JP4311313B2 - 圧電発振器 - Google Patents

Description

本発明は、ＭＯＳ容量素子を用いた温度補償圧電発振器に関する。

近年、圧電素子、例えば水晶振動子を使用した発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信機器のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった信号雑音比特性（Ｃ／Ｎ）の向上が望まれている。

そこで、このような要求に応えるため、本出願人はＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器（特開２００１−６０８２８号）、及び小型化・ローコスト化可能なＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器（特願２００３−１２２４２０号）を考案し出願している。

図７は本出願人により出願された、従来のＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器（特願２００３−１２２４２０号）のブロック図を示したものである。図７に示した従来の温度補償発振器は、ＡＴカットの水晶振動子Ｘ１と、前記水晶振動子Ｘ１に接続された温度補償回路１と、前記温度補償回路１に接続するコルピッツ発振回路２とを備え、前記温度補償回路１は、低温補償用のＭＯＳ容量素子ＭＬと、高温補償用のＭＯＳ容量素子ＭＨと、前記ＭＯＳ容量素子ＭＬのアノードに接続された抵抗Ｒ１と、前記ＭＯＳ容量素子ＭＨのカソードに接続された抵抗Ｒ２と、ＭＯＳ容量素子ＭＬのカソード及びＭＯＳ容量素子ＭＨのアノードに接続された抵抗Ｒ３と、温度補償の感度調整用のコンデンサＣ１とを備えている。

図７に示した従来のＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器は、二つのＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨにそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して二つの温度補償電圧（低温補償電圧ＶＬ、高温補償電圧ＶＨ）及び、抵抗Ｒ３を介して固定電圧ＶＲＥＦを与え、前記温度補償電圧ＶＬ、ＶＨにより前記ＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨのゲート−アノード間の容量をそれぞれ変化させ、発振ループ中の負荷容量を制御することにより、水晶振動子Ｘ１固有の周波数温度特性を相殺するようにしたものである。

ここで、ＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨの容量変化の特性について説明する。図８はＭＯＳ容量素子単体のゲート−アノード間の電圧変化に対する容量変化の特性の一例を示したものである。
図８において、ＭＯＳ素子のアノード電圧を基準としたゲート電圧とＭＯＳ容量素子の両端に現れる容量値との関係は、ゲート電圧がアノード電圧よりも低いＶａにおいては容量値は高く、その変化は僅少であり、ゲート電圧がＶｂ’からＶａ’へと高くなるにつれ容量値は急激に減少する。更に、ゲート電圧がＶａ’から増加しアノード電圧よりも高くなるとその容量変化は僅少となり、Ｖｂにおいて容量値はほぼ最小となる。

このようなＭＯＳ容量素子の特性において、例えば水晶振動子Ｘ１が図９に示す３次関数曲線の温度特性を持つＡＴカットの場合には、Ａ’→Ａへと変化する曲線部分を低温補償領域（低温→常温）として利用し、Ｂ→Ｂ’へと変化する曲線部分を高温補償領域（常温→高温）として利用することができる。すなわち、図１０に示すように、温度変化に対しＶａ’（低温）からＶａ（常温）へと直線的に増加する温度補償電圧ＶＬを生成し、これを抵抗Ｒ１を介してＭＯＳ容量素子ＭＬのアノードに供給すると共に、温度変化に対しＶｂ（常温）からＶｂ’（高温）へと直線的に減少する温度補償電圧ＶＨを生成し、これを抵抗Ｒ２を介してＭＯＳ容量素子ＭＬのカソードに供給することにより、３次関数曲線の温度特性を持つ水晶振動子の温度補償が可能となる。

