JP5055239B2

JP5055239B2 - Ｏｆｄｍ復調装置

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Publication number: JP5055239B2
Application number: JP2008261206A
Authority: JP
Inventors: 幸一荒谷; 裕丈石井; 丹許
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Description

本発明はＯＦＤＭ復調装置に係り、特にキャリア同期を行う回路に関する。

近年、地上波ディジタルテレビ放送や無線ＬＡＮ等にて、マルチパス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)と略す）方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は伝送ディジタルデータを、直交する複数の搬送波に分散し変調して通信を行う方式である。

ＯＦＤＭ方式におけるＯＦＤＭ被変調波は、多数の直交する副搬送波により構成されており、その副搬送波はサブキャリアと呼ばれ、各サブキャリアはそれぞれＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）といった変調方式により変調される。このようにＯＦＤＭ方式では多数の直交したサブキャリアによって並列にデータ伝送されるため、シンボルの時間長さを長くすることが可能である。さらに、図２に示すようにＯＦＤＭシンボルには、ＣＰ（Cyclic Prefix）と呼ばれるガード期間を設けている。このＣＰは、ＣＰと有効シンボルとの境界で波形の連続性が保たれるように有効シンボルの後端をコピーしたものであり、マルチパス遅延波の遅延時間がこのＣＰ長に収まっていれば、前後のシンボル間で干渉しないという特徴を持っている。

また、ＯＦＤＭ方式では多数のサブキャリアにデータを多重させるため、送信側ではＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を、受信側ではＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を行うのが一般的である。図２に示すＦＦＴ窓とは、このＦＦＴの演算範囲を示しており、ＦＦＴ演算の開始位置はＣＰの先頭から終了までの間のいずれかの位置から選択する。ＣＰは、ＣＰと有効シンボルとの境界で波形の連続性が保たれるように有効シンボルの後端をコピーしたものであるため、ＦＦＴ演算の開始位置が前記範囲内であればサブキャリア間の直交性は保たれるという特徴を有している。

ところで、ＯＦＤＭ復調装置にてＯＦＤＭ被変調波を復調するためには、各種の同期が必要となる。特に、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を検出するシンボルタイミングの同期と、ＯＦＤＭ被変調波のキャリア周波数と受信側で使用する再生用キャリア周波数を同期させるキャリア周波数の同期が必要であり、従来からいくつも方法が提案されている。

例えば、クロック同期のための基準信号を使用せずにクロック同期を行う方法が特許第３０４１１７５号にて提案されている。この方法はＦＦＴ演算結果からコンステレーションの解析を行い、２つ以上の異なるサブキャリアの位相回転方向から、直交復調用のキャリア周波数の誤差とＡ／Ｄ変換用サンプリングクロックの周波数誤差を判別し、補正する方法である。

特許第３０４１１７５号

しかしながら、特許文献１の方法では、判別に用いたサブキャリアが伝搬路による位相回転を受けていた場合、誤った判定を下す可能性があり、伝搬路の変動の影響を大きく受けるという問題があった。また、直交復調用のキャリアとＡ／Ｄ変換用サンプリングクロックが同期していないため、両方の同期を別々に行う必要があり同期を得るまでに時間がかかる。

また、ＯＦＤＭ方式では多数のサブキャリアを使用するが、通信に常に全てのサブキャリアを使用するとは限らない。さらに、伝搬路での周波数選択性のあるフェージング等により、一部の周波数のサブキャリアの品質が劣化する場合がある。このような通信に使用していないサブキャリアや品質が劣化したサブキャリアを用いて、キャリア同期を行うと同期の精度が劣化するという問題を生じる。

