JP5310018B2

JP5310018B2 - 発振器

Info

Publication number: JP5310018B2
Application number: JP2009008183A
Authority: JP
Inventors: 厚清原; 匡亨石川; 壮洋山本; 典仁松川
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2009-01-16
Filing date: 2009-01-16
Publication date: 2013-10-09
Anticipated expiration: 2029-01-16
Also published as: JP2010166438A

Description

本発明は、水晶振動子の発振周波数の温度補償を行う発振器に関し、特に温度補償機能とＡＦＣ（ＡｕｔｏＦｒｅｑｕｅｎｙＣｏｎｔｒｏｌ）機能を備えた発振器に関する。

図４は従来の温度補償型水晶発振器の回路構成を示す説明図である。図示のように温度補償型水晶発振器１は、インバーター素子を用いた発振回路２と、電圧可変容量素子に印加する温度補償電圧を発生する温度補償回路３と、可変容量素子を用いたＡＦＣ回路４と、を付加している。温度補償回路３は、１次電圧発生回路と３次電圧発生回路とで構成されており、水晶振動子自身が持つ本来の周波数温度特性を打ち消すために、発振回路２内の可変容量素子に温度補償電圧を印加して、例えば水晶振動子の３次曲線の温度特性を打ち消すように周波数を可変させて発振周波数を安定化させている。ＩＣ化された発振器では、ＡＦＣ回路４をオペアンプで構成している。すなわちオペアンプの抵抗値を制御することで外部制御電圧のゲインを任意に変更し、ＩＣの電気的特性にばらつきを補正すると共に、ユーザーの任意の仕様に合わせたＡＦＣ特性が得られるように調整することができる。このＡＦＣ回路４は、ユーザーが使用する機能であり、外部制御電圧に対して所望の周波数可変が求められる。ＡＦＣ機能は、ユーザーごとに、外部制御電圧範囲や、必要とする周波数可変幅が異なっている。
このような温度補償回路とＡＦＣ回路を備えた水晶発振器が特許文献１、２に開示されている。

特開２００２−２１７６４３号公報特開２００７−１９５６５号公報

図５は、従来の温度補償型水晶発振器のＡＦＣ特性を示す説明図である。同図の横軸は外部制御電圧（Ｖ）を示し、縦軸は発振周波数の偏差（ｐｐｍ）を示している。従来の温度補償型水晶発振器に温度補償回路とＡＦＣ回路が共存する温度補償型水晶発振器の場合、常温においてＡＦＣ回路を最適設計しても、図示のように、その温度特性を確認すると温度によってＡＦＣ特性の傾きが変化してしまう。これは温度補償電圧により温度補償用の可変容量素子が容量変化するので、この可変容量の変化の影響を受けて、予め設定された可変容量素子の感度に影響を及ぼしてしまうためである。そうするとＡＦＣ回路により変化する発振周波数の変化量が変わってしまう。

そこで本発明は、従来技術の問題点を解決するため、温度補償機能とＡＦＣ機能を備えた回路構成において、ＡＦＣ機能が温度補償の影響を受けにくくする事を実現した発振器を提供することを目的としている。

本発明は、上記の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。
〔適用例１〕振動子、前記振動子を発振させる発振用増幅回路、および前記発振用増幅回路の出力信号の周波数を制御する電圧制御型の第１及び第２の可変容量素子を備えている発振回路と、前記第１の可変容量素子の容量値を制御して前記発振回路の周波数温度特性を補償するための温度補償電圧を出力する温度補償電圧発生回路と、外部から供給される外部制御電圧に応じた周波数制御電圧を前記第２の可変容量素子に供給する周波数制御電圧出力用増幅回路と、前記温度補償電圧に応じて基準電流が制御されるものであって、前記外部制御電圧に基づく第１の電圧と固定電圧とが入力され、前記第１の電圧と前記固定電圧との差分に応じた出力電流を前記周波数制御電圧出力用増幅回路に供給する差動増幅回路と、を備えていることを特徴とする発振器。

これにより温度補償電圧による発振回路の負荷容量が変化し、ＡＦＣ回路用の可変容量値の可変感度が変化しても温度補償電圧に応じた出力電流を用いて周波数制御電圧を微調整することができる。よって温度変化に係らずゲイン変動の小さなＡＦＣ特性が得られる。またＡＦＣ電圧または温度補償電圧を出力する可変容量素子を独立に設けて、個々に電圧設定することができる。

