JP4851954B2

JP4851954B2 - Board and electronic equipment

Info

Publication number: JP4851954B2
Application number: JP2007028527A
Authority: JP
Inventors: 詳一三村; 真人飛永; 高志皆川; 孝一井方; 修浅井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-02-07
Filing date: 2007-02-07
Publication date: 2012-01-11
Anticipated expiration: 2027-02-07
Also published as: JP2008193000A

Description

本発明は、配線接続部を有する基板および電子機器に関するものである。例えば、高速信号を伝送する信号配線を有する基板および電子機器に関するものである。 The present invention relates to a substrate having a wiring connection portion and an electronic apparatus. For example, the present invention relates to a substrate having a signal wiring for transmitting a high-speed signal and an electronic device.

近年の電子機器は小型化、高機能化、デジタル化が進み、これに伴って電子機器内や電子機器間で伝送される情報量が増加して伝送される信号速度も急速に高速化している。信号周波数が１００ＭＨｚ程度の場合には配線構造の高周波特性が信号波形へ与える影響は小さいが、信号周波数が数１００ＭＨｚから１ＧＨｚを超える高速信号になると配線構造の高周波特性が信号波形へ与える影響が無視できなくなり、プリント基板や接続ケーブルの配線構造の高周波特性に細心の注意を払う必要がある。 In recent years, electronic devices have been reduced in size, functionality, and digitization, and as a result, the amount of information transmitted in and between electronic devices has increased and the signal speed transmitted has also increased rapidly. . When the signal frequency is about 100 MHz, the influence of the high-frequency characteristics of the wiring structure on the signal waveform is small, but when the signal frequency becomes a high-speed signal exceeding several hundred MHz to 1 GHz, the influence of the high-frequency characteristics of the wiring structure on the signal waveform is ignored. It becomes impossible to pay attention to the high frequency characteristics of the wiring structure of the printed circuit board and the connection cable.

この問題はコネクタ等の信号配線接続部において特に顕著である。部品の半田付けや電気的接触確保のための接続断面構造が配線部分と大きく異なるため、断面構造と材質で決定されるインピーダンスの急激な変化に起因する高周波信号の反射や、配線断面積増加による容量成分増加に起因する波形なまりといった伝送波形の乱れが発生している。 This problem is particularly remarkable in signal wiring connection portions such as connectors. Since the connection cross-sectional structure for soldering parts and ensuring electrical contact is significantly different from the wiring part, it is caused by the reflection of high-frequency signals caused by a sudden change in impedance determined by the cross-sectional structure and material, and by the increase in the cross-sectional area of the wiring Transmission waveform disturbance such as waveform rounding due to an increase in capacitance component occurs.

図５〜図８を用いて、この信号配線接続部における問題について説明する。 The problem in the signal wiring connection portion will be described with reference to FIGS.

図５に、従来のプリント基板の信号配線接続部の透視構造図を示す。図５は、プリント基板上でコネクタと接続される信号周波数７５０ＭＨｚの高速信号配線の、端子間隔５００μｍのコネクタ端子用ランド周辺部分の構造を模式的に示したものである。 FIG. 5 shows a perspective structure diagram of a signal wiring connection portion of a conventional printed circuit board. FIG. 5 schematically shows a structure of a peripheral portion of a connector terminal land having a terminal interval of 500 μm of a high-speed signal wiring having a signal frequency of 750 MHz connected to the connector on the printed circuit board.

比誘電率３．３で厚み９０μｍのプリント基板の絶縁層２２の上面に、コネクタと接続される幅１８４μｍで厚み３５μｍの高速信号配線２１が、５００μｍ間隔で配置されている。高速信号配線２１は、インピーダンス制御部分２１ａと、幅が３００μｍに広げられたコネクタ端子用ランド部分２１ｂで構成されている。そして、絶縁層２２を挟んで高速信号配線２１と対向するように、厚み３５μｍのグランド面２３が配置されている。 High-speed signal wirings 21 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are arranged at intervals of 500 μm on the upper surface of the insulating layer 22 of the printed circuit board having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 90 μm. The high-speed signal wiring 21 includes an impedance control portion 21a and a connector terminal land portion 21b whose width is increased to 300 μm. A ground surface 23 having a thickness of 35 μm is disposed so as to face the high-speed signal wiring 21 with the insulating layer 22 interposed therebetween.

図６に示すようなマイクロストリップ線路の特性インピーダンスは、一般に数１で求められることが知られている。図６（ａ）は、特性インピーダンス値を算出する対象とするマイクロストリップ線路の構成を示す図であり、図６（ｂ）は、特性インピーダンス値を算出するために必要なマイクロストリップ線路の情報を示す断面図である。図６（ｂ）の各情報から、数１を用いてインピーダンス値Ｚ_０を算出することができる。 It is known that the characteristic impedance of a microstrip line as shown in FIG. FIG. 6A is a diagram showing a configuration of a microstrip line that is a target for calculating a characteristic impedance value, and FIG. 6B shows information on the microstrip line necessary for calculating the characteristic impedance value. It is sectional drawing shown. From each piece of information in FIG. 6B, the impedance value Z ₀ can be calculated using Equation 1.

図７は、図５の高速信号配線２１の幅を５０μｍから３００μｍまで変化させた時の、数１を用いて算出した特性インピーダンスの値を示すグラフである。

FIG. 7 is a graph showing the characteristic impedance value calculated using Equation 1 when the width of the high-speed signal wiring 21 in FIG. 5 is changed from 50 μm to 300 μm.

図７より、インピーダンス制御部分２１ａでは特性インピーダンスが５０Ωとなるように配線の幅が１８４μｍに決定されているが、高速信号のコネクタ端子用ランド部分２１ｂではコネクタ端子の半田付けのために配線幅が３００μｍまで広がっていて特性インピーダンスが３７Ωまで低下していることがわかる。 From FIG. 7, the width of the wiring is determined to be 184 μm so that the characteristic impedance is 50Ω in the impedance control portion 21 a, but in the land portion 21 b for the high-speed signal connector, the wiring width is reduced due to the soldering of the connector terminal. It can be seen that the characteristic impedance is reduced to 37Ω as it spreads to 300 μm.

また、図８（ａ）は、高速信号配線２１の特性インピーダンスの変化をグラフ化したものであり、図８（ｂ）は、高速信号配線２１の波形の変化を示したものである。 FIG. 8A is a graph showing changes in characteristic impedance of the high-speed signal wiring 21, and FIG. 8B shows changes in the waveform of the high-speed signal wiring 21.

図８（ｂ）において、Ａは悪化する前の信号波形、Ｂは信号波形Ａが悪化した後の信号波形を示している。 In FIG. 8B, A shows a signal waveform before deterioration, and B shows a signal waveform after signal waveform A deteriorates.