本発明のＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ被変調波を再生用キャリアを用いて直交復調し、ＯＦＤＭベースバンド信号を得る直交復調手段と、前記直交復調手段により得たＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換して各サブキャリア毎のＯＦＤＭ周波数領域信号へと変換するフーリエ変換手段と、前記直交復調手段により得たＯＦＤＭベースバンド信号のシンボルの境界位置を検出し、当該シンボルの境界位置に基づいて、同一のＯＦＤＭシンボルに対して２箇所以上の異なったフーリエ変換の演算範囲を決定する演算範囲決定手段と、前記演算範囲決定手段により決定した２箇所以上の演算範囲に対してフーリエ変換を行うように、前記フーリエ変換手段を制御するフーリエ変換制御手段と、前記２箇所以上の演算範囲に対するフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、算出した位相をフーリエ変換の結果毎に比較し、比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、前記周波数誤差検出手段により検出された前記再生用キャリアの周波数誤差に基づき、前記再生用キャリアの周波数を制御するクロック制御手段とを備える。

本発明ではキャリア同期のための基準信号を必要とせず、また、キャリア同期を行う上で、伝搬路による位相回転の影響を低減させることができるＯＦＤＭ復調装置を提供する。また、直交復調用のキャリアとＡ／Ｄ変換用サンプリングクロックを別々に同期させる必要がなく、同期を得るまでにかかる時間を短縮できる。さらに、品質の良いサブキャリアを用いて、キャリア同期を行い同期の精度を向上できる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。

図１は本発明を実施するＯＦＤＭ復調装置のブロック図の一例である。図１は同一のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴ演算を２回行う例であるが、３回以上行っても本発明を実現することができ、それを制限するものではない。

図１のブロック図の動作について説明する。アンテナ１０１により入力されるＯＦＤＭ被変調波は、ＲＦ受信部１０２に供給される。ＲＦ受信部１０２は、ＯＦＤＭ被変調波を帯域制限、信号増幅および周波数変換することでＩＦ信号へと変換し、直交復調回路１０３へと供給する。直交復調回路１０３は、再生用キャリア発生器１０４から供給される再生用キャリアを用いて直交復調を行い、ＩＦ信号をアナログのＯＦＤＭベースバンド信号に変換し出力する。このアナログのＯＦＤＭベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換回路１０５に供給される。Ａ／Ｄ変換回路１０５は、クロック発生器１１４から供給されるサンプリングクロックに同期して、アナログのＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングしディジタルのＯＦＤＭベースバンド信号に変換する。このディジタルのＯＦＤＭベースバンド信号は、速度変換回路１０６に供給される。

図１では、同一のＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴ演算を２回行うためのフーリエ変換制御手段の一例として、速度変換回路１０６とスイッチ１０７と遅延回路１０８を用い、時分割多重でＦＦＴ回路１１０を動作させる。具体的には、速度変換回路１０６に供給されたＯＦＤＭベースバンド信号は、サンプリングクロックの２倍の速度に速度変換されて、スイッチ１０７と遅延回路１０８と窓位置決定部１０９に供給される。スイッチ１０７はまず接点Ａと接続し、ＦＦＴ回路１１０に同一のＯＦＤＭシンボルに対し１回目となるＦＦＴ演算用のＯＦＤＭベースバンド信号を供給する。この１回目のＦＦＴ演算用の信号の供給が終わったのち、スイッチ１０７は接点Ｂと接続する。

一方、遅延回路１０８は所定の時間ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延させて、同一のＯＦＤＭシンボルに対し２回目となるＦＦＴ演算用のＯＦＤＭベースバンド信号を、スイッチ１０７を経由してＦＦＴ回路１１０に供給する。窓位置決定部１０９は、ＯＦＤＭベースバンド信号に含まれるＣＰとＯＦＤＭシンボルの後端との相関を利用してＯＦＤＭシンボルの境界を検出し、ＦＦＴ演算範囲すなわちＦＦＴ窓位置を同一のＯＦＤＭシンボルに対して２回分決定しＦＦＴ回路１１０に通知する。具体的なＦＦＴ演算の開始位置は、ＣＰの先頭から終了までの間のいずれかの位置から選択するが、図３に示すように、同一のＯＦＤＭシンボルに対して１回目と２回目では異なる位置を選択する。なお、窓位置決定部は、フーリエ変換の演算範囲を決定するものなので、演算範囲決定部とも言う。

