｌ＝４．７［μＨ］、ｆｓｗ＝１［ＭＨｚ］、ＶＯＵＴ＝３９［Ｖ］、ＩＯＵＴ＝８０［ｍＡ］、ｅｆｆ＝８５［％］とした場合、上記の（１ａ）式、（１ｂ）式、（１ｃ）式から、Ｉｐｅａｋ＝１．７７［Ａ］、Ｉａｖｅ＝０．３１［Ａ］、Ｔｏｎ＝０．４１［μｓ］と算出され、上記の（２ｂ）式から、ピーク電流＝１．０５［Ａ］と算出される。

ただし、ピーク電流をあまり大きい値に設定にすると、出力オーバーシュートが生じ、最悪の場合、半導体装置１０の破壊に繋がるため、充分留意すべきである。

次に、アプリケーション不具合時の動作について説明する。

動作中ＬＥＤが一個または一列オープンになった場合、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がローレベルであれば、オープンとなったＬＥＤ列は点灯しないが、他のＬＥＤ列は通常通りに点灯する。その際、ＬＥＤ端子電圧が０［Ｖ］となるため、出力電圧ＶＯＵＴは、その過電圧保護電圧である４４．７［Ｖ］まで昇圧されるか、ＬＥＤ端子電圧がその過電圧保護電圧である１１．５［Ｖ］となるまで昇圧されるか、或いは、過電流リミットで制限されるまで昇圧される。一方、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がハイレベルであれば、ＬＥＤがオープンになると、昇圧動作が停止され、全てのＬＥＤが消灯される。

ＬＥＤが複数個ショートした場合、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がローレベルであれば、ＬＥＤ端子電圧がその過電圧保護電圧である１１．５［Ｖ］以上にならない限り、全てのＬＥＤが通常通りに点灯される。ＬＥＤ端子電圧が１１．５［Ｖ］以上になると、ショートした列だけ正常に点灯し、他の列はＬＥＤ電流が低下されて暗くなるか或いは消灯される。一方、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がハイレベルであれば、ＬＥＤ端子電圧が１１．５［Ｖ］以上になると、昇圧動作が停止され、全てのＬＥＤが消灯される。

ショットキーバリアダイオードＤ１が外れた場合、ＦＡＩＬＳＥＬ端子の電圧レベルに依ることなく、全てのＬＥＤは点灯しない。また、ＳＢＤ外れ保護機能により、昇圧動作が停止されるため、半導体装置１０及びトランジスタＮ１が破壊されることはない。

過電流検出用の抵抗ＲＣＳが外れた場合、ＦＡＩＬＳＥＬ端子の電圧レベルに依ることなく、全てのＬＥＤは点灯しない。これは、ＳＥＮＳＰ端子とＳＥＮＳＮ端子との間に、１００［ｋΩ］の抵抗が入っており、すぐに過電流保護がかかって、ＬＥＤ電流を流せなくなるためである。

次に、コントロール信号（ＲＳＴＢ信号、ＰＷＭＰＯＷ信号、ＰＷＭＤＲＶ信号）の入力タイミングについて、図１１を参照しながら説明する。

図１１は、コントロール信号のタイミングチャートである。

電源電圧ＶＢＡＴの立ち上がりが完了していない状態で、ＲＳＴＢ信号、ＰＷＭＰＯＷ信号、ＰＷＭＤＲＶ信号などのコントロール信号を入力する際には、次の点に留意すべきである。

第１に、電源電圧ＶＢＡＴが２．７［Ｖ］を超えてから、各コントロール信号を入力することが望ましい。

第２に、電源電圧ＶＢＡＴが各コントロール信号のハイレベル電圧（５［Ｖ］）を超えてから、各コントロール信号を入力することが望ましい。

第３に、電源電圧ＶＢＡＴの立ち上がり中に、ＲＳＴＢ信号、ＰＷＭＰＯＷ信号にハイレベルの電圧を入力した場合、電源電圧ＶＢＡＴの２．７［Ｖ］から安定電圧までの立ち上がり時間を最低１００［μｓ］とすることが望ましい。

なお、ＲＳＴＢ信号、ＰＷＭＰＯＷ信号、ＰＷＭＤＲＶ信号の各コントロール信号間でのタイミング制限はない。

また、各コントロール信号の電圧レベルが電源電圧ＶＢＡＴよりも高い状態にすると、各端子に内部接続された電源電圧ＶＢＡＴ側の静電保護ダイオードを経由して、電源電圧ＶＢＡＴの供給ラインに向けて意図しない電流が流れ、誤動作や素子破壊を生じるおそれがある。このような状態を回避するため、図１２に示すように、１０［ｋΩ］程度の抵抗を信号線に挿入し、電流制限をかけることが望ましい。また、内部のプルダウン抵抗については、図１で示したように、各端子毎に適宜設けることが望ましい。

次に、カレントドライバ１２３の列数選択方法について説明する。

カレントドライバ１２３の列数を減らしたい場合、不要なＬＥＤ１端子〜ＬＥＤ６端子を接地端に接続することで未選択にすることができる。４列などで使用する場合は、不要な２列を接地端に接続することで対応できる。

なお、上記を判定するＬＥＤ端子検出部１１６の電源として、本実施形態の半導体装置１０では、ＲＳＴＢ端子の端子電圧（５［Ｖ］）が用いられている。このような構成とすることにより、パワーコントロール調光方式が採用された場合に、ＲＥＧ部１０１の動作がオン／オフ制御される状況になっても、ＬＥＤ端子検出部１１６は、ＲＳＴＢ端子の端子電圧を用いて、ＬＥＤ端子の検出結果を常に保持することが可能となる。

ＰＷＭＰＯＷ信号、ＰＷＭＤＲＶ信号の論理に関係なく、ＬＥＤ端子の選択を判定し、一度必要な端子と判定されると、以後、接地端に接続しても不要なＬＥＤ列とは判定されない。ＲＳＴＢ端子を０［Ｖ］とすることで、この情報をリセットすることができる。なお、不要なＬＥＤ端子を接地端に接続処理することで、ＲＳＴＢ端子に流れる電源電流が増加するため、ＲＳＴＢ端子に接続する電流容量には留意すべきである。図１３は、ＲＳＴＶ＝５［Ｖ］であるときの消費電流例を示す表である。また、これらのアプリケーション例については、先出の図５で示した通りである。