図８（ａ）より高速信号配線２１は特性インピーダンスが急激に変化する構造となっているため、図８（ｂ）に示すように急激な特性インピーダンスの変化部分での信号反射によるリンギング２８や、低インピーダンス部分の容量成分による波形なまり２９が発生する。 8A, the high-speed signal wiring 21 has a structure in which the characteristic impedance changes abruptly. Therefore, as shown in FIG. 8B, the ringing 28 due to the signal reflection at the abruptly changing characteristic impedance, A waveform round 29 is generated due to the capacitance component of the low impedance portion.

このように、図５に示した従来の信号配線部分の接続構造では、信号品質が悪化するという課題があった。 Thus, the conventional signal wiring portion connection structure shown in FIG. 5 has a problem that the signal quality deteriorates.

この課題に対応する信号接続部の構造が、従来から利用され、また提案されている。この課題に対応した従来の信号接続部の構造について以下に説明する。 The structure of the signal connection part corresponding to this subject has been conventionally used and proposed. The structure of the conventional signal connection unit corresponding to this problem will be described below.

図９は、この課題に対応した従来から利用されている、第１の従来の信号配線接続部の透視構造図を示している。図５と同じ構成部分には、同じ符号を用いている。 FIG. 9 is a perspective structural view of a first conventional signal wiring connection portion that has been conventionally used in response to this problem. The same reference numerals are used for the same components as in FIG.

比誘電率３．３で厚み９０μｍのプリント基板の絶縁層２２の上面に、コネクタと接続される幅１８４μｍで厚み３５μｍの高速信号配線３１が、５００μｍ間隔で配置されている。高速信号配線３１は、インピーダンス制御部分３１ａと、幅が３００μｍに広げられたコネクタ端子用ランド部分３１ｂと、インピーダンス制御部分３１ａとコネクタ端子用ランド部分３１ｂ間の境界部分３１ｃで構成されている。そして、絶縁層２２を挟んで高速信号配線３１と対向するように、厚み３５μｍのグランド面２３が配置されている。 High-speed signal wirings 31 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are arranged at intervals of 500 μm on the upper surface of the insulating layer 22 of the printed circuit board having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 90 μm. The high-speed signal wiring 31 includes an impedance control portion 31a, a connector terminal land portion 31b widened to 300 μm, and a boundary portion 31c between the impedance control portion 31a and the connector terminal land portion 31b. A ground surface 23 having a thickness of 35 μm is disposed so as to face the high-speed signal wiring 31 with the insulating layer 22 interposed therebetween.

このように、高速信号配線３１は、その幅が連続的にかつ緩やかに変化する構造となっている点が、図５の高速信号配線２１の構造と異なる。 Thus, the high-speed signal wiring 31 is different from the structure of the high-speed signal wiring 21 in FIG. 5 in that the width of the high-speed signal wiring 31 changes continuously and gently.

図９の構成において、高速信号のインピーダンス制御部分３１ａは、数１および図７より特性インピーダンスが５０Ωとなるように配線の幅が１８４μｍに決定されているが、高速信号のコネクタ端子用ランド部分３１ｂではコネクタ端子の半田付けのために配線幅が３００μｍまで広がっていて特性インピーダンスが３７Ωまで低下しており、インピーダンス制御部分３１ａとコネクタ端子用ランド部分３１ｂ間の境界部分３１ｃでは線幅が徐々に変化して特性インピーダンスも徐々に変化する構造となっている。 In the configuration of FIG. 9, the high-speed signal impedance control portion 31a is determined to have a wiring width of 184 μm so that the characteristic impedance is 50Ω from Equation 1 and FIG. 7, but the high-speed signal connector terminal land portion 31b. In order to solder the connector terminal, the wiring width is expanded to 300 μm and the characteristic impedance is decreased to 37Ω, and the line width gradually changes at the boundary portion 31c between the impedance control portion 31a and the connector terminal land portion 31b. Thus, the characteristic impedance gradually changes.

図１０（ａ）は、高速信号配線３１の特性インピーダンスの変化をグラフ化したものであり、図１０（ｂ）は、高速信号配線３１の波形の変化を示したものである。 FIG. 10A is a graph showing changes in the characteristic impedance of the high-speed signal wiring 31, and FIG. 10B shows changes in the waveform of the high-speed signal wiring 31.

図１０（ｂ）において、Ａは悪化する前の信号波形、Ｂは信号波形Ａが悪化した後の信号波形を示している。 In FIG. 10B, A shows a signal waveform before deterioration, and B shows a signal waveform after signal waveform A deteriorates.

図１０（ｂ）を図８（ｂ）と比較すると、図９の信号配線接続部の構造の高速信号配線３１は、急激な特性インピーダンスの変化が緩和されて信号反射によるリンギング２８が抑制できるという効果があることがわかる。しかし、図１０（ｂ）からわかるように、高速信号配線３１でも、低インピーダンス部分の容量成分による波形なまり２９が発生するという課題が残っていた。 When FIG. 10B is compared with FIG. 8B, the high-speed signal wiring 31 having the structure of the signal wiring connection portion in FIG. 9 can suppress the ringing 28 due to the signal reflection because the sudden change in characteristic impedance is reduced. It turns out that there is an effect. However, as can be seen from FIG. 10B, the high-speed signal wiring 31 still has a problem that the waveform rounding 29 due to the capacitive component of the low impedance portion occurs.

この波形なまりの課題についても対応した、第２および第３の従来の信号配線接続部の構造が提案されている。 Second and third conventional signal wiring connection structures have also been proposed that also deal with the problem of waveform rounding.

第２の従来の信号配線接続部として、配線幅に合わせて絶縁層厚みを変化させることでインピーダンス変化を抑制する構造が提案されている（例えば、特許文献１参照）。 As a second conventional signal wiring connection portion, a structure is proposed in which the impedance change is suppressed by changing the thickness of the insulating layer in accordance with the wiring width (see, for example, Patent Document 1).

図１１（ａ）は、第２の従来の信号配線接続部の、信号配線が形成されている上面からみた平面構成図を示しており、図１１（ｂ）は、図１１（ａ）のＣ−Ｃ´断面の断面構造図を示している。 FIG. 11A shows a plan configuration view of the second conventional signal wiring connecting portion as viewed from the upper surface on which the signal wiring is formed, and FIG. 11B is a diagram of C in FIG. 11A. The cross-section figure of a -C 'cross section is shown.

比誘電率３．３で厚み９０μｍのプリント基板の絶縁層部分４２の上面に、コネクタと接続される幅１８４μｍで厚み３５μｍの高速信号配線４１が、複数平行に配置されている。高速信号配線４１は、高速信号のインピーダンス制御部分４１ａと、高速信号の配線幅が変化する部分４１ｃで構成されている。 A plurality of high-speed signal wirings 41 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are arranged in parallel on the upper surface of the insulating layer portion 42 of the printed circuit board having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 90 μm. The high-speed signal wiring 41 includes a high-speed signal impedance control portion 41a and a high-speed signal wiring width portion 41c.