図４に速度変換回路１０６とスイッチ１０７と遅延回路１０８と窓位置決定部１０９の具体的な動作タイミングの一例を示し、これを用いて図１のブロック図の動作についてより詳しく説明する。図４は各部の出力もしくは入力信号のタイミングを示したタイミングチャートであり、横軸は時間である。また、データ１、２、３はＯＦＤＭベースバンド信号の１シンボル分のデータである。

Ａ／Ｄ変換回路１０５の出力であるＯＦＤＭベースバンド信号、すなわち図４のＡ／Ｄ出力におけるデータ１は、速度変換回路１０６によってサンプリングクロックの２倍の速度に速度変換されて、１ＯＦＤＭシンボルの半分の時間長さで出力される（図４の速度変換回路出力のデータ１）。このときスイッチ１０７は接点Ａと接続し、ＦＦＴ回路１１０に同一のＯＦＤＭシンボルに対し１回目となるＦＦＴ演算用のＯＦＤＭベースバンド信号を供給する（図４のＦＦＴ回路入力におけるデータ１の１回目）。この１回目のＦＦＴ演算用の信号の供給が終わったのち、スイッチ１０７は接点Ｂと接続する。

一方、遅延回路１０８はデータ１を１ＯＦＤＭシンボル長の半分の時間遅延させて、同一のＯＦＤＭシンボルに対し２回目となるＦＦＴ演算用のＯＦＤＭベースバンド信号（図４のＦＦＴ回路入力におけるデータ１の２回目）を、スイッチ１０７を経由してＦＦＴ回路１１０に供給する。窓位置決定部１０９は、適切なＦＦＴ窓位置を同一のＯＦＤＭシンボルに対して２回分決定しＦＦＴ回路１１０に通知する。このようにして、同一のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴ演算を２回行う。

再度図１に戻ってＦＦＴ回路１１０以降の動作について説明する。ＦＦＴ回路１１０は、窓位置決定部１０９より通知されたＦＦＴ窓位置に従って、同一のＯＦＤＭシンボルに対して２回のＦＦＴ演算を行い、ＯＦＤＭベースバンド信号を時間領域から各サブキャリア毎の周波数領域の信号へと２回変換する。以降、この周波数領域の信号へと変換されたＯＦＤＭベースバンド信号を、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＦＦＴ回路１１０から復調復号部１１１と周波数誤差検出部１１２へと供給される。復調復号部１１１では同一のＯＦＤＭシンボルに対し１回目または２回目のいずれかのＯＦＤＭ周波数領域信号を用い、ＰＳＫやＱＡＭといった変調方式に従って各サブキャリア毎に復調および復号を行う。

周波数誤差検出部１１２は、同一のＯＦＤＭシンボルに対し１回目および２回目の両方のＯＦＤＭ周波数領域信号を用いて再生用キャリアの周波数誤差の検出を行い、その誤差の補正を行う補正信号を生成しクロック制御回路１１３へ供給する。この再生用キャリアの周波数誤差は、ＯＦＤＭ復調装置が受信したＯＦＤＭ被変調波のキャリアと再生用キャリアとが同期していないことによって生じる周波数誤差であり、例えばクロック発生器１１４から出力されるクロック周波数のずれにより生じる。なお、具体的な再生用キャリアの周波数誤差の検出方法については後に詳述する。

クロック制御回路１１３は、周波数誤差検出部１１２からの補正信号に従ってクロック発生器１１４の周波数を制御する。クロック発生器１１４は、クロック制御回路１１３からの制御に従ってクロックを生成し、Ａ／Ｄ変換回路１０５と再生用キャリア発生器１０４に供給する。再生用キャリア発生器１０４は、クロック発生器１１４からのクロックに同期した再生用キャリアを生成し直交復調回路１０３へと供給する。このようにしてクロック発生器１１４を制御することで再生用キャリアの周波数誤差を補正する。