図１１は温度補償電圧ＶＬを生成する従来の温度補償電圧生成回路を示したものである。
図１１において、温度補償電圧生成回路は定電流回路３と、前記定電流回路３に接続された直列接続のダイオードＣＲ１、２、…と、前記ダイオードＣＲ１、２、…の順方向電圧Ｖｄを増幅し温度補償電圧を出力する直流増幅回路４とを備えている。
図１１において、定電流源３から前記ダイオードＣＲ１、２、…に一定の電流を供給するとその順方向電圧Ｖｄは温度変化に対し直線的に減少することが知られている。これを直流増幅回路４にて増幅するとともに、所定の電圧ＶＲＥＦを前記直流増幅回路４にて加算すると、温度変化に対して直線的に減少する所望の温度補償電圧ＶＨを生成することができる。また、図１２は温度補償電圧ＶLを生成する従来の温度補償電圧生成回路を示したものである。図１２に示した回路は、図１１に示した回路において直流増幅回路４を直流反転増幅回路５としたものでありその他は全く同じである。

図１３は、従来のＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器の第２の実施例を示したものである。図１３に示した温度補償発振器は、図７に示したものを、ＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨのそれぞれのゲートとアノードの接続極性を逆にしたものであり、その他は全く同じ構成である。この実施例においては温度補償電圧ＶＬ、ＶＨの極性を図９に示したものと逆にする必要があるが、温度補償の動作は前述したとおりである。
特開２００１−６０８２８号 特願２００３−１２２４２０号

ところが、図７或いは図１３に示した従来のＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器には次の様な問題点がある。すなわち、図１１、１２の温度補償電圧生成回路において温度補償電圧ＶＬ、ＶＨが生成されるときに、ダイオードＣＲ１、２…の順方向電圧Ｖｄに含まれる雑音が増幅され重畳されている。この雑音は絶対零度から温度に比例して増加する白色雑音が支配的であるが、今、温度補償領域の範囲のみに限定して考えると、雑音の大きさはほぼ一定と考えて良い。この雑音が増幅されＭＯＳ容量素子ＭＬ、ＭＨに重畳されると、温度補償発振器の位相雑音特性に影響しＣ／Ｎ特性が劣化することが知られている。

ところで、ＭＯＳ容量素子を用いた温度補償発振器は、図８に示したようにＭＯＳ容量素子の感度が急峻な部分Ａ’−Ｂ’を温度補償に利用し、常温においてはＭＯＳ容量素子の感度が平坦な部分（ＡまたはＢの部分）を利用している。従って、温度補償発振器の位相雑音（Ｃ／Ｎ特性）の温度特性を測定すると、図１４に示すように常温の位相雑音に比べ、低温近辺及び高温近辺の位相雑音が強調されやすい傾向があり、Ｃ／Ｎ特性が劣化してしまうという問題点を抱えていた。本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、低温、高温におけるＣ／Ｎ特性を改善したＭＯＳ容量素子を用いた温度補償圧電発振器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明においては、圧電振動子と、発振回路と、ＭＯＳ容量素子と、前記ＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を温度補償電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子に供給したものである。

また、請求項２記載の発明においては、圧電振動子と、発振回路と、ＭＯＳ容量素子と、前記ＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、所定温度以下にて電流が断となり且つ前記所定温度以上において電流が直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を電圧に変換し温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子に供給した圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、所定温度以下にて電流値がほぼゼロであり且つ前記所定温度以上における温度変化に対して電流がほぼゼロから直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を電圧に変換し温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路とを備え、前記温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子に供給したものである。

また、請求項３記載の発明においては、圧電振動子と、発振回路と、第１ 、第２のＭＯＳ容量素子と、前記第１、第２のＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも低い温度領域、及び前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域とを温度補償する温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ第１の所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する第１の温度補償電流生成回路と、第２の所定温度以下にて電流が断となり且つ該第２の所定温度以上において電流が直線的に増加する温度補償電流を出力する第２の温度補償電流生成回路と、前記第１の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第１の温度補償電圧を出力する第１の電流電圧変換回路と、前記第２の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第２の温度補償電圧を出力する第２の電流電圧変換回路と、前記第１、第２の所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記第１、第２の温度補償電圧を前記第１、第２のＭＯＳ容量素子にそれぞれ供給したものである。

また、請求項４記載の発明においては、請求項１において、記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のアノードに供給したものである。

また、請求項５記載の発明においては、請求項２において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のゲートに供給したものである。