そして、平面状の絶縁層部分４２の高速信号配線４１と反対側の面の、高速信号の配線幅が変化する部分４１ｃに対応する部分に、高速信号の配線幅が変化する部分４１ｃの幅に合わせて厚さが変化する楔形状の絶縁層部分４２ａが形成されている。そして、絶縁層部分４２および絶縁層部分４２ａを挟んで高速信号配線４１と対向するように、厚み３５μｍのグランド面４３が配置されている。 Then, on the opposite side of the planar insulating layer portion 42 to the high-speed signal wiring 41, the portion corresponding to the portion 41 c where the high-speed signal wiring width changes is changed to the width of the portion 41 c where the high-speed signal wiring width changes. In addition, a wedge-shaped insulating layer portion 42a whose thickness is changed is formed. A ground plane 43 having a thickness of 35 μm is disposed so as to face the high-speed signal wiring 41 with the insulating layer portion 42 and the insulating layer portion 42a interposed therebetween.

このように、図１１の構成では、高速信号のインピーダンス制御部分４１ａは、数１および図７より特性インピーダンスが５０Ωとなるように配線の幅が決定されており、配線幅が変化する部分４１ｃで特性インピーダンスが徐々に低下しないようにプリント基板の絶縁層部分４２に加えて新たな楔形状の絶縁層部分４２ａが厚み方向に挿入されている。配線幅が変化する部分４１ｃとグランド面４３との距離が、配線の特性インピーダンスが一定になるように徐々に大きくなっているので、急激な特性インピーダンス変化部分での反射によるリンギングと低インピーダンス部分の容量成分による波形なまりの双方が無くなり、信号品質の悪化を抑制できる。 As described above, in the configuration of FIG. 11, the impedance control portion 41a of the high-speed signal has the wiring width determined so that the characteristic impedance becomes 50Ω from Equation 1 and FIG. In order to prevent the characteristic impedance from gradually decreasing, a new wedge-shaped insulating layer portion 42a is inserted in the thickness direction in addition to the insulating layer portion 42 of the printed circuit board. Since the distance between the portion 41c where the wiring width changes and the ground plane 43 is gradually increased so that the characteristic impedance of the wiring becomes constant, the ringing due to the reflection at the sudden characteristic impedance changing portion and the low impedance portion Both waveform rounding due to the capacitive component is eliminated, and deterioration of signal quality can be suppressed.

また、第３の従来の信号配線接続部として、配線幅が広くなる部分の誘電体に孔を開けて見かけ上の誘電率を小さくすることでインピーダンス変化を抑制する構造が提案されている（例えば、特許文献２参照）。 Further, as a third conventional signal wiring connection portion, a structure has been proposed in which impedance change is suppressed by opening a hole in a portion of the dielectric where the wiring width is widened to reduce the apparent dielectric constant (for example, , See Patent Document 2).

図１２は、特許文献２で提案されている電気コネクタに内蔵された基板の構造図を示している。 FIG. 12 shows a structural diagram of a board built in the electrical connector proposed in Patent Document 2. In FIG.

比誘電率３．３で厚み４５μｍの絶縁層５２の上面に、コネクタと接続される幅１８４μｍで厚み３５μｍの高速信号配線５１が複数平行に形成されて、表面絶縁基板を構成している。高速信号配線５１は、インピーダンス制御部分５１ａと、幅が３００μｍに広げられたコネクタ端子用ランド部分５１ｂで構成されている。 A plurality of high-speed signal wirings 51 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are formed in parallel on the upper surface of the insulating layer 52 having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 45 μm, thereby constituting a surface insulating substrate. The high-speed signal wiring 51 includes an impedance control portion 51a and a connector terminal land portion 51b whose width is increased to 300 μm.

比誘電率３．３で厚み４５μｍの絶縁層５５の両面に厚み３５μｍのグランド面５３が形成されて、第１の絶縁薄層基板を構成している。 A ground surface 53 having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 35 μm is formed on both surfaces of an insulating layer 55 having a thickness of 45 μm to constitute a first insulating thin layer substrate.

また、比誘電率３．３で厚み４５μｍの絶縁層５６の、積層される表面絶縁基板の高速信号のコネクタ端子用ランド部分５１ｂと第１の絶縁薄層基板の間に孔部５４が形成されて第２の絶縁薄層基板を構成している。 Further, a hole 54 is formed between the first insulating thin layer substrate and the insulating terminal 56 having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 45 μm between the first insulating thin layer substrate and the high-speed signal connector terminal land portion 51b of the surface insulating substrate to be laminated. A second insulating thin layer substrate.

そして、第１の絶縁薄層基板の両面に第２の絶縁薄層基板、さらにその両外側に表面絶縁基板が積層されて、電気コネクタに内蔵される基板となる。したがって、絶縁層５２および５６を挟んで高速信号配線５１と対向するようにグランド面５３が配置されることになる。 Then, the second insulating thin layer substrate is laminated on both surfaces of the first insulating thin layer substrate, and the surface insulating substrate is further laminated on both outer sides thereof to become a substrate incorporated in the electrical connector. Therefore, the ground surface 53 is disposed so as to face the high-speed signal wiring 51 with the insulating layers 52 and 56 interposed therebetween.

このように、図１２の構成では、高速信号のインピーダンス制御部分５１ａは、数１および図７より特性インピーダンスが５０Ωとなるように配線の幅が決定されており、高速信号のコネクタ端子用ランド部分５１ｂではグランド面５３との間の絶縁層５６の部分に孔部５４が形成されており、孔部５４の空気の比誘電率が絶縁層５６の部分よりも小さいために孔部５４が無い場合に比べてコネクタ端子用ランド部分５１ｂの特性インピーダンス低下を部分的に緩和する構造となっている。このような構造としたことにより、急激な特性インピーダンスの変化部分での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりが減少し、信号品質の悪化を抑制できる。
特開２００６−１７３２３９号公報特開２００６−３２２７０号公報 Thus, in the configuration of FIG. 12, the impedance control portion 51a of the high-speed signal has the wiring width determined so that the characteristic impedance is 50Ω from Equation 1 and FIG. In 51b, a hole 54 is formed in the portion of the insulating layer 56 between the ground surface 53, and the hole 54 does not exist because the relative permittivity of air in the hole 54 is smaller than that of the insulating layer 56. Compared with the structure, the characteristic impedance lowering of the connector terminal land portion 51b is partially mitigated. By adopting such a structure, ringing due to reflection at a sudden change in characteristic impedance and waveform rounding due to a capacitance component in a low impedance portion are reduced, and deterioration of signal quality can be suppressed.
JP 2006-173239 A JP 2006-32270 A

しかしながら、従来の信号配線接続部の構造の場合には、製造工程の追加によりコストアップとなっていた。また、第２の従来の信号配線接続部の構造の場合には、適用範囲が限定されるという問題があり、第３の従来の信号配線接続部の構造の場合には、構造的に信頼性が低下するという問題があった。 However, in the case of the structure of the conventional signal wiring connection portion, the cost is increased by adding a manufacturing process. Further, in the case of the second conventional signal wiring connection structure, there is a problem that the range of application is limited. In the case of the third conventional signal wiring connection structure, there is structural reliability. There was a problem that decreased.