次に再生用キャリアの周波数誤差の検出方法について具体的に説明する。図５は図１における周波数誤差検出部１１２の詳細な一例を示すブロック図である。図５において選択回路１２０を含む上段のブロックは、同一のＯＦＤＭシンボルに対し１回目のＯＦＤＭ周波数領域信号を処理し、下段のブロックは２回目のＯＦＤＭ周波数領域信号を処理する。

ＦＦＴ回路１１０の出力であるＯＦＤＭ周波数領域信号１２４は、各サブキャリアごとに実軸成分と虚軸成分からなる複素信号であり、選択回路１２０へと供給される。上段の選択回路１２０は同一のＯＦＤＭシンボルに対し１回目のＯＦＤＭ周波数領域信号を使用し、下段の選択回路１２０は２回目のＯＦＤＭ周波数領域信号を使用する。選択回路１２０は、各サブキャリア毎のＯＦＤＭ周波数領域信号から、再生用キャリアの周波数誤差を検出するために使用するサブキャリアを複数選択する。この選択では、キャリアの中心に位置するサブキャリアの周波数つまり周波数０を基準とし、周波数０に対して正方向と負方向に等しく離れた対となる周波数のサブキャリアを少なくとも１対以上選択する。図５では説明を簡単にするために、サブキャリアの周波数は＋ｆと−ｆの１対を選択しており、１２５および１２７が周波数＋ｆ、１２６および１２８が周波数−ｆのＯＦＤＭ周波数領域信号である。選択回路１２０によって選択されたＯＦＤＭ周波数領域信号１２５〜１２８は、位相算出回路１２１へ供給される。

位相算出回路１２１はこのＯＦＤＭ周波数領域信号からサブキャリアの位相を算出し、加算回路１２２へと供給する。図５でφ_FFT1 _+fは１回目のＦＦＴ結果から算出したサブキャリア周波数＋ｆの位相であり、φ_FFT1 _-fは１回目のＦＦＴ結果から算出したサブキャリア周波数−ｆの位相であり、同様にφ_FFT2 _+f、φ_FFT2 _-fは２回目のＦＦＴ結果から算出したサブキャリアの位相である。加算回路１２２は、このサブキャリアの位相を１回目のＦＦＴ結果と２回目のＦＦＴ結果で別々に加算し、加算した結果を位相比較回路１２３へと供給する。位相比較回路１２３では、１回目のＦＦＴ結果からなる位相の加算結果φ_FFT1 _sum（＝φ_FFT1 _+f＋φ_FFT1 _-f）と２回目のＦＦＴ結果からなる位相の加算結果φ_FFT2 _sum（＝φ_FFT2 _+f＋φ_FFT2 _-f）の位相を比較する。

ここで、φ_FFT1 _+fとφ_FFT2 _+fとの間に生じる位相差をφ_{FFT1_2} _+fとし、φ_FFT1 _-fとφ_FFT2 _-fとの間に生じる位相差をφ_{FFT1_2} _-fとする。このφ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fに影響する要因としては、以下に示す（ａ）〜（ｄ）の４つがある。
（ａ）ＦＦＴの演算開始位置の違いにより発生する位相差
（ｂ）サンプリングクロックの周波数誤差により発生する位相差
（ｃ）伝搬路での位相回転により発生する位相差
（ｄ）再生用キャリア周波数の誤差により発生する位相差
次にこれら４つの要因による位相差について順番に説明する。