また、請求項６記載の発明においては、請求項２において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のアノード端子に供給したものである。

また、請求項７記載の発明においては、請求項２において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のアノード端子に供給したものである。

また、請求項８記載の発明においては、請求項３において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記第１のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第１の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第１の所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第１の温度補償電圧を出力し、該第１の温度補償電圧を前記第１のＭＯＳ容量素子のアノードに供給するものであり、前記第２のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第２の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第２の所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第２の温度補償電圧を出力し、該第２の温度補償電圧を前記第２のＭＯＳ容量素子のゲートに供給したものである。

また、請求項９記載の発明においては、請求項３において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記第１のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第１の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第１の所定温度以下において、前記第１の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第１の温度補償電圧を出力し、該第１の温度補償電圧を前記第１のＭＯＳ容量素子のゲートに供給するものであり、前記第２のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第２の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第２の所定温度以上において、前記第２の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第２の温度補償電圧を出力し、該第２の温度補償電圧を前記第２のＭＯＳ容量素子のアノード端子に供給したものである。

また、請求項６記載の発明においては、請求項１、請求項２、請求項４、請求項５、請求項６、または請求項のいずれかにおいて、前記温度補償電流生成回路は、第１、第２のＮＰＮトランジスタと該第１、第２のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続された第１の定電流回路とを有するトランジスタ差動増幅回路と、カレントミラー接続された第１、第２のＰＮＰトランジスタを有し該第１、第２のＰＮＰトランジスタのコレクタが前記第１、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された第１のカレントミラー回路と、カレントミラー接続された第３、第４のＰＮＰトランジスタを有し該第３のＰＮＰトランジスタのコレクタが前記第２のＰＮＰトランジスタのコレクタに接続された第２のカレントミラー回路と、ダイオードと該ダイオードに一定電流を供給する第２の定電流回路とを有し前記ダイオードから温度検出電圧を出力する温度検出回路と、前記所定温度を設定するための基準電圧を出力する温度設定回路とを備え、前記基準電圧及び前記温度検出電圧を前記第１、第２のＮＰＮトランジスタのベースに排他的に供給し、前記第４のＰＮＰトランジスタのコレクタから温度補償電流を出力したものである。

また、請求項１１記載の発明においては、請求項１０において、前記ダイオードは直列接続した２個以上のダイオードである。
また、請求項１２記載の発明においては、請求項３、請求項８、請求項９において、前記第１、第２の温度補償電流生成回路は、請求項１０記載の温度補償電流生成回路と請求項１１記載の直列接続した２個以上のダイオードとを備えたものである。

本発明の温度補償圧電発振器は、圧電振動子と、発振回路と、ＭＯＳ容量素子と、前記ＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備えた温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ所定温度以上にて電流が断となるか、或いは所定温度以下にて電流が断となり且つ前記所定温度以上において電流が直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を温度補償電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子に供給したものである。したがって、本発明は低温、或いは高温においてＣ／Ｎ特性を改善することが可能なＭＯＳ容量素子を用いた温度補償圧電発振器を提供することを目的とする。

本発明を図面に示した実施の形態に基づいて説明する。
図１は本発明に係わる温度補償圧電発振器における、高温側の温度補償電圧生成回路の回路図を示したものである。なお、温度補償電圧生成回路以外の部分については、図７或いは図１３に示したものと同様であるため省略する。以下、図１３に示した温度補償圧電発振器に温度補償電圧ＶＨを供給するものとして本実施例を説明する。なお、本実施例において高温とは、図９に示したＡＴカットの水晶振動子の周波数温度特性（３次曲線）における変曲点の温度（通常は２７℃近傍）よりも高い温度を意味し、また低温とは前記変曲点の温度よりも低い温度を意味するものとして以下説明する。