〔適用例２〕前記周波数制御電圧出力用増幅回路の入力端に出力端が接続したオペアンプ、前記オペアンプの入力端までの前記外部制御電圧の供給経路に挿入接続されている入力抵抗、および複数の抵抗を直列接続した前記オペアンプ用の帰還抵抗と、を備え、前記複数の抵抗の接続点に発生する電圧が前記第１の電圧であることを特徴とする適用例１に記載の発振器。

〔適用例３〕前記差動増幅回路の前記外部制御電圧と前記固定電圧が供給される第１及び第２のトランジスターのエミッタに抵抗を備えていることを特徴とする適用例１または適用例２に記載の発振器。
これにより差動増幅回路に入力する外部制御電圧の入力幅を広くとることができ、ゲイン調整を容易に行うことができる。

本発明の発振器の構成概略を示す図である。ＡＦＣ電圧（ＶＡＦＣ）と外部制御電圧（ＶＣＯＮＴ）の関係を示すグラフである。変形例の発振器の構成概略を示す図である。従来の温度補償型水晶発振器の回路構成を示す説明図である。従来の温度補償型水晶発振器のＡＦＣ特性を示す説明図である。

本発明の発振器の実施形態を添付の図面を参照しながら以下詳細に説明する。図１は本発明の発振器の構成概略を示す図である。図示のように本発明の発振器１０は、発振回路２０と、温度補償電圧発生回路３０と、増幅回路４０と、電圧調整手段５０とを主な構成要件としている。

発振回路２０は、発振用増幅回路を形成する帰還抵抗２２とインバーター素子２４と、圧電振動子２６と電圧制御型の複数の可変容量素子２８とから構成されている。可変容量素子２８は、一例としてＭＯＳ型の電圧可変容量素子を適用することができ、この場合、ＭＯＳ型の電圧可変容量素子のゲート端子の電位とバックゲート端子の電位とを制御して容量値を制御するものとなる。第２の可変容量素子２８ｂのゲート端子は、コンデンサーＣ１を介してインバーター素子２４の入力端側に接続し、第１の可変容量素子２８ａのゲート端子は、コンデンサーＣ２を介してインバーター素子２４の出力端側に接続され、第１及び第２の可変容量素子２８ａ，２８ｂのバックゲート端子は接地されている。そして第２の可変容量素子２８ｂのゲート端子とコンデンサーＣ１の間の接続点に抵抗Ｒ１を介して、後述する増幅回路４０からのＡＦＣ電圧（周波数制御電圧）が供給される。一方、第１の可変容量素子２８ａのゲート端子とコンデンサーＣ２の間の接続点に抵抗Ｒ２を介して、後述する温度補償電圧発生回路３０からの温度補償電圧（Ｖｃｏｍｐ）が供給される。

温度補償電圧発生回路３０は、１次電圧発生回路３２と３次電圧発生回路３４と温度センサー３６から構成されている。１次電圧発生回路３２及び３次電圧発生回路３４には、温度センサー３６の出力信号を入力している。１次電圧発生回路３２及び３次電圧発生回路３４の出力信号を加算器により合成した温度補償電圧を第１の可変容量素子２８ａへ印加して、水晶振動子の温度特性を打ち消すように第１の可変容量素子２８ａの値（容量値）を制御して発振周波数を制御するようにしている。

増幅回路４０は、第１及び第２のオペアンプ４２，４４で構成されている。第１のオペアンプ４２は、抵抗Ｒａ，Ｒｂと反転増幅回路を構成している。第１のオペアンプ４２の非反転入力端子には固定電圧（ＶＲＥＦ１）が供給される。第２のオペアンプ４４は、抵抗Ｒｃ，Ｒｄと反転増幅回路を構成している。第２のオペアンプ４４の非反転入力端子には固定電圧（ＶＲＥＦ２）が供給される。このような構成の前記増幅回路４０は、ＡＦＣ機能の役割を成し、調整されたＡＦＣ電圧を第２の可変容量素子２８ｂへ出力させている。

電圧調整手段５０は、差動増幅回路５２と、分圧回路５４と、電圧電流変換回路５６とから構成されている。
差動増幅回路５２は、第１及び第２のＰＮＰトランジスターＴｒ１ａ，Ｔｒ１ｂと、第１及び第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａ，Ｔｒ２ｂとから構成されている。