すなわち、図１１に示した第２の従来の信号配線接続部の構造の場合には、プリント基板の製造工程に新たな楔形状の絶縁層部分４２ａを部分的に追加する必要があるためにコストアップとなる。さらに、コネクタ等の一定間隔の隙間に差し込んで接続するフレキシブル基板などには、差込部分の厚みを一定にできないため適用できない。 That is, in the case of the second conventional signal wiring connection portion structure shown in FIG. 11, it is necessary to add a new wedge-shaped insulating layer portion 42a to the printed circuit board manufacturing process. It will be up. Furthermore, it cannot be applied to a flexible board or the like that is inserted and connected in a gap of a certain interval such as a connector because the thickness of the insertion portion cannot be made constant.

図１２に示した従来の第３の信号配線接続部の構造の場合にも、プリント基板の製造工程に新たな孔部５４を形成させる工程が必要となるためにコストアップとなる。また、従来の第３の信号配線接続部の構造の場合には、高速信号配線５１とグランド面５３との間の絶縁層５６の部分に孔部５４を形成するため、コネクタ端子用ランド部分５１ｂは絶縁層５２との接着強度が低下して剥離し易くなる。さらにコネクタ端子等の押圧でコネクタ端子用ランド部分５１ｂが孔部５４に食い込んで変形し易くなるという新たな課題が発生する。 Also in the case of the structure of the conventional third signal wiring connection portion shown in FIG. 12, the process of forming a new hole portion 54 is required in the manufacturing process of the printed circuit board, which increases the cost. Further, in the case of the conventional third signal wiring connecting portion structure, the hole portion 54 is formed in the insulating layer 56 between the high-speed signal wiring 51 and the ground surface 53, so that the connector terminal land portion 51b is formed. The adhesive strength with the insulating layer 52 is lowered, and it becomes easy to peel off. Further, a new problem arises in that the connector terminal land 51b bites into the hole 54 and is easily deformed by the pressing of the connector terminal or the like.

このように、従来のいずれの方法においても、信号配線部分と幅が大きく異なるコネクタ端子用ランド部分でのインピーダンス変化を緩和する構造がコストアップや信頼性低下の要因となり易く、またフレキシブル基板等の両面基板構造に適用し難かった。 As described above, in any of the conventional methods, the structure that relaxes the impedance change in the land portion for the connector terminal that is greatly different in width from the signal wiring portion is likely to cause a cost increase and a decrease in reliability. It was difficult to apply to a double-sided board structure.

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、安価な構成で信頼性を損なうことなく、信号接続部における波形なまりおよびリンギングを改善できる基板および電子機器を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a substrate and an electronic apparatus that can improve waveform rounding and ringing in a signal connection portion without impairing reliability with an inexpensive configuration.

上述した課題を解決するために、第１の本発明は、
絶縁層と、
前記絶縁層の一方の面に形成された、互いに幅の異なる信号配線部と部品接続用ランド部とが接続された配線接続部と、
前記絶縁層の前記一方の面の反対側の面に前記配線接続部に対向して形成された、互いに幅の異なる信号配線対向部と部品接続用ランド対向部とが接続されたグランド部とを備え、
前記信号配線部と前記信号配線対向部を対応させ、前記部品接続用ランド部と前記部品接続用ランド対向部を対応させることにより、前記信号配線部と前記部品接続用ランド部間のインピーダンスを一定にした基板である。 In order to solve the above-described problem, the first aspect of the present invention provides:
An insulating layer;
A wiring connection portion formed on one surface of the insulating layer, in which signal wiring portions having different widths and a component connection land portion are connected;
A ground portion formed on the surface opposite to the one surface of the insulating layer so as to be opposed to the wiring connection portion and connected to the signal wiring facing portion having a different width and the component connecting land facing portion. Prepared,
The signal wiring portion and the signal wiring facing portion are made to correspond to each other, and the impedance between the signal wiring portion and the component connecting land portion is made constant by making the component connecting land portion and the component connecting land facing portion correspond to each other. This is a substrate.

また、第２の本発明は、
前記部品接続用ランド部の幅は前記信号配線部の幅よりも大きく、
前記部品接続用ランド対向部の幅は前記信号配線対向部の幅よりも小さい、第１の本発明の基板である。 The second aspect of the present invention
The width of the part connecting land portion is larger than a width of the signal wiring portion,
The width of the part connecting land facing portion is smaller than the width of the signal wiring opposing portion, which is a substrate of the first invention.

また、第３の本発明は、
前記配線接続部は、前記一方の面上に平行に複数形成されており、
前記グランド部は、前記信号配線対向部および前記部品接続用ランド対向部が、前記複数の配線接続部のそれぞれの前記信号配線部および前記部品接続用ランド部に対応するように、前記反対側の面上に平行に複数形成されており、
前記各信号配線対向部は、幅方向で互いにつながっている、第２の本発明の基板である。 The third aspect of the present invention
A plurality of the wiring connection portions are formed in parallel on the one surface,
The ground portion is arranged on the opposite side so that the signal wiring facing portion and the component connecting land facing portion correspond to the signal wiring portion and the component connecting land portion of the plurality of wiring connecting portions, respectively. It is formed in parallel on the surface,
Each said signal wiring opposing part is a board | substrate of 2nd this invention connected with each other in the width direction.

また、第４の本発明は、
前記配線接続部の幅は、前記信号配線部から前記部品接続用ランド部に向かって連続的にまたは段階的に大きくなっており、
前記グランド部の幅は、前記信号配線対向部から前記部品接続用ランド対向部に向かって連続的にまたは段階的に小さくなっている、第２の本発明の基板である。 The fourth aspect of the present invention is
The width of the wiring connection portion is continuously or stepwise increased from the signal wiring portion toward the part connecting land portion,
The width of the ground portion, the signal has wiring made from the facing portion wherein the component continuously or stepwise connection towards the land opposing portions small, which is a substrate of the second invention.

また、第５の本発明は、
前記基板は、フレキシブル基板である、第１の本発明の基板である。 The fifth aspect of the present invention provides
The substrate is a substrate according to the first aspect of the present invention, which is a flexible substrate.

また、第６の本発明は、
前記一定にしたインピーダンスは、信号配線の特性インピーダンスである、第１の本発明の基板である。 The sixth aspect of the present invention provides
The constant impedance is the substrate according to the first aspect of the present invention, which is the characteristic impedance of the signal wiring.

また、第７の本発明は、
前記一定にしたインピーダンスは、複数の信号配線間の差動インピーダンスである、第１の本発明の基板である。 The seventh aspect of the present invention
The constant impedance is the substrate according to the first aspect of the present invention, which is a differential impedance between a plurality of signal wirings.