図１の温度補償電圧生成回路は、第１、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1a、1bと該第１、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1a、1bのエミッタに接続する第１の定電流回路６とを有するトランジスタ差動増幅回路７と、カレントミラー接続された第１、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ2a、2bを有する第１のカレントミラー回路８と、カレントミラー接続された第３、第４のＰＮＰトランジスタＴｒ3a、3bを有する第２のカレントミラー回路９と、前記第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのベースに温度設定用の基準電圧を供給する定電圧回路１０（温度設定回路）と、第２の定電流回路１１と少なくとも１個以上直列接続されたダイオードＣＲ１、２…とを有する温度検出回路１２と、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５と演算増幅器１３とを有し前記第４のＰＮＰトランジスタＴｒ3bのコレクタ電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路１４とを備えている。

また、前記第１、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1a、1bのコレクタはそれぞれ、前記第１、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ2a、2bのコレクタに接続され、前記第２のＰＮＰトランジスタＴｒ2bのコレクタは前記第３のＰＮＰトランジスタＴｒ3aのコレクタに接続されている。なお、前記第１、第２のカレントミラー回路８、９と前記トランジスタ差動増幅回路７と温度検出回路１２は温度補償電流生成回路として機能し、第２のカレントミラー回路９は温度補償電流を出力する。

図１に示した温度補償電圧生成回路は次のように動作する。
まず、第１のカレントミラー回路８と第２のカレントミラー回路９の動作について説明する。カレントミラー回路は特性がほとんど等しい二つのトランジスタのベースを互いに接続し、一方のトランジスタのコレクタとベースを接続した回路である。このような回路構成にすると二つのトランジスタのコレクタに流れる電流が全く等しくなるようにトランジスタのコレクタ電流が制御されることが知られている。すなわち、第１のカレントミラー回路８において、第１、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ2a、2bのコレクタ電流をそれぞれＩc(2a)、Ｉc(2a)とするとＩc(2a)＝Ｉc(2b)の関係が常に成立し、第２のカレントミラー回路９において、第３、第４のＮＰＮトランジスタＴｒ3a、3bのコレクタ電流をそれぞれＩc(3a)、Ｉc(3a)とすると同様にＩc(3a)＝Ｉc(3b)の関係が常に成立する。

次に、前記コレクタ電流Ｉc(2a)（＝Ｉc(2b)）、Ｉc(3a)（＝Ｉc(3a)）と、トランジスタ差動回路７と、定電圧回路１０（温度設定回路）と、温度検出回路１２との関係について説明する。図１のようにダイオードＣＲ１、２…を複数個直列接続し、ここに第２の定電流回路１１を接続して一定の電流を流すとその順方向電圧Ｖｄは、図２（Ａ）に示すように温度変化に対して直線的に減少する電圧（以下Ｖｄを温度検出電圧と呼ぶ）が得られることが知られている。ここで、温度ＴＨ（高温）における温度検出電圧ＶｄがＶｔであり、このＶｔに等しい基準電圧が定電圧回路１０から第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのベースに供給されているものとする。第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのベースと第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1bのベースはそれぞれ、単電源（＋電源）の演算増幅器の反転入力端子（負入力端子）及び非反転入力端子（正入力端子）として機能している。つまり、第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのベース電圧が第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1bのベース電圧よりも高い状態で増幅機能が働くようになっている。

そこで、まず高温（Ｔａ＝ＴＨ）の状態を考える。高温状態ではトランジスタ差動増幅回路７の第１、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1a、1bのベース電圧が等しい状態であり、第１、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1a、１ｂのコレクタ電流Ｉc(2a)とＩc(1b)は等しくなる。すなわち、Ｉc(2a)＝Ic(1b)が成立する。ここで、前述した第１、第２のカレントミラー回路８、９のコレクタ電流の関係Ｉc(2a)＝Ｉc(2b)、Ｉc(3a)＝Ｉc(3b)と、Ｉc(2a)＝Ic(1b)との関係から第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流はゼロとなる。すなわち、Ｉc(3b)＝Ｉc(3a)＝０となる。つまり、高温状態（Ｔａ＝ＴＨ）では、第２のカレントミラー回路９にコレクタ電流Ｉc(3a)、Ｉc(3b)が全く流れない状態となる。