第１及び第２のＰＮＰトランジスターＴｒ１ａ，Ｔｒ１ｂは、エミッタが電源入力（ＶＤＤ）端子６０と接続し、ベースを互いに接続し、第１のＰＮＰトランジスターＴｒ１ａのコレクタとベースを接続し、カレントミラー回路を構成している。

第１及び第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａ，Ｔｒ２ｂは、コレクタを第１及び第２のＰＮＰトランジスターＴｒ１ａ，Ｔｒ１ｂのコレクタと接続している。第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのベースは、後述する分圧回路５４を介して外部制御電圧端子７０に接続させている。第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ｂのベースは、固定電圧ＶＲＥＦ３が供給される。また第１及び第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａ，Ｔｒ２ｂのエミッタには、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して後述する電圧電流変換回路５６のカレントミラーを構成する第４のＮＰＮトランジスターＴｒ３ｂのコレクタに接続している。

差動増幅回路５２の外部制御電圧と固定電圧が供給される第１及び第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａ，Ｔｒ２ｂのエミッタに抵抗Ｒ３，Ｒ４を備えたことにより、差動増幅回路５２に入力する外部制御電圧の入力幅を広くとることができ、ゲイン調整を容易に行うことができる。

また第２のＰＮＰトランジスターＴｒ１ｂのコレクタと第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ｂのコレクタの間と、第２のオペアンプの抵抗Ｒｃ，Ｒｄ間とを接続し、出力電流（Ｉｏｕｔ）を第２のオペアンプ４４へ供給している。

分圧回路５４は、一端を外部制御電圧入力端子７０と増幅回路４０との間に接続させてあり、他端を差動増幅回路５２の第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのベースに接続させている。分圧回路５４は、複数の抵抗を直列接続して形成し、外部制御電圧を所定電圧に調整している。

電圧電流変換回路５６は、供給された電圧に応じた電流を発生させる回路である。本実施形態では、具体的に温度補償電圧発生回路３０から出力された温度補償電圧が変換回路の入力側に入力されて、温度補償電圧に応じた電流に変換している。電圧電流変換回路５６は、カレントミラー接続された第３及び第４のＮＰＮトランジスターＴｒ３ａ，Ｔｒ３ｂを有するカレントミラー回路を介して差動増幅回路５２の第１及び第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａ，Ｔｒ２ｂのエミッタと接続している。
このような構成により差動増幅回路５２は、電圧電流変換回路５６から温度補償電圧に応じた電流を基準電流としている。

上記構成による本発明の圧電発振回路の動作について以下説明する。図２はＡＦＣ電圧（ＶＡＦＣ）と外部制御電圧（ＶＣＯＮＴ）の関係を示すグラフである。同グラフの横軸は外部制御電圧（ＶＣＯＮＴ）を示し、縦軸はＡＦＣ電圧（ＶＡＦＣ）を示す。破線は補正前のＡＦＣ特性を示し、実線は補正後のＡＦＣ特性を示している。

まず差動増幅回路５２の第１のＰＮＰトランジスターＴｒ１ａ，１ｂからなるカレントミラー回路では、それぞれのトランジスターに同じ電流が流れる。
また外部制御電圧入力端子７０から入力された外部制御電圧が分圧回路５４に供給される。分圧回路５４では外部制御電圧を所定の電圧に調整している。所定電圧に調整された外部制御電圧が第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのベースに供給される。一方、第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ｂのベースには固定電圧ＶＲＥＦ３が供給される。

また温度補償電圧発生回路３０からの温度補償電圧が電圧調整手段５０の電圧電流変換回路５６に供給される。電圧電流変換回路５６では、供給された温度補償電圧に応じた電流を発生し、カレントミラー回路を構成する第４のＮＰＮトランジスターＴｒ３ｂのベースに供給される。第４のＮＰＮトランジスターＴｒ３ｂのベースには、基準電流として温度補償電圧に応じた電流が供給される。

外部制御電圧を分圧した電圧Ｖｉｎと、固定電圧ＶＲＥＦ３が等しい場合には、外部制御電圧が基準値である基準状態のときであり、第１及び第２のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａ，Ｔｒ２ｂのベース電圧が等しくなる。そうすると出力電流Ｉｏｕｔが全く流れない状態となる。この場合、外部制御電圧のみの信号が増幅回路４０により増幅されてＡＦＣ電圧となり、第２の可変容量素子２８ｂへ供給される。