次に、起動制御とＬＥＤ電流の選択について図１４を参照しながら説明する。

半導体装置１０は、ＲＳＴＢ端子を用いることで、半導体装置１０のパワーを制御することができ、ＲＳＴＢ端子を０．２［Ｖ］以下（ＲＳＴＢ＝「０」）とすることで、半導体装置１０を強制的にパワーオフさせることができる。また、ＰＷＭＰＯＷ端子が１．４［Ｖ］以上（ＰＷＭＰＯＷ＝「１」）で、ＲＳＴＢ端子が２．２５［Ｖ］以上（ＲＳＴＢ＝「１」）のとき、半導体装置１０はパワーオンとなる。

ＲＳＴＢ＝ＰＷＭＰＯＷ＝「１」のとき、ＰＷＭＤＲＶ＝「１」であれば、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤとして第１電流ＩＳＥＴＨが選ばれ、ＰＷＭＤＲＶ＝「０」であれば、ＬＥＤ電流として第２電流ＩＳＥＴＬが選ばれる。なお、ＰＷＭＤＲＶ＝「０」であるときの起動電流は、ＰＷＭＤＲＶの立ち上がり２回目でオフし、それ以降は０［ｍＡ］設定となる。ＲＳＴＢを一度ローレベルにし、ハイレベルに切り替えることで、再度起動電流を流すことができる。

すなわち、ＬＥＤ輝度の調光方式として、カレントドライバ調光方式を採用した場合には、ＰＷＭＰＯＷ端子を「１」に固定した上で、ＰＷＭＤＲＶ端子を「０」／「１」で駆動する形となり、パワーコントロール調光方式を採用した場合には、ＰＷＭＤＲＶ端子を「１」に固定した上で、ＰＷＭＰＯＷ端子を「０」／「１」で駆動する形となる。

次に、ＰＷＭＰＯＷ端子をＬＥＤ輝度のＰＷＭ制御に用いる場合（すなわちパワーコントロール調光方式を採用した場合）の起動動作並びにＰＷＭ動作について説明する。

ＰＷＭＰＯＷ端子をＬＥＤ輝度のＰＷＭ制御に用いる場合には、ＲＳＴＢ端子とＰＷＭＤＲＶ端子をローレベルからハイレベルに立ち上げた後、ＰＷＭＰＯＷ端子にＰＷＭ駆動されるパルス電圧を入力すればよい。ＲＳＴＢ端子とＰＷＭＤＲＶ端子の電圧印加順序に制約はない。

なお、ソフトスタート時間（１［ｍｓ］）より短いオン時間のＰＷＭ駆動に対応するため、ＰＷＭＰＯＷ端子に対して３回以上ハイレベルが入力されると、ソフトスタート機能を無効とし、高速駆動対応を可能とする。一旦ソフトスタート機能が無効にされると、ＲＳＴＢ端子をローレベルに立ち下げるまで、ソフトスタート機能の無効は解除されない。

そのため、ＰＷＭＰＯＷ端子を用いて、ＬＥＤを点灯→消灯→点灯といった具合に制御する場合、ＰＷＭＰＯＷ端子をローレベルとしてＬＥＤを消灯した後、再度ＰＷＭＰＯＷ端子をハイレベルとしてＬＥＤを点灯することになるが、その際にはソフトスタートなしで起動する。その結果、出力コンデンサＣ２の放電によってコイルＬ１のピーク電流Ｉｐｅａｋは変化するが、図１５で示すように、過電流リミット値まで流れるおそれがある。

これに対して、図１６で示すように、ＲＳＴＢ端子をローレベルとすることで、ＬＥＤを消灯する場合には、再度ソフトスタート機能が有効となり、コイルＬ１のピーク電流Ｉｐｅａｋを抑えることが可能となる。従って、ＬＥＤを消灯する場合には、ＰＷＭＰＯＷ端子を用いてオフ期間を設けるのではなく、ＲＳＴＢ端子を用いてオフ期間を設けることが望ましい。

次に、ＰＷＭＤＲＶ端子をＬＥＤ輝度のＰＷＭ制御に用いる場合（すなわちカレントドライバ調光方式を採用した場合）の起動動作並びにＰＷＭ動作について説明する。

ＰＷＭＤＲＶ端子をＬＥＤ輝度のＰＷＭ制御に用いる場合には、ＲＳＴＢ端子とＰＷＭＰＯＷ端子をローレベルからハイレベルに立ち上げた後、ＰＷＭＤＲＶ端子にＰＷＭ駆動されるパルス電圧を入力すればよい。ＲＳＴＢ端子とＰＷＭＰＯＷ端子の電圧印加順序に制約はない。

図１７で示すように、ＲＳＴＢ端子とＰＷＭＰＯＷ端子をローレベルからハイレベルに立ち上げた後、ＰＷＭＤＲＶ端子にパルス電圧が入力されず、ローレベル電圧が入力されている状況があり得る。このような場合、仮に、カレントドライバ１２３において、ＰＷＭＤＲＶ端子がローレベルである期間、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤを全く引き込まない構成にすると、ＤＣ／ＤＣコンバータは安定した昇圧動作を行うことができなくなる。

このような状態を回避すべく、本実施形態の半導体装置１０では、図１７で示す通り、半導体装置１０の起動時には、ＰＷＭＤＲＶ端子がローレベルである期間にも、所定の起動電流を各ＬＥＤ端子から引くことで、昇圧動作を安定させている。なお、上記起動電流の電流値は、ＩＳＥＴＬ端子に接続される抵抗値（ＲＩＳＥＴＬ）によって任意に設定することができる。従って、半導体装置１０の起動時において、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤは、第１電流設定部１１８で設定される第１電流ＩＳＥＴＨ（例えば２０［ｍＡ］）と、第２電流設定部１１９で設定される第２電流ＩＳＥＴＬ（例えば１００［μＡ］）との間で、ＰＷＭ駆動される形となる。