まず（ａ）について、今、伝搬路での位相回転が無く、ＯＦＤＭ被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数の誤差が０であり、また変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数誤差も０である場合を仮定する。この場合、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fとの間には（ａ）の位相差が現れる。この（ａ）の位相差は、図６に示すような周波数特性を持ち、サブキャリアの周波数をｆ、演算開始位置の時間差をΔｔとすると位相差は２πｆΔｔとなる。したがって、周波数＋ｆの位相差であるφ_{FFT1_2} _+fと、周波数−ｆの位相差であるφ_{FFT1_2} _-fは絶対値が等しく符号が反対となるため、加算回路１２２の出力であるφ_FFT1 _sumとφ_FFT2 _sumは等しくなり、位相比較回路１２３にて比較すると位相差は０となる。つまり、位相比較回路１２３では（ａ）ＦＦＴの演算開始位置の違いにより発生する位相差は検出されない。

次に（ｂ）について、今、伝搬路での位相回転が無く、ＯＦＤＭ被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数の誤差が０であり、変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数に誤差がある場合を仮定する。この場合、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fには、前記（ａ）に加えて（ｂ）の位相差が現れる。この（ｂ）の位相差は、前記（ａ）と同様なサブキャリアの周波数に比例する周波数特性を持つため、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fは絶対値が等しく符号が反対となる。このため位相比較回路１２３ではφ_FFT1 _sumとφ_FFT2 _sumは等しくなり、（ｂ）サンプリングクロックの周波数誤差により発生する位相差は検出されない。

次に（ｃ）について、今、伝搬路での位相回転があり、ＯＦＤＭ被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数の誤差が０であり、変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数誤差が０である場合を仮定する。この場合、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fには、前記（ａ）に加えて（ｃ）の位相差が現れる。ここで、（ｃ）の位相差とは、１回目と２回目のＦＦＴの演算開始位置の時間差Δｔの間に生じる、伝搬路での位相回転の変化量である。そこで、この伝搬路での位相回転の変化量がほとんど無視できるほど小さくなるように、Δｔを伝搬路の変動周期よりも小さくすれば、位相比較回路１２３ではφ_FFT1 _sumとφ_FFT2 _sumはほぼ等しくなり、（ｃ）伝搬路での位相回転により発生する位相差はほとんど検出されない。図１の窓位置決定部１０９では、上述のようにΔｔには比較的小さい値（かといって０ではない）を使用して、ＦＦＴの演算範囲を決定する。

次に（ｄ）について、今、伝搬路での位相回転がなく、ＯＦＤＭ被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数に誤差があり、変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数誤差が０である場合を仮定する。この場合、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fには、前記（ａ）に加えて（ｄ）の位相差が現れる。この（ｄ）の位相差は、図７に示すようにすべてのサブキャリアで一定となる特性を示す。したがって、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fから前記（ａ）の位相差を除いた場合、φ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fの絶対値と符号は等しくなり、位相比較回路１２３ではφ_FFT1 _sum＞φ_FFT2 _sumあるいはφ_FFT1 _sum＜φ_FFT2 _sumを検出する。ここで、図３に示すように１回目のＦＦＴ演算開始位置を、２回目よりも前（ＣＰの先頭に近づく方向）とした場合、キャリア周波数に対して再生用キャリア周波数が小さい場合はφ_FFT1 _sum＜φ_FFT2 _sumとなる。逆にキャリア周波数に対して再生用キャリア周波数が大きい場合はφ_FFT1 _sum＞φ_FFT2 _sumとなる。位相比較回路１２３は、このφ_FFT1 _sumとφ_FFT2 _sumの関係を、例えばφ_FFT1 _sum＜φ_FFT2 _sumを検出した場合は１、φ_FFT1 _sum＞φ_FFT2 _sumを検出した場合は−１、φ_FFT1 _sum＝φ_FFT2 _sumを検出した場合は０といった形でクロック制御回路１１３に通知する。クロック制御回路１１３は、通知されたφ_FFT1 _sumとφ_FFT2 _sumの関係にしたがって、クロック発生器１１４を制御し、キャリア周波数と再生用キャリア周波数の同期を取ることができる。

実際には（ａ）〜（ｄ）全ての位相差が同時にφ_{FFT1_2} _+fとφ_{FFT1_2} _-fに現れるが、前述のとおり（ａ）〜（ｃ）については、位相比較回路１２３でφ_FFT1 _sumとφ_FFT2 _sumは等しくなるため、（ｄ）再生用キャリア周波数の誤差による位相差を検出できる。