次に、外部制御電圧を分圧した電圧Ｖｉｎが、固定電圧ＶＲＥＦ３よりも低い場合には（Ｖｉｎ＜ＶＲＥＦ３）、第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａの電圧が、第２のトランジスターＴｒ２ｂの電圧よりも小さい状態となる。結果的に第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのコレクタ電流が、第２のトランジスターＴｒ２ｂのコレクタ電流よりも小さい状態となる。そうすると増幅回路の第２のオペアンプ４４側からの差分の電流が差動増幅回路５２内へ流れ込むことになる。よって図２のＡに示すように足りない電流分を補おうとして第２のオペアンプ４４では、ゲインが上がることになる。

一方、外部制御電圧を分圧した電圧Ｖｉｎが、固定電圧ＶＲＥＦ３よりも高い場合には（Ｖｉｎ＞ＶＲＥＦ３）、第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのコレクタ電流が、第２のトランジスターＴｒ２ｂのコレクタ電流よりも大きい状態となる。そうすると差動増幅回路５２により第２のオペアンプ４４へ出力電流として送り込むことになる。よって図２のＢに示すように第２のオペアンプ４４では、ゲインが下がることになる。また温度補償電圧に応じて変化する基準電流が大きくなった場合、ＡＦＣ電圧はＣ、Ｄのように傾きが変わるのでＡＦＣ特性の傾きを調整することができる。

図３は発振器の変形例の構成概略を示す図である。図３は説明の便宜上、増幅回路４０と電圧調整手段５０のみを示している。変形例の発振器１０Ａと図１に示す発振器１０との構成上の相違は、分圧回路を削除して、第１のオペアンプ４２の複数の帰還抵抗の間と差動増幅回路５２の第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのベースを接続した構成である。その他の構成は図１に示す発振器と同一の構成であり、その詳細な説明を省略する。

前述のように分圧回路は複数の抵抗を直列接続して形成することができ、本実施形態では、増幅回路２０の第１のオペアンプ４２の直列抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｂ’のうち抵抗Ｒｂ、Ｒｂ’の間と、第１のＮＰＮトランジスターＴｒ２ａのベースを接続している。

上記構成による変形例の発振器１０Ａによれば、図１に示す分圧回路を第１のオペアンプの直列抵抗と代替することによって、分圧回路の構成を削除することができ、発振器の全体構成を簡略化させることができる。増幅回路４０の帰還抵抗から外部制御電圧を差動増幅回路５２へ入力させる構成であっても、図１の発振器１０と同様にＡＦＣ電圧を調整することができる。

１………温度補償水晶型発振器、２………発振回路、３………温度補償回路、４………ＡＦＣ回路、１０、１０Ａ………発振器、２０………発振回路、２２………帰還抵抗、２４………インバーター素子、２６………圧電振動子、２８………可変容量素子、３０………温度補償電圧発生回路、３２………１次電圧発生回路、３４………３次電圧発生回路、３６………温度センサー、４０………増幅回路、４２………第１のオペアンプ、４４………第２のオペアンプ、５０………電圧調整手段、５２………差動増幅回路、５４………分圧回路、５６………電圧電流変換回路、６０………電源入力端子、７０………外部制御電圧入力端子。

Claims

振動子、前記振動子を発振させる発振用増幅回路、および前記発振用増幅回路の出力信号の周波数を制御する電圧制御型の第１及び第２の可変容量素子を備えている発振回路と、
前記第１の可変容量素子の容量値を制御して前記発振回路の周波数温度特性を補償するための温度補償電圧を出力する温度補償電圧発生回路と、
外部から供給される外部制御電圧に応じた周波数制御電圧を前記第２の可変容量素子に供給する周波数制御電圧出力用増幅回路と、
前記温度補償電圧に応じて基準電流が制御されるものであって、前記外部制御電圧に基づく第１の電圧と固定電圧とが入力され、前記第１の電圧と前記固定電圧との差分に応じた出力電流を前記周波数制御電圧出力用増幅回路に供給する差動増幅回路と、
を備えていることを特徴とする発振器。
前記周波数制御電圧出力用増幅回路の入力端に出力端が接続したオペアンプ、前記オペアンプの入力端までの前記外部制御電圧の供給経路に挿入接続されている入力抵抗、および複数の抵抗を直列接続した前記オペアンプ用の帰還抵抗と、を備え、
前記複数の抵抗の接続点に発生する電圧が前記第１の電圧であることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
前記差動増幅回路の前記外部制御電圧と前記固定電圧が供給される第１及び第２のトランジスターのエミッタに抵抗を備えていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発振器。