また、第８の本発明は、
第１乃至第７のいずれかの本発明の基板を備えた電子機器である。 In addition, the eighth aspect of the present invention
An electronic apparatus including any one of the first to seventh substrates of the present invention.

本発明により、安価な構成で信頼性を損なうことなく、信号接続部における波形なまりおよびリンギングを改善できる基板および電子機器を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a substrate and an electronic device that can improve waveform rounding and ringing in a signal connection portion without impairing reliability with an inexpensive configuration.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１のプリント基板の信号配線接続部の、コネクタ端子用ランド周辺部分の構造を模式的に示した構造図を示している。図１（ａ）は高速信号配線側から見た透視構造斜視図を、図１（ｂ）は高速信号配線側から見た平面図を、それぞれ示している。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a structural view schematically showing the structure of the peripheral portion of the connector terminal land in the signal wiring connecting portion of the printed circuit board according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 1A shows a perspective structure perspective view seen from the high-speed signal wiring side, and FIG. 1B shows a plan view seen from the high-speed signal wiring side.

比誘電率３．３で厚み９０μｍのプリント基板の絶縁層１２の上面に、コネクタと接続される幅１８４μｍで厚み３５μｍの高速信号配線１１が、複数平行に配置されている。高速信号配線１１は、インピーダンス制御部分１１ａと、幅が３００μｍに広げられたコネクタ端子用ランド部分１１ｂと、インピーダンス制御部分１１ａとコネクタ端子用ランド部分１１ｂ間の境界部分１１ｃで構成されている。 A plurality of high-speed signal wirings 11 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are arranged in parallel on the upper surface of the insulating layer 12 of the printed circuit board having a relative dielectric constant of 3.3 and a thickness of 90 μm. The high-speed signal wiring 11 includes an impedance control portion 11a, a connector terminal land portion 11b whose width is increased to 300 μm, and a boundary portion 11c between the impedance control portion 11a and the connector terminal land portion 11b.

そして、絶縁層１２を挟んでそれぞれの高速信号配線１１と対向するように、厚み３５μｍのグランド面１３が、複数平行に配置されている。グランド面１３は、高速信号のインピーダンス制御部分１１ａと対向するように配置された信号配線対向グランド面１３ａと、コネクタ端子用ランド部分１１ｂと対向するように配置されたランド部配線対向グランド面１３ｂと、境界部分１１ｃと対向するように配置された、信号配線対向グランド面１３ａとランド部配線対向グランド面１３ｂ間の境界グランド面１３ｃで構成されている。本実施の形態１の信号配線接続部は、図１に示すように各グランド面１３の信号配線対向グランド面１３ａ同士がつながった構成をしている。 A plurality of ground surfaces 13 having a thickness of 35 μm are arranged in parallel so as to face the high-speed signal wirings 11 with the insulating layer 12 interposed therebetween. The ground plane 13 is a signal wiring facing ground plane 13a disposed so as to face the impedance control portion 11a of the high-speed signal, and a land portion wiring facing ground plane 13b disposed so as to face the connector terminal land portion 11b. The signal wiring opposing ground plane 13a and the land portion wiring opposing ground plane 13b are arranged so as to face the boundary portion 11c. As shown in FIG. 1, the signal wiring connection portion of the first embodiment has a configuration in which the signal wiring opposing ground surfaces 13 a of the ground surfaces 13 are connected to each other.

なお、高速信号配線１１が、本発明の配線接続部の一例にあたり、インピーダンス制御部分１１ａおよびコネクタ端子用ランド部分１１ｂが、それぞれ、本発明の信号配線部および部品接続用ランド部の一例にあたる。また、グランド面１３が、本発明のグランド部の一例にあたり、信号配線対向グランド面１３ａおよびランド部配線対向グランド面１３ｂが、それぞれ、本発明の信号配線対向部および部品接続用ランド対向部の一例にあたる。 The high-speed signal wiring 11 corresponds to an example of the wiring connection portion of the present invention, and the impedance control portion 11a and the connector terminal land portion 11b correspond to examples of the signal wiring portion and the component connection land portion of the present invention, respectively. The ground plane 13 is an example of the ground portion of the present invention, and the signal wiring facing ground surface 13a and the land portion wiring facing ground surface 13b are examples of the signal wiring facing portion and the component connecting land facing portion of the present invention, respectively. It hits.

以上の様に構成された本実施の形態１のプリント基板において、高速信号のインピーダンス制御部分１１ａは、数１に示す特性インピーダンスが５０Ωとなるように配線の幅が決定されている。 In the printed circuit board according to the first embodiment configured as described above, the width of the high-speed signal impedance control portion 11a is determined so that the characteristic impedance shown in Equation 1 is 50Ω.

数１は、絶縁層１２を挟んで高速信号配線１１と対向するグランド面１３の幅が高速信号配線１１に比べて十分に広い、図６に示すような構成の場合に適用できる近似式である。図１に示す本実施の形態１のランド部配線対向グランド面１３ｂや境界グランド面１３ｃのように、対応するグランド面１３側の幅が高速信号配線１１の幅と同等以下の場合には、数１の近似式を適用できず、電磁界解析等の数値解析により特性インピーダンスを算出する必要がある。 Equation 1 is an approximate expression applicable to the configuration shown in FIG. 6 in which the width of the ground plane 13 facing the high-speed signal wiring 11 across the insulating layer 12 is sufficiently wider than that of the high-speed signal wiring 11. . When the width of the corresponding ground plane 13 side is equal to or less than the width of the high-speed signal wiring 11 as in the land portion wiring opposing ground plane 13b and the boundary ground plane 13c of the first embodiment shown in FIG. 1 cannot be applied, and it is necessary to calculate the characteristic impedance by numerical analysis such as electromagnetic field analysis.

図２（ａ）は、絶縁層を挟んで対向する信号配線の幅とグランド面の幅の関係を解析するための構造図であり、図２（ｂ）は、電磁界解析ソフトを使用して、図２（ａ）に示す構造について、信号配線およびグランドの幅と特性インピーダンスの関係を求めたグラフを示している。 FIG. 2 (a) is a structural diagram for analyzing the relationship between the width of the signal wiring and the width of the ground plane facing each other with the insulating layer interposed therebetween, and FIG. 2 (b) is obtained by using electromagnetic field analysis software. 2A is a graph showing the relationship between signal wiring and ground width and characteristic impedance for the structure shown in FIG.