一方、半導体装置１０が正常に起動された後は、ＬＥＤ輝度をＰＷＭ調整するに際して上記の起動電流が不要となる。そのため、図１７で示すように、ＰＷＭＤＲＶ端子の立ち上がり２回目で、自動的に起動電流を０［ｍＡ］に設定する。従って、半導体装置１０の定常動作時において、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤは、第１電流設定部１１８で設定される第１電流ＩＳＥＴＨ（例えば２０［ｍＡ］）と０［ｍＡ］との間でＰＷＭ駆動される形となる。

なお、図１７の最下段では、カレントドライバ１２３における起動電流の挙動のみを描写している。

また、ＰＷＭＤＲＶ端子を用いて、ＬＥＤを点灯→消灯→点灯といった具合に制御する場合、ＰＷＭＤＲＶ端子をローレベルとしてＬＥＤを消灯した後、再度ＰＷＭＤＲＶ端子をハイレベルとしてＬＥＤを点灯することになるが、その際にはソフトスタート期間が終了しているため、ソフトスタートなしで起動する。その結果、出力コンデンサＣ２の放電によってコイルＬ１のピーク電流Ｉｐｅａｋは変化するが、図１８で示すように、過電流リミット値まで流れるおそれがある。

これに対して、図１９で示すように、ＲＳＴＢ端子をローレベルとすることで、ＬＥＤを消灯する場合には、再度ソフトスタート機能が有効となり、コイルＬ１のピーク電流Ｉｐｅａｋを抑えることが可能となる。従って、ＬＥＤを消灯する場合には、ＰＷＭＤＲＶ端子を用いてオフ期間を設けるのではなく、ＲＳＴＢ端子を用いてオフ期間を設けることが望ましい。

次に、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤの設定範囲について説明する。

ＬＥＤ電流ＩＬＥＤについては、通常電流と起動電流を各々設定することができる。ＩＳＥＴＨ端子（９ピン）に接続する抵抗（ＲＩＳＥＴＨ）によって通常電流が設定され、ＩＳＥＴＬ端子（１０ピン）に接続する抵抗（ＲＩＳＥＴＬ）によって起動電流が設定される。なお、通常電流、及び、起動電流は、それぞれ、次の（３ａ）式、（３ｂ）式に基づいて算出される。

また、通常電流の設定範囲は１０〜２５［ｍＡ］までであり、起動電流の設定範囲はオフ設定または１〜１００［μＡ］までである。ＩＳＥＴＬ端子をＶＲＥＧ端子に接続することで、起動電流をオフ設定にすることができる。オフ設定時のＬＥＤ電流ＩＬＥＤは、リーク電流（最大：１［μＡ］）のみとなる。

次に、ＬＥＤの輝度制御について説明する。

ＰＷＭＰＯＷ端子、または、ＰＷＭＤＲＶ端子にＰＷＭパルス電圧を印加することで、ＬＥＤの輝度をＰＷＭ調整することが可能である。すなわち、本実施形態の半導体装置１０であれば、ＬＥＤ輝度のＰＷＭ調整方法として、２つのテクニックを使用できる。１つは、カレントドライバ１２を用いてＬＥＤ電流ＩＬＥＤのオン／オフ制御を行うことで、ＬＥＤ輝度を調整するＰＷＭ調光方式（先述のカレントドライバ調光方式）であり、もう１つは、半導体装置１０各部のオン／オフ制御を行うことで、ＬＥＤ輝度を調整するＰＷＭ調光（先述のパワーコントロール調光方式）である。これらの２種類のＰＷＭ調光の特徴を図２０に示す。用途に応じて、任意のＰＷＭ調整方法を選択すればよい。例えば、バッテリ寿命に影響のある低輝度時の効率を重視するのであれば、パワーコントロール調光方式を採用すればよい。また、ＰＷＭ輝度調整時のＬＥＤ電流ばらつきを重視するのであれば、カレントドライバ調光方式を採用すればよい。

カレントドライバ調光方式は、先出の図４、図５で示される通り、ＰＷＭＤＲＶ端子にＰＷＭ信号を与えることで実現される。ＰＷＭＤＲＶ端子のハイレベル区間では、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤとしてＩＳＥＴＨ端子で設定された第１電流ＩＳＥＴＨが選ばれ、ローレベル区間では、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤがオフされる。すなわち、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤの平均値は、ＰＷＭＤＲＶ端子に与えられるＰＷＭ信号のデューティに比例して増加する。

このＰＷＭ調光方式は、カレントドライバ１２３での電流制御となるため、ＰＷＭ輝度調整時の電流ばらつきが少なく、オン時間５０［μｓ］（ＰＷＭ周波数２００［Ｈｚ］であるときの最低デューティ１［％］）までの輝度調整を可能とする。なお、オン時間５０［μｓ］未満とオフ時間５０［μｓ］未満については、電流切替時の影響が大きいため、ＬＥＤの輝度調整に使用しない方が望ましい。また、標準的なＰＷＭ周波数は１００［Ｈｚ］〜１０［ｋＨｚ］である。また、ＲＳＴＢ端子をハイレベルからローレベルに立ち下げると、先述したように起動電流が有効となるため、ＲＳＴＢ端子をローレベルからハイレベルに立ち上げた後、ＰＷＭ信号の立ち上がり２回までは、第１電流ＩＳＥＴＨと起動電流（第２電流ＩＳＥＴＬ）との間でＰＷＭ駆動が行われることになる。

一方、パワーコントロール調光方式は、先出の図６、図７で示されるように、ＰＷＭＰＯＷ端子にＰＷＭ信号を与えることで実現される。ＰＷＭＰＯＷ端子のハイレベル区間では、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤとして、ＰＷＭＤＲＶ端子の論理で選ばれた電流が設定され、ローレベル区間では、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤがオフされる。すなわち、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤの平均値は、ＰＷＭＰＯＷ端子に与えられるＰＷＭ信号のデューティに比例して増加する。