次に、高温（Ｔａ＝ＴＨ）から常温（Ｔａ＝ＴＭ）へ温度低下する状態を考える。常温では温度検出電圧Ｖｄは図２（Ａ）のＢ点に示すようにＶｔより高い電圧が得られる。
このとき、トランジスタ差動回路７において、第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのベース電圧（＝Ｖｔ）が、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1bのベース電圧（＝Ｖｄ）よりも低い状態となる。従って、第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのコレクタ電流Ｉc(2a)は、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1bのコレクタ電流Ｉc(1b)よりも小さい状態となる。すなわち、Ｉc(2a)＜Ｉc(1b)となる。ここで、第１のカレントミラー回路８のコレクタ電流の関係式Ｉc(2a)＝Ｉc(2b)よりＩc(2b)＜Ｉc(1b)となるので、Ｉc(2a)＝Ｉc(2b)の状態を維持しながらＩc(2a)とＩc(2b)は共に減少し、Ｉc(1b)とＩc(2b)との差の電流分が第２のカレントミラー回路９から流れ込む。すなわち、Ｉc(3a)＝Ｉc(1b)−Ｉc(2a)（＝Ｉc(3b)）が成立する。つまり、高温（Ｔａ＝ＴＨ）から常温（Ｔａ＝ＴＭ）への温度低下において、第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3a)（＝Ｉc(3b)）はゼロから直線的に増加することが分かる。このとき、コレクタ電流Ｉc(1b)とＩc(2a)との和は第１の定電流回路６によって一定電流Ｉｃとなるように維持される。

次に、常温（Ｔａ＝ＴＭ）から温度が低下していく状態を考える。
図２（Ａ）において、常温（Ｔａ＝ＴＭ）から温度低下し、温度検出電圧ＶｄがＢ点の状態から更に増加していくと、第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3a)は更に増加していき、これに応じて第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1bのコレクタ電流Ｉc(1b)も増加する。このとき、コレクタ電流Ｉc(2a)とＩc(2b)はＩc(2a)＝Ｉc(2b)の関係を維持しながら共に減少する。ところが、前記コレクタ電流Ｉc(1b)とコレクタ電流Ic(2a)との和は第１の定電流回路６によって一定電流Ｉcとなるように維持されるため、前記コレクタ電流Ｉc(1b)はＩcまで達すると飽和し一定状態となる。このとき、コレクタ電流Ｉc(2a)とＩc(2b)は、Ｉc(2a)＝Ｉc(2b)＝０となっている。つまり、常温（Ｔａ＝ＴＭ）から温度低下していくに従い第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3b)（＝Ｉc(3a)）はＩcまで直線的に増加して飽和し、それ以下の温度においてはＩc(3a)＝Ｉc(3b)＝Ｉcの状態を維持することが分かる。

なお、高温（Ｔａ＝ＴＨ）から温度上昇すると、第２のＮＰＮトランジスタＴｒ1bのベース電圧（＝Ｖｄ）が第１のＮＰＮトランジスタＴｒ1aのベース電圧（＝Ｖｔ）よりも低い状態、すなわちＶｄ＜Ｖｔの状態となるが、前述したように、この場合トランジスタ差動増幅回路７は増幅動作をしないため、第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流はＩc(3b)＝０の状態のまま、第１のカレントミラー回路８のコレクタ電流はＩc(2a)＝Ｉc(2b)＝Ｉc／２の状態を維持する。
よって、第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3b)の温度特性は、図２（Ｂ）に示すように、低温（Ｔａ＝ＴＬ）から常温（Ｔａ＝ＴＭ）へと温度上昇していくに従い一定値（＝Ｉｃ）から電流値は直線的に減少していき、高温（Ｔａ＝ＴＨ）となったところで電流はゼロ（断状態）となり、それ以上の温度においては電流はゼロ（断状態）を維持することが分かる。また、コレクタ電流Ｉc(3b)がゼロ（断状態）となる温度ＴＨは概ね＋８５℃となるように定電圧回路９の出力する基準電圧がＶｔとなるように設計するが、前記基準電圧を予め調整可能にしておきＴＬに応じて適宜設定することも可能である。