図２（ｂ）の関係より、信号配線に対向するグランド面の線幅を調整することにより、信号配線の特性インピーダンスを制御できることがわかる。したがって、図１に示す本実施の形態１の信号配線接続部の構成で、高速信号のコネクタ端子用ランド部分１１ｂ、高速信号のインピーダンス制御部分１１ａ、境界部分１１ｃのそれぞれの幅に対応させて、ランド部配線対向グランド面１３ｂおよび境界グランド面１３ｃの幅を決定することにより、高速信号配線１１の特性インピーダンスを一定に保たせることができる。特性インピーダンスを一定に保たせることにより、特性インピーダンスの急激な変化部での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりが減少して、信号品質の悪化を低減することが可能となる。 From the relationship of FIG. 2B, it can be seen that the characteristic impedance of the signal wiring can be controlled by adjusting the line width of the ground plane facing the signal wiring. Therefore, in the configuration of the signal wiring connection portion of the first embodiment shown in FIG. 1, corresponding to the widths of the high-speed signal connector terminal land portion 11b, the high-speed signal impedance control portion 11a, and the boundary portion 11c, The characteristic impedance of the high-speed signal wiring 11 can be kept constant by determining the widths of the land portion wiring opposing ground surface 13b and the boundary ground surface 13c. By keeping the characteristic impedance constant, ringing due to reflection at a sharply changing portion of the characteristic impedance and rounding of the waveform due to the capacitive component of the low impedance portion are reduced, thereby making it possible to reduce signal quality deterioration. .

例えば、図１に示す高速信号配線１１とグランド面１３が１組の構成の場合についてみると、図２（ｂ）より、境界部分１１ｃの幅が２００μｍとなる部分に対応する境界グランド面１３ｃの部分の幅を５００μｍとし、境界部分１１ｃの幅が２５０μｍとなる部分に対応する境界グランド面１３ｃの部分の幅を１５０μｍとし、幅が３００μｍであるコネクタ端子用ランド部分１１ｂに対応するランド部配線対向グランド面１３ｂの幅を５０μｍとした構成のグランド面１３とすることにより、高速信号配線１１の特性インピーダンスを一定に保たせることができる。この場合、高速信号配線１１の幅が２００〜３００μｍの範囲において、幅が２００μｍとなる部分のインピーダンスは５０．９Ω、幅が２５０μｍとなる部分のインピーダンスは５０．０Ω、コネクタ端子用ランド部分１１ｂのインピーダンスは５０．４Ωとなり、特性インピーダンスをほぼ一定の５０Ωに保たせることができる。 For example, in the case where the high-speed signal wiring 11 and the ground plane 13 shown in FIG. 1 are configured as one set, the boundary ground plane 13c corresponding to the portion where the width of the boundary section 11c is 200 μm is shown in FIG. The width of the portion is 500 μm, the width of the portion of the boundary ground surface 13c corresponding to the portion where the width of the boundary portion 11c is 250 μm is 150 μm, and the land portion wiring facing the land portion 11b for connector terminal having a width of 300 μm By using the ground surface 13 having a configuration in which the width of the ground surface 13b is 50 μm, the characteristic impedance of the high-speed signal wiring 11 can be kept constant. In this case, when the width of the high-speed signal wiring 11 is in the range of 200 to 300 μm, the impedance of the portion having the width of 200 μm is 50.9Ω, the impedance of the portion having the width of 250 μm is 50.0Ω, and the land portion 11b for the connector terminal The impedance is 50.4Ω, and the characteristic impedance can be maintained at a substantially constant 50Ω.

ただし、高速信号配線が孤立して配置されているのではなく、図１のように高速信号配線１１が複数並走している構造の場合には、隣接する高速信号配線１１に対応するランド部配線対向グランド面１３ｂおよび境界グランド面１３ｃの影響により、図２（ｂ）に示した特性インピーダンスよりも若干低い特性インピーダンスとなる。 However, if the high-speed signal wirings are not arranged so as to be isolated but have a structure in which a plurality of high-speed signal wirings 11 run in parallel as shown in FIG. Due to the influence of the wiring opposing ground surface 13b and the boundary ground surface 13c, the characteristic impedance is slightly lower than the characteristic impedance shown in FIG.

図３（ａ）は、信号配線が複数並走している構造に対する信号配線の幅とグランド面の幅の関係を解析するための構造図であり、図３（ｂ）は、電磁界解析ソフトを使用して、図３（ａ）に示す構造について、内側の信号配線およびグランドの幅と特性インピーダンスの関係を求めたグラフを示している。 3A is a structural diagram for analyzing the relationship between the width of the signal wiring and the width of the ground plane with respect to a structure in which a plurality of signal wirings run in parallel, and FIG. 3B is an electromagnetic field analysis software. 3 is a graph showing the relationship between the inner signal wiring and the width of the ground and the characteristic impedance for the structure shown in FIG.

図３（ａ）の４本の信号配線が並走している構成の場合には、内側２本の信号配線が両側に他の信号配線と隣接しているのに対し、外側２本の信号配線は片側にしか他の信号配線と隣接していないので、隣接するグランド面の有無の違いによって内側２本の信号配線の方がグランド面から受ける影響が大きく、外側２本の信号配線よりも若干低いインピーダンスとなる。図３（ｂ）は、図３（ａ）の内側２本のうちの一方の信号配線についての、信号配線およびグランドの幅と特性インピーダンスの関係を示している。 In the case of the configuration in which the four signal wirings in FIG. 3A run side by side, the inner two signal wirings are adjacent to the other signal wirings on both sides, whereas the outer two signal wirings. Since the wiring is adjacent to the other signal wiring only on one side, the inner two signal wirings are more affected by the ground surface due to the difference in the presence or absence of the adjacent ground surface, and are more affected than the two outer signal wirings. Slightly lower impedance. FIG. 3B shows the relationship between the signal wiring and ground width and the characteristic impedance for one of the two inner signal wirings in FIG.

図３（ｂ）より、図１の実施の形態１の高速信号配線１１における境界部分１１ｃの特性インピーダンスを５０Ωに保つための、境界部分１１ｃの変化する配線幅に対応する境界グランド面１３ｃの各部分の幅を求めることが出来る。 From FIG. 3B, each boundary ground plane 13c corresponding to the varying wiring width of the boundary portion 11c for keeping the characteristic impedance of the boundary portion 11c in the high-speed signal wiring 11 of the first embodiment of FIG. The width of the part can be obtained.

例えば、境界部分１１ｃの幅が２００μｍとなる部分に対応する境界グランド面１３ｃの部分の幅を２１０μｍとし、境界部分１１ｃの幅が２５０μｍとなる部分に対応する境界グランド面１３ｃの部分の幅を８２μｍとすることにより、高速信号配線１１の境界部分１１ｃ部分の特性インピーダンスを一定の５０Ωに保たせることができる。 For example, the width of the boundary ground surface 13c corresponding to the portion where the width of the boundary portion 11c is 200 μm is 210 μm, and the width of the portion of the boundary ground surface 13c corresponding to the portion where the width of the boundary portion 11c is 250 μm is 82 μm. By doing so, the characteristic impedance of the boundary portion 11c portion of the high-speed signal wiring 11 can be kept constant at 50Ω.