このＰＷＭ調光方式は、オフ時に半導体装置１０をパワーオフできるため、消費電流を抑えることができ、高効率であり、オン時間５０［μｓ］（ＰＷＭ周波数２００［Ｈｚ］であるときの最低デューティ１［％］）までの輝度調整を可能とする。なお、オン時間５０［μｓ］未満とオフ時間５０［μｓ］未満については、パワーオン／オフ時の影響が大きいため、輝度調整に使用しない方が望ましい。また、標準的なＰＷＭ周波数は、１００［Ｈｚ］〜１［ｋＨｚ］である。また、ＲＳＴＢ端子とＰＷＭＰＯＷ端子を同時にＰＷＭ制御することはできない。ＲＳＴＢ端子をハイレベルに設定した後、ＰＷＭＰＯＷ端子のみでＰＷＭ制御を行えばよい。

なお、上記のカレントドライバ調光方式、及び、パワーコントロール調光方式のいずれを採用する場合でも、抵抗ＲＩＳＥＴＨで設定される通常電流の電流値は、ＬＥＤの輝度ばらつきが保証されている保証設定電流値（例えば２０［ｍＡ］）に設定することが望ましい。このような構成とすることにより、ＬＥＤの輝度ばらつきが保証されていない電流領域を使用しないため、ＬＥＤの輝度調整１［％］を実現する際にも、ＬＥＤの輝度ばらつきを考慮する必要がなく、ＬＥＤの選別が不要となる。

次に、ＩＣ電源とコイル電源の分離について説明する。

半導体装置１０は、内部回路への電源とコイル電源とを分けて動作することができる。用途として、半導体装置１０の消費電力の低減、半導体装置１０の定格２２［Ｖ］を超える電圧の印加対応などが挙げられる。そのアプリケーションを図２１に示す。コイル電源には、アダプタなどから与えられる高い電圧源（７〜２８［Ｖ］）を接続する。次に、半導体装置１０の電源として、コイル電源とは異なる電源を接続する。半導体装置１０のＶＢＡＴ端子に２．７〜５．５［Ｖ］を入力する条件では、図２１のように、ＶＢＡＴ端子とＶＲＥＧ端子を半導体装置１０の外部でショートして使用すればよい。コイル電源が印加されている状態で、半導体装置１０の電源が０［Ｖ］であっても、使用上問題はない。半導体装置１０の電源が０［Ｖ］に設定されても、半導体装置１０の内部にコイル電源からのリーク経路を遮断するパワーオフ用のプルダウン抵抗が配置されており、リーク経路を遮断するからである。また、コイル電源と半導体装置１０の電源の立上げ順序はない。

次に、半導体装置１０のレイアウトパターンについて、図２２〜図２４を参照しながら説明する。

図２２は、半導体装置１０のレイアウトを示す図であり、図２３及び図２４は、実際のレイアウトパターンの一例を示す図である。なお、図２３は、基板表面のレイアウトパターンを示しており、図２４は、基板裏面のレイアウトパターンを示している。なお、図２４は、基板の表面側から裏面側のレイアウトパターンを透過した様子を示している。

半導体装置１０の性能を十分に引き出すためには、レイアウトパターンが非常に重要である。効率やリップルなどの特性は、レイアウトパターンにより大きく変化するため、十分留意が必要である。

入力バイパスコンデンサＣ３は、コイルＬ１の直近で接続することが望ましい。入力バイパスコンデンサＣ３からＶＢＡＴ端子へは、電源ラインを低抵抗で配線することが望ましい。これにより、半導体装置１０の入力電圧リップルを低減することが可能となる。

ＲＥＧ部１０１の平滑コンデンサＣ４は、ＶＲＥＧ端子とＧＮＤ端子との間に直近で接続することが望ましい。ダイオードＤ１は、コイルＬ１とトランジスタＮ１との間に直近で接続することが望ましい。出力コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１のカソードと入力バイパスコンデンサＣ３の一端（ＧＮＤ側）との間に直近で接続することが望ましい。これにより、出力電圧リップルを低減することが可能となる。

特に、パルス波形が印加されるコイルＬ１とダイオードＤ１との接続間距離（ないしはコイルＬ１とトランジスタＮ１との接続間距離）を最優先で短くするように配線のレイアウトを行うことが望ましい。すなわち、コイルＬ１とダイオードＤ１との接続間距離は、ダイオードＤ１と出力コンデンサＣ２との接続間距離よりも短くなるように接続することが望ましい。なお、ダイオードＤ１とトランジスタＮ１を半導体装置１０に内蔵している場合、ダイオードＤ１のアノードとトランジスタＮ１のドレインとの接続ノード、及び、ダイオードＤ１のカソードは、それぞれ第１、第２の外部端子として引き出される形となる。この場合、コイルＬ１と第１の外部端子との接続間距離は、第２の外部端子と出力コンデンサＣ２との接続間距離よりも短くなるように接続することが望ましい。

トランジスタＮ１は、ＳＷ端子の直近に接続することが望ましい。コイルＬ１、トランジスタＮ１、及び、抵抗ＲＣＳは、互いに直近でかつ低抵抗で配線することが望ましい。ＳＥＮＳＰ端子への配線は、トランジスタＮ１側からではなく、抵抗ＲＣＳ側から接続することが望ましい。トランジスタＮ１側から配線すると、過電流値が低くなるおそれがあるからである。

抵抗ＲＣＳの一端（ＧＮＤ側）は、ＳＥＮＳＮ端子に単独で配線することが望ましい。抵抗ＲＣＳから接地端への配線は、抵抗ＲＣＳとＳＥＮＳＮ端子との間から配線すべきではない。また、ＧＮＤ配線は、コンデンサＣ２の一端（ＧＮＤ側）まで単独で配線することが望ましい。コンデンサＣ２の一端（ＧＮＤ側）に他の素子を接続すると、ノイズの影響により、電流ドライブ性能を制限するおそれがあるからである。

ＬＥＤ電流設定用の抵抗ＲＩＳＥＴＨは、ＩＳＥＴＨ端子に直近で接続することが望ましい。ＩＳＥＴＨ端子に容量が付くと発振する可能性があるため、容量が付かないように留意すべきである。また、抵抗ＲＩＳＥＴＨの一端（ＧＮＤ側）は、接地端に単独で接続することが望ましい。