次に、電流電圧変換回路１４の動作について説明する。
前記第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3b)を、図１のように演算増幅器１３の反転入力に供給するとその出力として図２（Ｃ）に示す温度補償電圧ＶＨが得られる。
ここで、演算増幅器１３の非反転入力に所定の電圧（ＶOFFSET）を供給しているが、この電圧を調整することによってＶＨの特性を全体的に上下させ、所望の温度補償電圧ＶＨを得るようにしている。

次に、図１に示した電流電圧変換回路１４が出力する温度補償電圧ＶＨの出力ノイズと温度補償圧電発振器の位相雑音特性（Ｃ／Ｎ）との関係について説明する。図１に示した電流電圧変換回路１４の出力ノイズＶｎは、ダイオードＣＲ１、２…の順方向電圧Ｖｄに含まれるノイズが支配的であり、前述したように温度補償範囲においてほぼ一定と考えて良い。しかしながら、出力ノイズＶｎは図３に示すように高温近辺（Ｔａ＝ＴＨ付近）において急峻に減少することが分かった。これは、コレクタ電流Ｉc(3b)が高温（Ｔａ＝ＴＨ）近辺においてゼロ（断状態）に近づくと、第２のカレントミラー回路９のコレクタ出力がほぼ断状態となって演算増幅器１３から切り離され、コレクタ電流Ic(3b)に含まれていた支配的な雑音成分がカットされ、演算増幅器１３単体から発生する雑音のみが出力されるためであると推測される。従って、電流電圧変換回路１４が出力する温度補償電圧ＶＨを図１３に示す温度補償発振器のＭＯＳ容量素子ＭＨに供給すると、コルピッツ発振回路１の出力において図３（Ｂ）に示すように高温近辺において位相雑音特性が改善されることが分かった。

図４は本発明に係る温度補償圧電発振器の低温側の温度補償電圧生成回路の回路図を示したものである。温度補償電圧生成回路以外の部分については、図７或いは図１３に示したものと同様であるため省略する。本実施例は図１３に示した温度補償圧電発振器に温度補償電圧ＶＬを供給し低温の温度補償をするものである。図４に示した温度補償電圧生成回路は、定電圧回路１０（温度設定回路）の出力と温度検出回路１２の出力の接続が図１のものと逆になっており、定電圧回路１０の出力する基準電圧Ｖｔと温度検出回路１２の出力電圧Ｖdとの関係が図５（Ａ）に示す特性を有する。よって、第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3b)及び温度補償電圧ＶＬとの関係はそれぞれ図５（Ｂ）（Ｃ）に示す特性を有する。

図５（Ｂ）に示すように、第２のカレントミラー回路９のコレクタ電流Ｉc(3b)は、低温（Ｔａ＝ＴＬ）から常温（Ｔａ＝ＴＭ）へと温度上昇するに従い電流値はゼロ（断状態）から直線的に増加していき一定値（＝Ｉｃ）で飽和し、低温（Ｔａ＝ＴＬ）以下の温度では電流値はゼロ（断状態）を維持する。また、コレクタ電流Ｉc(3b)がゼロ（断状態）となる温度ＴＬは概ね−３０℃となるように定電圧回路１０の出力する基準電圧がＶｔとなるよう設計するが、前記基準電圧を予め調整可能にしておきＴＬに応じて適宜設定することも可能である。

図５（Ｃ）に示した温度補償電圧ＶＬは先述した温度補償電圧ＶＨの例と同様にノイズＶｎが含まれている。しかしながら、出力ノイズＶｎは図６（Ａ）に示すように低温近辺（Ｔａ＝ＴＬ付近）において急峻に減少することが分かった。これは、コレクタ電流Ｉc(3b)が低温（Ｔａ＝ＴＬ）近辺においてゼロ（断状態）に近づくと、第２のカレントミラー回路９の出力がほぼ断状態となって演算増幅器１３から切り離され、コレクタ電流Ic(3b)に含まれていた支配的な雑音がカットされ、演算増幅器１３単体から発生する雑音のみが出力されるためであると推測される。
従って、図４の電流電圧変換回路１４が出力する温度補償電圧ＶＬを図１３に示す温度補償発発振器のＭＯＳ容量素子ＭＬに供給すると、コルピッツ発振回路１の出力において図６（Ｂ）に示すように低温近辺において位相雑音特性が改善されることが分かった。