また、本実施例の復調装置では、Ａ／Ｄ変換用サンプリングクロックと再生用キャリアは同期する構成となっている。変調装置側でもＤ／Ａ変換用サンプリングクロックとキャリアが同期する構成とすれば、変調装置と復調装置間でキャリア同期を得た時点でサンプリングクロックも同期するため、サンプリングクロックの同期手順が不要である。なお、復調装置にてＡ／Ｄ変換用サンプリングクロックと再生用キャリアが同期しない構成であっても、本発明を用いてキャリア同期を得ることは可能である。

なお、本実施例の図５では、1回目のＦＦＴ結果を処理するブロックと２回目のＦＦＴ結果を処理するブロックを分けて示しているが、構成は全く同じなため、いずれか１つのブロックにて両方の結果を処理する構成とすることも可能である。

図８は本発明の他の実施例となるＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。図１と同一箇所および同等部分については同一符号を付している。

図８は図１と同様に、同一のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴ演算を２回行う例である。図８では、同一のＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴ演算を２回行うためのフーリエ変換制御手段の一例として、ＦＦＴ回路１１０を２個用意している。窓位置決定部１０９は、それぞれのＦＦＴ回路１１０に異なったＦＦＴ演算範囲となるＦＦＴ窓位置を通知し、それぞれにて異なる演算範囲でＦＦＴ演算を行う。例えば、２個のＦＦＴ回路１１０のうち上段にて１回目を実施し、下段にて２回目となるＦＦＴ演算を行い、そのＦＦＴ演算結果を周波数誤差検出部１１２へと供給する。周波数誤差検出部１１２の動作は、実施例１と同じであるため詳細な説明は割愛する。

図９は本発明の他の実施例となるＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。図８と同一箇所および同等部分については同一符号を付している。

図９は図８と同様に、同一のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴ演算を２回行う例である。図９において図８と異なるのは、信頼性検出部３０１と使用サブキャリア取得部３０２と、サブキャリア選択部３０３と、周波数誤差検出部３０４であり、これらの動作について次に説明する。

ＯＦＤＭ方式では多数のサブキャリアを使用するが、常に通信に全てのサブキャリアを使用するとは限らない。このため、使用サブキャリア取得部３０２では、通信に使用するサブキャリアをあらかじめ装置にて既知として持っておくか、通信開始時もしくは通信中に制御用のサブキャリア（一般的に周波数はあらかじめ既知である）を通じて取得し、サブキャリア選択部３０３へと通知する。また、信頼性検出部３０１は、各サブキャリアの信頼性をビットエラーレートやサブキャリアの振幅といった情報から判断し、サブキャリア選択部３０３へと通知する。サブキャリア選択部３０３は、この通知された通信に使用するサブキャリアの中から、サブキャリアの信頼性が高い（例えばエラーレートの低い）サブキャリアを選択し、キャリア同期に用いるサブキャリアを周波数誤差検出部３０４へと通知する。

図１０は図９における周波数誤差検出部３０４の詳細な一例を示すブロック図であり、図５の周波数誤差検出部１１２とほぼ同じ構成となっている。なお、図５、図９と同一箇所および同等部分については同一符号を付している。

図１０にて、図５と異なるのは、選択回路１２０にてキャリア同期に使用するサブキャリアを選択する場合に、サブキャリア選択部３０３から通知された情報を用いることである。選択回路１２０では、この情報を元に、各サブキャリア毎のＯＦＤＭ周波数領域信号１２４から、再生用キャリアの周波数誤差を検出するために使用するサブキャリアを複数選択する。この選択では、サブキャリア選択部３０３より通知されたサブキャリアの中から、実施例１と同様にサブキャリアの周波数０に対して正方向と負方向に等しく離れた対となる周波数のサブキャリアを少なくとも１対以上選択する。図１０のその他のブロックの動作については、実施例１の図５と同じであるため、詳細な説明は割愛する。