なお、図３（ｂ）では、信号配線の幅が３００μｍの場合にグランド面の幅を５０μｍまでしか計算していないが、これは一般の基板では５０μｍ程度が配線幅の限界であるためで、計算上ではグランド面の幅２０μｍで特性インピーダンスは約５０Ωになる。 In FIG. 3B, when the width of the signal wiring is 300 μm, the width of the ground plane is only calculated up to 50 μm. This is because the general substrate has a wiring width limit of about 50 μm. In calculation, the characteristic impedance is about 50Ω when the width of the ground plane is 20 μm.

このようにして厳密に特性インピーダンスを一定に保つように信号配線および対応するグランド面の幅を決定することにより、特性インピーダンスの急激な変化部での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりがさらに減少し、信号品質の悪化をより低減することが可能となる。 In this way, by determining the width of the signal wiring and the corresponding ground plane so as to keep the characteristic impedance strictly constant, the waveform due to the ringing due to the sudden change in the characteristic impedance and the capacitance component of the low impedance part The rounding is further reduced, and the deterioration of signal quality can be further reduced.

またさらに、高速信号配線が複数並走した状態の差動インピーダンスを一定に保つように信号配線および対応するグランド面の幅を決定することも可能である。差動インピーダンスを一定に保たせることにより、差動インピーダンスの急激な変化部での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりがさらに減少し、信号品質の悪化をさらに低減させることが可能となる。 Furthermore, it is also possible to determine the width of the signal wiring and the corresponding ground plane so that the differential impedance in a state where a plurality of high-speed signal wirings run in parallel is kept constant. By keeping the differential impedance constant, ringing due to reflections at sudden changes in the differential impedance and rounding of the waveform due to the capacitive component in the low impedance part can be further reduced, further reducing signal quality degradation. It becomes possible.

なお、本発明でいう「インピーダンスを一定に保つ」とは、厳密に全く変化しない範囲のものに限らず、社会通念上一定と同視できる範囲のものをいう。したがって、本実施の形態１では、図１に示す境界部分１１ｃおよび境界グランド面１３ｃの幅を、いずれも連続的に変化する形状としたが、高速信号配線１１のインピーダンスを一定とみなせる微小な変化の範囲に収まるようにできれば、これらの幅が段階的に変化するような形状であってもよい。 The term “keep impedance constant” in the present invention is not limited to a range that does not strictly change at all, but also a range that can be regarded as constant according to social wisdom. Therefore, in the first embodiment, the widths of the boundary portion 11c and the boundary ground plane 13c shown in FIG. 1 are both continuously changed, but a minute change that allows the impedance of the high-speed signal wiring 11 to be considered constant. As long as it can be accommodated in the range, the shape may be such that these widths change stepwise.

図４（ａ）および（ｂ）は、それぞれ、図１とは異なる本実施の形態１の他の構成の信号配線接続部の平面図を示している。高速信号配線１１のインピーダンスを一定とみなせる範囲にできれば、例えば図４（ａ）に示すように、境界部分１１ｃおよび境界グランド面１３ｃの幅を決める２つの辺の形状が細かな階段形状などであってもよい。 FIGS. 4A and 4B are plan views of signal wiring connection portions of another configuration of the first embodiment different from FIG. If the impedance of the high-speed signal wiring 11 can be considered to be constant, for example, as shown in FIG. 4A, the shape of the two sides that determine the width of the boundary portion 11c and the boundary ground plane 13c may be a staircase shape. May be.

また、図１に示した本実施の形態１の構成では、隣接する信号配線対向グランド面１３ａ同士がつながっている構成としたが、高速信号配線１１のインピーダンスを一定にできれば、例えば図４（ｂ）のように、隣接する信号配線対向グランド面１３ａが離れている構成であってもよい。 In the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, adjacent signal wiring opposing ground surfaces 13a are connected to each other. However, if the impedance of the high-speed signal wiring 11 can be made constant, for example, FIG. ), The adjacent signal wiring opposing ground plane 13a may be separated.

なお、本発明の構成の基板では、図１１および図１２に示した第２および第３の従来の信号配線接続部の構造の場合のように、絶縁層の厚みを変えたり、孔を開けたりする必要が無いため、コネクタ端子用ランド部分の接続強度を劣化させることが無く、形成困難な微細スリットも必要としないため、従来のプリント基板製造工程を用いて安価にかつ容易に実現することが可能である。 In the substrate having the structure of the present invention, as in the case of the second and third conventional signal wiring connection structures shown in FIG. 11 and FIG. Since it does not need to be performed, the connection strength of the land portion for the connector terminal is not deteriorated, and a fine slit that is difficult to form is not required, so that it can be realized inexpensively and easily using a conventional printed circuit board manufacturing process. Is possible.

またさらに、本発明の基板は、信号配線とグランド面の２つの層だけで形成することが可能であり、コストアップ等の理由で多層構造化が困難なフレキシブル基板へも容易に適用できる。 Furthermore, the substrate of the present invention can be formed by only two layers of the signal wiring and the ground plane, and can be easily applied to a flexible substrate in which a multilayer structure is difficult due to cost increase.

以上に説明したように、本発明の基板は、信号配線部と部品接続用ランド部の幅が大きく異なる基板の配線接続部において、信号配線部および部品接続用ランド部と絶縁層を挟んで対向するようにグランド面を配置し、部品接続用ランド部の特性インピーダンスが信号配線部の特性インピーダンスと等しくなるように部品接続用ランド部と対向するグランド面の幅を変化させることで、インピーダンス変化に起因する信号品質の悪化を抑制している。 As described above, the substrate of the present invention is opposed to the signal wiring portion and the component connection land portion with the insulating layer interposed therebetween in the wiring connection portion of the substrate where the widths of the signal wiring portion and the component connection land portion are greatly different. By changing the width of the ground plane facing the component connection land so that the characteristic impedance of the component connection land is equal to the characteristic impedance of the signal wiring, The resulting signal quality is prevented from deteriorating.

本発明の基板は、大きなインピーダンス変化が許されない、ＵＳＢ、ＨＤＭＩ、ＩＥＥＥ１３９４等の高速インターフェースを搭載した電子機器に適用することができる。例えば、これらのインターフェースを搭載した、ＴＶ、ＰＣ、ＤＶＤレコーダー、ムービー、音楽プレーヤー等の電子機器に適用できる。 The substrate of the present invention can be applied to an electronic device equipped with a high-speed interface such as USB, HDMI, IEEE 1394, etc., in which a large impedance change is not allowed. For example, the present invention can be applied to electronic devices such as TVs, PCs, DVD recorders, movies, and music players equipped with these interfaces.

本発明に係る基板および電子機器は、安価な構成で信頼性を損なうことなく、信号接続部における波形なまりおよびリンギングを改善できる効果を有し、高速信号を伝送する信号配線が接続される配線接続部を有する基板および電子機器等として有用である。 The substrate and the electronic device according to the present invention have an effect of improving waveform rounding and ringing in the signal connection portion without impairing reliability with an inexpensive configuration, and wiring connection to which a signal wiring for transmitting a high-speed signal is connected It is useful as a board | substrate which has a part, an electronic device, etc.