半導体装置１０の直近で、それらのピンを直接接続しない場合、半導体装置１０の性能に影響を与え、電流ドライブ性能を制限するおそれがある。コイルＬ１への配線は、電力消費を減らして、全体効率を上げるため、抵抗成分を小さくすることが望ましい。

また、出力コンデンサＣ２に電圧変動を与えた場合、図２５で示すように、素子の伸縮によって基板が揺れて音鳴りを生じることがある。特に、出力コンデンサＣ２の容量値が大きいと、その素子サイズが大きくなり、音鳴りを生じやすくなる。このような音鳴りを低減するためには、出力コンデンサＣ２の素子サイズをできる限り縮小することが望ましく、例えば、図２６で示すように、所望値の半分の容量値を有するコンデンサＣ２ａ、Ｃ２ｂを並列に接続することが考えられる。ただし、図２６で示すように、コンデンサＣ２ａ、Ｃ２ｂを同じ向きで並べると、両者の振動に共振が生じて、音鳴りが助長されるおそれがある。そこで、図２７で示すように、コンデンサＣ２ａ、Ｃ２ｂを互いに異なる向きで並べることにより、両者の共振を避けて、音鳴りを低減することが可能となる。また、図２８で示すように、コンデンサＣ２ａを基板の表面側に配設し、コンデンサＣ２ｂを基板の裏面側に配設することでも、音鳴りを低減することが可能となる。

特に、ＰＷＭ信号の駆動周波数が人間の可聴範囲（一般には、２０［Ｈｚ］〜２０［ｋＨｚ］）であるときには、上記構成が有効である。

また、出力コンデンサＣ２に限らず、入力バイパスコンデンサＣ１、Ｃ３の音鳴り対策としても、上記構成は有効である。

次に、ＲＥＧ部１０１の内部構成について、図２８を参照しながら説明する。

図２９は、ＲＥＧ部１０１の内部構成を示すブロック図である。

本図に示す通り、ＲＥＧ部１０１は、内部電圧ＶＩＮを生成する内部電圧生成回路１０１ａのほかに、第１レベルシフタ１０１ｂと、第２レベルシフタ１０１ｃを有して成る。

第１レベルシフタ１０１ｂは、ＶＢＡＴ端子の端子電圧（コイル電源）の入力を受け、ＰＷＭＰＯＷ端子から入力されるＰＷＭ信号（０−１．４［Ｖ］）のレベルシフトを行うことで、内部電圧生成回路１０１ａのオン／オフ制御を行うための第１イネーブル信号ＥＮ１（０−２０［Ｖ］）を生成する手段である。

第２レベルシフタ１０１ｃは、ＶＲＥＧ端子の端子電圧（ＩＣ電源）の入力を受け、ＰＷＭＰＯＷ端子から入力されるＰＷＭ信号のレベルシフトを行うことで、内部回路（ＲＥＧ部１０１以外の諸回路）のオン／オフ制御を行うための第２イネーブル信号ＥＮ２（０−５［Ｖ］）を生成する手段である。

上記構成から成るＲＥＧ部１０１を内蔵することにより、本実施形態の半導体装置１０では、コイル電源とＩＣ電源とを分離するアプリケーションでも、分離しないアプリケーションでも、ＰＷＭＰＯＷ端子から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、先述のパワーコントロール調光を実現することが可能となる。

次に、ノートパソコンに搭載される液晶ディスプレイのバックライトとして、白色ＬＥＤを用いる場合のメリットについて説明する。

第１の利点は、冷陰極蛍光管（ＣＣＦＬ）と異なり、白色ＬＥＤは面実装チップとなるため、パネルの薄型化、軽量化、耐振動衝撃性の向上を図ることが可能となる点である。第２の利点は、輝度調整範囲が広いため、暗い環境で輝度を絞ることで、省バッテリ化が可能となる点である。第３の利点はＨｇレスによるＲｏＨＳ指令への対応が可能となる点である。第４の利点は、実効値１０００［Ｖｒｍｓ］の高圧電圧が不要となり、各安全規格の取得が容易となる点である。

このようなバックライトのＬＥＤ化に伴い、これを駆動するＬＥＤドライバには、バッテリ寿命をさらに延ばしたり、画面を暗くして消費電力を下げる、といった要求があり、これを実現するために、最低輝度をパネルの絵が見える限界の１［％］まで調整する能力が求められている。なお、冷陰極蛍光管（ＣＣＦＬ）では、その特性上、１０［％］以下まで輝度調整することが困難である（図３０中の四角マーク（ＬＥＤ）と三角マーク（ＣＣＦＬ）とを比較参照）。

そこで、本実施形態の半導体装置１０は、上記最低輝度設定を行う上で、輝度１［％］までの調整範囲を実現し、さらに、低輝度設定でも高効率を実現することが可能な構成とされている。以下では、その構成について詳細に説明する。

まず、上記の目標を達成するために採用すべきＬＥＤ駆動方式について検討する。これを検討する上で課題となるのは、ＬＥＤ輝度ばらつきへの対応である。図３１で示すように、保証設定電流値（例えば２０［ｍＡ］）以上の電流範囲では、ＬＥＤの輝度ばらつきが保証されているので、輝度ばらつきは分かりにくいが、それ以下の電流値に絞った場合には、ＬＥＤの輝度ばらつきが保証されておらず、輝度ばらつきが分かりやすくなる。従って、保証設定電流値でＬＥＤを駆動する必要がある。

そこで、本実施形態の半導体装置１０では、図３２で示すように、ＬＥＤの保証設定電流値（２０［ｍＡ］）とオフ（０［ｍＡ］）の比率に基づいて、平均電流の調整（ＰＷＭ輝度調整）を行う構成とされている。このような構成とすることにより、保証電流値以下の電流領域を使用しないため、ＬＥＤの選別が不要となる。