以上、説明したように本発明に係るＭＯＳ容量素子を用いた温度補償圧電発振器は、図２或いは図４に示す温度補償電圧生成回路を備えることで、低温及び高温の位相雑音特性（Ｃ／Ｎ）を改善することが可能である。勿論、温度補償電圧生成回路を一つ備えることで、低温或いは高温のいずれか一方の領域のみ位相雑音（Ｃ／Ｎ）特性を改善することが可能であることはいうまでもない。また、温度補償圧電発振器が図７に示す構成の場合は、図１において温度補償電圧ＶＨの極性を反転し、図４において温度補償電圧ＶＬの極性を反転すれば良い。例えば、図１、４においてコレクタ電流Ｉｃ(3b)を演算増幅器１３の非反転入力に供給し抵抗で終端することによって温度補償電圧ＶＬ及びＶＨの極性を反転することができる。

なお、温度検出回路１２においてダイオードＣＲ１、２…を複数個直列接続する構成としたが、本発明にあってはこれに限らず、１個のダイオードであっても構わないし、或いはダイオードＣＲ１、２…を複数のトランジスタで代用するようにしてもよい。要するに、温度検出回路１２は温度変化に対し直線的に減少する電圧を生成するものであればどのような回路であっても構わない。また、温度補償電圧生成回路はＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタを用いて構成したが、ＰＭＯＳトランジスタやＮＭＯＳトランジスタを用いた構成としても良い。

本発明に係る温度補償電圧生成回路（高温補償）の回路図。 本発明に係る温度補償電圧生成回路（高温補償）の出力特性。 本発明に係る温度補償電圧生成回路（高温補償）の出力ノイズ特性と温度補償圧電発振器の位相雑音特性。 本発明に係る温度補償電圧生成回路（低温補償）の回路図。 本発明に係る温度補償電圧生成回路（低温補償）の出力特性。 本発明に係る温度補償電圧生成回路（低温補償）の出力ノイズ特性と温度補償圧電発振器の位相雑音特性。 従来の温度補償圧電発振器の回路図。 ＭＯＳ容量素子の電圧−容量特性。 ＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性。 従来の温度補償電圧生成回路の出力特性。 従来の温度補償電圧生成回路。（高温補償） 従来の温度補償電圧生成回路。（低温補償） 従来の温度補償圧電発振器の変形例と出力特性。 従来の温度補償圧電発振器の位相雑音特性。

符号の説明

１・・温度補償回路
２・・コルピッツ発振回路
３・・定電流回路
４・・直流増幅回路
５・・直流反転増幅回路
６・・第１の定電流回路
７・・トランジスタ差動増幅回路
８・・第１のカレントミラー回路
９・・第２のカレントミラー回路
１０・・定電圧回路
１１・・第２の定電流回路
１２・・温度検出回路
１３・・演算増幅器
１４・・電流電圧変換回路
Ｃ１・・コンデンサ
ＣＲ１、２… ・・ダイオード
ＭＬ、ＭＨ・・ＭＯＳ容量素子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５・・抵抗
Ｔｒ１ａ、１ｂ・・ＮＰＮトランジスタ
Ｔｒ２ａ、２ｂ、３ａ、３ｂ・・ＰＮＰトランジスタ
Ｘ１・・水晶振動子

Claims (12)