本発明の一実施例のブロック図ＯＦＤＭシンボルにおけるＣＰとＦＦＴ窓の位置関係を示す図同一ＯＦＤＭシンボルにＦＦＴを２回適用させる場合のＦＦＴ窓位置を示す図図１中のＦＦＴ回路周辺の動作タイミングを示す図図１中の周波数誤差検出部の詳細な一例を示すブロック図ＦＦＴの演算開始位置の違いにより発生する位相差の周波数特性を示す図再生用キャリア周波数の誤差により発生する位相差の周波数特性を示す図他の実施例となるＯＦＤＭ復調装置のブロック図他の実施例となるＯＦＤＭ復調装置のブロック図図９中の周波数誤差検出部の詳細な一例を示すブロック図

符号の説明

１０１…アンテナ、１０２…ＲＦ受信部、１０３…直交復調回路、１０４…再生用キャリア発生器、１０５…Ａ／Ｄ変換回路、１０６…速度変換回路、１０７…スイッチ、１０８…遅延回路、１０９…窓位置決定部、１１０…ＦＦＴ回路、１１１…復調復号部、１１２…周波数誤差検出部、１１３…クロック制御回路、１１４…クロック発生器、１２０…選択回路、１２１…位相算出回路、１２２…加算回路、１２３…位相比較回路、３０１…信頼性検出部、３０２…使用サブキャリア取得部、３０３…サブキャリア選択部、３０４…周波数誤差検出部

Claims

ＯＦＤＭ被変調波を受信し復調するＯＦＤＭ復調装置において、
前記ＯＦＤＭ被変調波を再生用キャリアを用いて直交復調し、ＯＦＤＭベースバンド信号を得る直交復調手段と、
前記直交復調手段により得たＯＦＤＭベースバンド信号をフーリエ変換して各サブキャリア毎のＯＦＤＭ周波数領域信号へと変換するフーリエ変換手段と、
前記直交復調手段により得たＯＦＤＭベースバンド信号のシンボルの境界位置を検出し、当該シンボルの境界位置に基づいて、同一のＯＦＤＭシンボルに対して２箇所以上の異なったフーリエ変換の演算範囲を決定する演算範囲決定手段と、
前記演算範囲決定手段により決定した２箇所以上の演算範囲に対してフーリエ変換を行うように、前記フーリエ変換手段を制御するフーリエ変換制御手段と、
前記２箇所以上の演算範囲に対するフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、算出した位相をフーリエ変換の結果毎に比較し、比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
前記周波数誤差検出手段により検出された前記再生用キャリアの周波数誤差に基づき、前記再生用キャリアの周波数を制御するクロック制御手段とを、
備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
前記周波数誤差検出手段は、前記２箇所以上の演算範囲に対するフーリエ変換の結果の中から少なくとも２つ以上のフーリエ変換の結果を取得し、
取得したフーリエ変換の結果の中から、サブキャリアの基準周波数に対して正方向と負方向に等しく離れた対となる周波数のサブキャリアを少なくとも１対以上選択し、
選択したサブキャリアのフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、
算出したサブキャリアの位相を前記フーリエ変換の結果別に加算し、
加算した位相を前記フーリエ変換の結果毎に比較し、
比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
さらに、サブキャリアの信頼性を検出する信頼性検出手段を有し、
前記周波数誤差検出手段は、前記信頼性検出手段により検出したサブキャリアの信頼性に基づいて、複数回のフーリエ変換結果の中から使用するサブキャリアを選択し、
選択したサブキャリアのフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、
算出したサブキャリアの位相を前記フーリエ変換の結果別に加算し、
加算した位相を前記フーリエ変換の結果毎に比較し、
比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出することを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
再生用キャリアとＡ／Ｄ変換用のサンプリングクロックが同期することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のＯＦＤＭ復調装置。