次に、ＰＷＭ方式で輝度調整１［％］を実現する際の課題について検討する。携帯電話用のＬＥＤドライバＩＣにおいて、パワーコントロール調光方式によるＬＥＤ輝度のＰＷＭ調光を行う場合、図３３で示すように、起動時におけるバッテリのピーク電流を低減すべく、ソフトスタート機能により、ＰＷＭ信号のオン毎にピーク電流の増加の原因となる高速起動が抑制されていた（例えば、起動時間３００［μｓ］、輝度６［％］に相当）。また、ＬＥＤ電流の立ち上がり時間は、ＰＷＭ信号のオン毎にいずれも同一値とされており、かつ、ＤＣ／ＤＣコンバータの反応時間（例えば、反応時間１５０［μｓ］、輝度３［％］に相当）に影響されないように、カレントドライバの起動時間が遅くなる条件に設定されていた。

そのため、ＬＥＤ電流の起動時間５０［μｓ］（輝度１［％］に相当）を実現するためには、ソフトスタート機能により遅らせていた起動時間（３００［μｓ］）と、ＤＣ／ＤＣコンバータの反応時間（１５０［μｓ］）がネックとなるため、これら２つの課題をクリアすることが必要となる。

まず、ＬＥＤ電流の起動時間短縮を実現するための対策について検討する。

先にも述べた通り、ＬＥＤ電流の起動時間短縮を実現する上で問題となるのは、ソフトスタート機能による起動時間３００［μｓ］（輝度６［％］に相当）が目標値の５０［μｓ］（輝度１［％］に相当）よりも遅いことである。

起動時間短縮への取り組みとしては、起動時間の設定値自体を短くすることが考えられるが、この対策では、初回起動時の入力電流のピークが大きくなってしまう（図３４中のポイントＡを参照）。また、過電流リミットを調整して、入力電流を低減することも考えられるが、この対策では、バッテリ電圧が低い条件で、ＬＥＤ電流が目標値に未達となるおそれがある（図３４中のポイントＢを参照）。

そこで、本実施形態の半導体装置１０では、初回起動時には、従来通りの起動時間３００［μｓ］でソフトスタートを行い、２回目以降については、ソフトスタートを解除し、起動時間をゼロ値とする構成とされている。このような構成とすることにより、初回起動時のピーク電流を適切に抑えつつ、２回目以降の起動時間を短縮することが可能となる。

ただし、先にも述べた通り、ＬＥＤ電流の起動時間短縮を実現する上で、もう一つの問題となるのは、図３５で示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータの反応時間１５０［μｓ］（輝度３［％］に相当）が目標値の５０［μｓ］（輝度１［％］に相当）よりも遅いことであり、これを解消しない限り、目標となるＬＥＤ電流の立ち上がり時間を達成することはできない。

ＤＣ／ＤＣコンバータの反応時間を短縮するための取り組みとしては、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するエラーアンプの出力電圧の立ち上がり時間を早くするために、エラーアンプの出力端に接続される位相補償回路のＣＲ時定数を小さくすることが考えられるが、この対策では、システム発振を防止するために、出力コンデンサを２．２［μＦ］から２０［μＦ］に変更する必要があり、５０［Ｖ］耐圧で、かつ、２０［μＦ］の出力コンデンサを薄型パネルに載せることは、設置面積の観点から困難であった。

そこで、本実施形態の半導体装置１０では、エラー出力の立ち上がりを早くするのではなく、エラー出力の立ち上がりに必要な変化量を少なくするという観点に立ち、ＬＥＤ電流が立ち上がるまで、エラー出力の前値（ＰＷＭ信号がオフされる前のエラー出力）を保持することで、ＬＥＤ電流の起動時間の短縮を図る構成とされている。

具体的には、図３６で示す通り、本実施形態の半導体装置１０は、ＬＥＤ電流の立ち上がりを検出する検出回路１２４と、ＰＷＭ信号がローレベルとされてからＬＥＤ電流の立ち上がりが検出されるまで、エラー出力の前値を保持（スイッチ１２６をオフ）するためのタイミング信号を生成する前値保持回路１２５と、エラーアンプ１０７の出力端に接続され、前記保持回路１２５からのタイミング信号に応じてオン／オフ制御されるスイッチ１２６と、を有して成る。

なお、上記の検出回路１２４としては、ＬＥＤ電流の立ち上がりをモニタする構成と、ＬＥＤ端子電圧が所定の閾値に達したか否かをモニタする構成とがあり、いずれか一方の構成を採用してもよいし、両方の構成を採用しても構わない。

このように、位相補償用のコンデンサをエラー出力の前値保持用にも流用し、ＬＥＤ電流が立ち上がるまで、エラー出力の前値を保持する構成であれば、図３７で示すように、エラー出力の変化量（ドロップ量）が少なく、その立ち上げが早くなるので、先述したソフトスタート機能のオン／オフ制御と合わせることで、ＬＥＤ電流の立ち上がり時間１０［μｓ］（輝度０．２［％］に相当）を実現することが可能となる。なお、図３８は、パワーコントロール調光時のＬＥＤ電流挙動を示しており、図３９は、カレントドライバ調光時のＬＥＤ電流挙動を示している。

上記改良を施した結果、本実施形態の半導体装置１０は、図４０で示すように、輝度調整１［％］よりもさらに低輝度範囲まで、具体的には、０．２〜１００［％］の範囲で、ＬＥＤの輝度を調整することが可能となり、また、図４１で示すように、輝度の明暗によることなく、全ての調整範囲において高効率を実現することができる。特に、低輝度調整時の効率を非常に改善することができ、バッテリ寿命を大幅に（１５分以上）伸ばすことが可能となる。また、実装面積も非常に小さく、さらに、エラー出力の前値保持を行ったことに伴い、図４２で示すように、出力電圧の変動が小さくなるので、出力コンデンサの音鳴りについても、解消することが可能となる。