1. 圧電振動子と、発振回路と、ＭＯＳ容量素子と、前記ＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、
   前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を温度補償電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子に供給したことを特徴とする温度補償圧電発振器。
2. 圧電振動子と、発振回路と、ＭＯＳ容量素子と、前記ＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも低い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、
   前記温度補償電圧生成回路は、所定温度以下にて電流が断となり且つ前記所定温度以上において電流が温度変化に対して直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を電圧に変換し温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子に供給したことを特徴とする温度補償圧電発振器。
3. 圧電振動子と、発振回路と、第１ 、第２のＭＯＳ容量素子と、前記第１、第２のＭＯＳ容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域、及び前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも低い温度領域とを温度補償する温度補償圧電発振器において、
   前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ第１の所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する第１の温度補償電流生成回路と、第２の所定温度以下にて電流が断となり且つ該第２の所定温度以上において電流が温度変化に対して直線的に増加する温度補償電流を出力する第２の温度補償電流生成回路と、前記第１の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第１の温度補償電圧を出力する第１の電流電圧変換回路と、前記第２の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第２の温度補償電圧を出力する第２の電流電圧変換回路と、前記第１ 、第２の所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記第１ 、第２の温度補償電圧を前記第１ 、第２のＭＯＳ容量素子にそれぞれ供給したことを特徴とする温度補償圧電発振器。
4. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のアノードに供給したことを特徴とする請求項１記載の温度補償圧電発振器。
5. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のゲートに供給したことを特徴とする請求項１記載の温度補償圧電発振器。
6. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のゲート端子に供給したことを特徴とする請求項２記載の温度補償圧電発振器。
7. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記ＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記ＭＯＳ容量素子のアノードに供給したことを特徴とする請求項２記載の温度補償圧電発振器。
8. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記第１のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第１の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第１の所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第１の温度補償電圧を出力し、該第１の温度補償電圧を前記第１のＭＯＳ容量素子のアノードに供給するものであり、前記第２のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第２の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第２の所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第２の温度補償電圧を出力し、該第２の温度補償電圧を前記第２のＭＯＳ容量素子のゲートに供給したことを特徴とする請求項３記載の温度補償圧電発振器。
9. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する３次曲線を示すものであり、前記第１のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第１の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第１の所定温度以下において、前記第１の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第１の温度補償電圧を出力し、該第１の温度補償電圧を前記第１のＭＯＳ容量素子のゲートに供給するものであり、前記第２のＭＯＳ容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第２の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第２の所定温度以上において、前記第２の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第２の温度補償電圧を出力し、該第２の温度補償電圧を前記第２のＭＯＳ容量素子のアノードに供給したことを特徴とする請求項３記載の温度補償圧電発振器。
10. 前記温度補償電流生成回路は、第１、第２のＮＰＮトランジスタと該第１、第２のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続された第１の定電流回路とを有するトランジスタ差動増幅回路と、カレントミラー接続された第１、第２のＰＮＰトランジスタを有し該第１、第２のＰＮＰトランジスタのコレクタが前記第１、第２のＮＰＮトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された第１のカレントミラー回路と、カレントミラー接続された第３、第４のＰＮＰトランジスタを有し該第３のＰＮＰトランジスタのコレクタが前記第２のＰＮＰトランジスタのコレクタに接続された第２のカレントミラー回路と、ダイオードと該ダイオードに一定電流を供給する第２の定電流回路とを有し前記ダイオードから温度検出電圧を出力する温度検出回路と、前記所定温度を設定するための基準電圧を出力する温度設定
    回路とを備え、前記基準電圧及び前記温度検出電圧を前記第１、第２のＮＰＮトランジスタのベースに排他的に供給し、前記第４のＰＮＰトランジスタのコレクタから温度補償電流を出力したものであることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項４、請求項５、請求項６、または請求項７のいずれかに記載の温度補償圧電発振器。
11. 前記ダイオードは直列接続した２個以上のダイオードであることを特徴とする請求項１０記載の温度補償圧電発振器。
12. 前記第１、第２の温度補償電流生成回路は、請求項１０記載の温度補償電流生成回路と請求項１１記載の直列接続した２個以上のダイオードとを備えたものであることを特徴とする請求項３、請求項８、請求項９のいずれかに記載の温度補償圧電発振器。

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