次に、ＰＷＭ信号のハイレベル期間（ＬＥＤのオン期間）を短く設定した場合でも、ソフトスタート機能のオン／オフ制御を適切に行うための対策について説明する。

本実施形態の半導体装置１０では、ＰＷＭ信号がハイレベルに立ち上げられてから、所定時間が経過した時点で、以後のソフトスタート機能を無効とする制御が行われる。その際、ＰＷＭ信号のハイレベル期間が十分にある場合には、図４３（ａ）で示す通り、ＰＷＭ信号の初回ハイレベル期間中に所定時間のカウントを完了し、これをトリガとして、以後のソフトスタート機能を無効とすることが可能であるが、ＰＷＭ信号のハイレベル期間が短く設定された場合には、図４３（ｂ）で示すように、ＰＷＭ信号の初回ハイレベル期間中に所定時間のカウントを完了することができず、ソフトスタート機能を無効とするためのトリガを生成することができないケースも生じ得る。

そこで、本実施形態の半導体装置１０では、ＰＷＭ信号のパルス数（例えば立ち下がりエッジ）をカウントし、３回目のパルスを検出した時点で、強制的にソフトスタートを解除する構成とされている。このような構成とすることにより、ＰＷＭ信号のハイレベル期間を短く設定した場合でも、ソフトスタート機能のオン／オフ制御を適切に行うことが可能となる。

次に、ＬＥＤドライバを制御する他ＩＣから、規則正しいＰＷＭ信号が出力されない場合であっても、ＬＥＤドライバの正常動作を維持するための対策について説明する。

先にも述べた通り、本実施形態の半導体装置１０は、ＬＥＤ端子検出部１１６を有して成り、使用されるＬＥＤ端子はＬＥＤのカソードに接続される一方、未使用のＬＥＤ端子は接地端に接続される構成とされている。

ここで、ＬＥＤ端子電圧が所定の閾値（例えば０．１［Ｖ］）を下回っている場合に、そのＬＥＤ端子は未使用端子であると判定する構成では、図４４で示すように、一旦、使用端子であると判定されたＬＥＤ端子であっても、何らかの原因（例えば、グラフィックチップのソフトバグ）により、ＰＷＭ信号が誤って停止される区間（ローレベル区間）が生じた場合に、ＬＥＤ端子電圧が低下して未使用端子として検出され、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作が停止されるおそれがある。このような意図しない昇圧停止が生じると、リセット信号を入力せざるを得ず、ユーザにとっては使い勝手が悪い。

そこで、本実施形態の半導体装置１０では、図４５で示すように、ＬＥＤ端子電圧が一度でも１．０［Ｖ］を超えたら、そのＬＥＤ端子を使用端子として検出し、以後、ＬＥＤ端子電圧が低下しても未使用端子として検出しない構成とされている。すなわち、パワーオン時に使用端子であるか否かの判定を行い、一度でも使用端子であることが確認されたＬＥＤ端子については、その検出結果を保持して、途中で未使用端子と判定されることがなくなるので、何らかの原因で一瞬ＰＷＭ信号が途絶えた場合であっても、ＰＷＭ信号の復帰に伴い、何ら支障なく再点灯することが可能となる。

次に、ＬＥＤ端子電圧のノイズ対策について図４６を参照しながら説明する。

図４６は、ＬＥＤ端子電圧のノイズ対策を実現するための一構成例を示すブロック図である。

定電流ｉｘを生成する定電流源Ｉｘの能力向上に伴って、ＬＥＤ端子電圧ＶＦＢが急峻に立ち下がり、大きなノイズを生じるおそれがある。そこで、本実施形態のＬＥＤ駆動装置は、負荷であるＬＥＤと並列に接続されるノイズ軽減用コンデンサＣｘを有して成る構成とされている。このような構成であれば、定電流源Ｉｘの起動に際して、まずコンデンサＣｘに充電電流ｉＣｘが流れるので、ＬＥＤ電流ｉＬＥＤを緩やかに立ち上げることが可能となる。すなわち、コンデンサＣｘの容量値に応じて、ＬＥＤ端子電圧ＶＦＢが立ち下がるときの傾きを調整し、ノイズを低減することが可能となる。

図４７は、ＬＥＤ端子電圧のノイズ対策を説明するための図であり、上から順に、ＰＷＭ信号、定電流ｉｘ、ＬＥＤ電流ｉＬＥＤ、充電電流ｉＣｘ、及び、ＬＥＤ端子電圧ＶＦＢの各挙動を示している。

なお、図４６では、コンデンサＣｘをパネル側に設けた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、コンデンサＣｘをセット側に設けても構わない。

なお、上記の実施形態では、本発明の適用対象として、モバイルノートＰＣ、ポータブルＤＶＤプレーヤ、カーナビなどに搭載される中型ＬＣＤパネルのバックライト駆動制御を行う半導体装置を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、その他の負荷駆動装置にも広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

本発明は、負荷（中型ＬＣＤパネルのＬＥＤバックライトなど）の駆動制御を行う駆動装置に好適な技術である。

は、本発明に係る半導体装置の一実施形態を示すブロック図である。 は、外部端子のピン番号、端子名、入力／出力の区分、機能、及び、端子等価回路図のグループ区分を示した対応表である。 は、外部端子の入出力等価回路図（グループＡ〜Ｇ）である。 は、１０灯×６並列、ＬＥＤ電流２０［ｍＡ］、起動電流８．８［μＡ］設定時におけるカレントドライバＰＷＭアプリケーションを示す図である。 は、１０灯×４並列、ＬＥＤ電流２０［ｍＡ］、起動電流６［μＡ］設定時におけるカレントドライバＰＷＭアプリケーションを示す図である。 は、１０灯×６並列、ＬＥＤ電流２０［ｍＡ］設定時におけるパワーコントロールＰＷＭアプリケーションを示す図である。 は、内部ＲＥＧ不使用時または５［Ｖ］以下で駆動時におけるアプリケーションを示す図である。 は、半導体装置１０の電気的特性を示す表である。 は、ＦＡＩＬＳＥＬ端子の動作説明を行うための図である。 は、ＦＡＩＬＳＥＬ端子がハイレベルとされている場合の消灯制御を説明するための図である。 は、コントロール信号のタイミングチャートである。 は、コントロール信号ラインの電流制限を説明するための図である。 は、ＲＳＴＶ＝５［Ｖ］であるときの消費電流例を示す表である。 は、起動制御とＬＥＤ電流の選択制御を説明するための論理値表である。 は、ＰＷＭＰＯＷ端子でのＰＷＭ制御時にＰＷＭＰＯＷ端子をローレベルとすることで消灯制御を行う様子を示したタイミングチャートである。 は、ＰＷＭＰＯＷ端子でのＰＷＭ制御時にＲＳＴＢ端子をローレベルとすることで消灯制御を行う様子を示したタイミングチャートである。 は、起動電流のオフタイミングを示したタイミングチャートである。 は、ＰＷＭＤＲＶ端子でのＰＷＭ制御時にＰＷＭＤＲＶ端子をローレベルとすることで消灯制御を行う様子を示したタイミングチャートである。 は、ＰＷＭＤＲＶ端子でのＰＷＭ制御時にＲＳＴＢ端子をローレベルとすることで消灯制御を行う様子を示したタイミングチャートである。 は、カレントドライバＰＷＭ調光とパワーコントロールＰＷＭ調光の特徴を示す図である。 は、電源分離時のアプリケーションを示す図である。 は、半導体装置１０のレイアウトを示す図である。 は、実際のレイアウトパターン（表面）の一例を示す図である。 は、実際のレイアウトパターン（裏面）の一例を示す図である。 は、出力コンデンサＣ２の音鳴きを説明するための模式図である。 は、出力コンデンサＣ２の一配設例を示す図である。 は、出力コンデンサＣ２の一配設例を示す図である。 は、出力コンデンサＣ２の一配設例を示す図である。 は、ＲＥＧ部１０１の内部構成を示すブロック図である。 は、ＬＥＤの輝度調整特性と冷陰極蛍光管（ＣＣＦＬ）の輝度調整特性とを比較するための図である。 は、ＬＥＤの輝度特性の一例を示す図である。 は、ＰＷＭ輝度調整の一例を示す図である。 は、ＰＷＭ輝度調整の課題を説明するための図である。 は、ＬＥＤ電流の起動時間短縮を実現する上で解決すべき第１の問題点を説明するための図である。 は、ＬＥＤ電流の起動時間短縮を実現する上で解決すべき第２の問題点を説明するための図である。 は、エラー出力の前値保持を実現するための一構成例を示すブロック図である。 は、エラー出力の前値保持によるＬＥＤ電流の高速起動を説明するためのタイミングチャートである。 は、パワーコントロール調光時のＬＥＤ電流挙動を示すタイミングチャートである。 は、カレントドライバ調光時のＬＥＤ電流挙動を示すタイミングチャートである。 は、輝度調整値とＬＥＤ電流との相関関係を示す図である。 は、輝度調整値と効率との相関関係を示す図である。 は、出力電圧変動の抑制効果を説明するための図である。 は、ソフトスタート機能のオン／オフ制御を説明するための図である。 は、ＬＥＤ端子検出の誤動作を説明するための図である。 は、ＬＥＤ端子検出部１１６の一動作例を説明するための図である。 は、ＬＥＤ端子電圧のノイズ対策を実現するための一構成例を示すブロック図である。 は、ＬＥＤ端子電圧のノイズ対策を説明するための図である。

符号の説明

１０ 半導体装置（ＬＥＤドライバＩＣ）
１０１ 内部電圧生成部（ＲＥＧ部）
１０２ 温度保護部（ＴＳＤ部）
１０３ 内部電圧検出部
１０４ 減電圧保護部（ＵＶＬＯ部）
１０５ ショットキーバリアダイオード外れ保護部（ＳＢＤ外れ保護部）
１０６ 過電圧保護部（ＯＶＰ部）
１０７ エラーアンプ
１０８ ＰＷＭコンパレータ
１０９ ソフトスタート部
１１０ 発振器部
１１１ スロープ電圧生成部
１１２ 電流検出部
１１３ 制御ロジック部
１１４ ＳＲフリップフロップ
１１５ ドライバ
１１６ ＬＥＤ端子検出部
１１７ ＬＥＤ端子過電圧保護部
１１８ 第１電流（ＩＳＥＴＨ）設定部
１１９ 第２電流（ＩＳＥＴＬ）設定部
１２０ スイッチ
１２１ インバータ
１２２ スイッチ
１２３ カレントドライバ
１２４ 検出回路
１２５ 前値保持回路
１２６ スイッチ

Claims (8)

1. 入力電圧の印加端と接地端との間に接続されて前記入力電圧を平滑化する入力バイパスコンデンサと、
   スイッチ素子と、
   ＰＷＭ信号を用いて前記スイッチ素子のオン／オフ状態を切り替える制御部と、
   を有し、
   前記スイッチ素子を用いて前記入力電圧をオン／オフすることにより前記入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記入力バイパスコンデンサ、前記スイッチ素子、及び、前記制御部は、いずれも同一の基板上に搭載されており、
   前記入力バイパスコンデンサは、前記入力電圧の印加端と接地端との間に複数個のコンデンサが並列接続されたものであり、
   前記ＰＷＭ信号の駆動周波数は、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚであることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、いずれも同一種類のコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、いずれも同じ向きで並べられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、互いに異なる向きで並べられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記入力バイパスコンデンサを形成する複数個のコンデンサは、基板の表面側と裏面側に分散して配設されていることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 一端が前記入力電圧の印加端に接続されるコイルと、一端が前記コイルの他端に接続される前記スイッチ素子と、アノードが前記コイルの他端に接続され、カソードが前記負荷の一端に接続されるダイオードと、前記ダイオードのカソードと接地端との間に接続される出力コンデンサと、前記負荷の他端から引き出される帰還電圧に基づいて前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う前記制御部と、を有して成るＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記コイルと前記ダイオードとの接続間距離は、前記ダイオードと前記出力コンデンサとの接続間距離よりも短いことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. バッテリと、前記バッテリから供給される入力電圧を所望の出力電圧に変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、を有して成る駆動装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータとして、請求項１〜請求項６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータを有して成ることを特徴とする駆動装置。
8. 前記負荷と並列に接続されるノイズ軽減用コンデンサを有して成ることを特徴とする請求項７に記載の駆動装置。