（ａ）本発明の実施の形態１のプリント基板の信号配線接続部の透視構造斜視図、（ｂ）本発明の実施の形態１のプリント基板の信号配線接続部の平面図(A) Perspective structure perspective view of signal wiring connection portion of printed circuit board of embodiment 1 of the present invention, (b) Plan view of signal wiring connection portion of printed circuit board of embodiment 1 of the present invention. （ａ）絶縁層を挟んで対向する信号配線の幅とグランド面の幅の関係を解析するための構造図、（ｂ）孤立した信号配線の構成における、信号配線およびグランド面の幅と特性インピーダンスの関係を示すグラフ(A) Structural diagram for analyzing the relationship between the width of the signal wiring and the ground plane facing each other across the insulating layer, (b) the width and characteristic impedance of the signal wiring and ground plane in the configuration of the isolated signal wiring Graph showing the relationship （ａ）絶縁層を挟んで対向する、複数並走する信号配線の幅とグランド面の幅の関係を解析するための構造図、（ｂ）信号配線が複数並走する構成における、内側の信号配線およびグランド面の幅と特性インピーダンスの関係を示すグラフ(A) Structural diagram for analyzing the relationship between the width of a plurality of parallel signal wirings and the width of the ground plane facing each other across an insulating layer, (b) an inner signal in a configuration in which a plurality of signal wirings run in parallel Graph showing the relationship between wiring and ground plane width and characteristic impedance （ａ）本発明の実施の形態１のプリント基板の他の構成の信号配線接続部の平面図、（ｂ）本発明の実施の形態１のプリント基板の他の構成の信号配線接続部の平面図(A) The top view of the signal wiring connection part of the other structure of the printed circuit board of Embodiment 1 of this invention, (b) The plane of the signal wiring connection part of the other structure of the printed circuit board of Embodiment 1 of this invention Figure 従来のプリント基板の信号配線接続部の透視構造図Perspective structure diagram of signal wiring connection part of conventional printed circuit board （ａ）特性インピーダンス算出の対象とするマイクロストリップ線路の構成を示す図、（ｂ）特性インピーダンスを算出するために必要なマイクロストリップ線路の情報を示す断面図(A) The figure which shows the structure of the microstrip line made into the object of characteristic impedance calculation, (b) Sectional drawing which shows the information of the microstrip line required in order to calculate characteristic impedance プリント基板の信号配線接続部の高速信号配線の線幅と特性インピーダンスの関係を示すグラフGraph showing the relationship between the line width and characteristic impedance of the high-speed signal wiring at the signal wiring connection part of the printed circuit board （ａ）従来のプリント基板における、高速信号配線の特性インピーダンスの変化を示すグラフ、（ｂ）従来のプリント基板における、高速信号配線の波形の変化を示す図(A) Graph showing change in characteristic impedance of high-speed signal wiring in conventional printed circuit board, (b) Diagram showing change in waveform of high-speed signal wiring in conventional printed circuit board 信号品質悪化の課題に対応した第１の従来の信号配線接続部の透視構造図A perspective structure diagram of a first conventional signal wiring connection corresponding to the problem of signal quality deterioration （ａ）信号品質悪化の課題に対応した第１の従来の信号配線接続部における、高速信号配線の特性インピーダンスの変化を示すグラフ、（ｂ）信号品質悪化の課題に対応した第１の従来の信号配線接続部における、高速信号配線の波形の変化を示す図(A) A graph showing a change in characteristic impedance of a high-speed signal wiring in a first conventional signal wiring connection portion corresponding to the problem of signal quality deterioration; (b) a first conventional technique corresponding to the problem of signal quality deterioration; The figure which shows the change of the waveform of the high-speed signal wiring in the signal wiring connection part （ａ）信号品質悪化の課題に対応した第２の従来の信号配線接続部の平面構成図、（ｂ）信号品質悪化の課題に対応した第２の従来の信号配線接続部のＣ−Ｃ´断面の断面構造図(A) Planar configuration diagram of the second conventional signal wiring connection portion corresponding to the problem of signal quality deterioration, (b) CC ′ of the second conventional signal wiring connection portion corresponding to the problem of signal quality deterioration Cross section structure diagram 信号品質悪化の課題に対応した第３の従来の信号配線接続部としての電気コネクタに内蔵された基板の構造図Structural diagram of a board built in an electrical connector as a third conventional signal wiring connection corresponding to the problem of signal quality deterioration

Explanation of symbols

１１高速信号配線
１１ａインピーダンス制御部分
１１ｂコネクタ端子用ランド部分
１１ｃ境界部分
１２絶縁層
１３グランド面
１３ａ信号配線対向グランド面
１３ｂランド部配線対向グランド面
１３ｃ境界グランド面
２１、３１、４１、５１高速信号配線
２１ａ、３１ａ、４１ａ、５１ａインピーダンス制御部分
２１ｂ、３１ｂ、５１ｂコネクタ端子用ランド部分
２２、５２、５５、５６絶縁層
２３、４３、５３グランド面
２８波形のリンギング
２９波形のなまり
３１ｃ境界部分
４１ｃ配線幅が変化する部分
４２、４２ａ絶縁層部分
５４孔部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 High-speed signal wiring 11a Impedance control part 11b Connector terminal land part 11c Boundary part 12 Insulating layer 13 Ground surface 13a Signal wiring opposing ground surface 13b Land part wiring opposing ground surface 13c Boundary ground surface 21, 31, 41, 51 High-speed signal wiring 21a, 31a, 41a, 51a Impedance control portion 21b, 31b, 51b Land portion for connector terminal 22, 52, 55, 56 Insulating layer 23, 43, 53 Ground plane 28 Waveform ringing 29 Waveform rounding 31c Boundary portion 41c Wiring width Where 42 changes 42, 42a Insulating layer portion 54 Hole

Claims

An insulating layer;
A wiring connection portion formed on one surface of the insulating layer and connected to a signal wiring portion having a different width and a component connection land portion;
A ground portion formed on the surface opposite to the one surface of the insulating layer so as to be opposed to the wiring connection portion and connected to the signal wiring facing portion having a different width and the component connecting land facing portion. Prepared,
The signal wiring portion and the signal wiring facing portion are made to correspond to each other, and the impedance between the signal wiring portion and the component connecting land portion is made constant by making the component connecting land portion and the component connecting land facing portion correspond to each other. Substrate.

The width of the part connecting land portion is larger than a width of the signal wiring portion,
The width of the part connecting land facing portion is smaller than the width of the signal wiring facing portion, the substrate according to claim 1.

A plurality of the wiring connection portions are formed in parallel on the one surface,
The ground portion is arranged on the opposite side so that the signal wiring facing portion and the component connecting land facing portion correspond to the signal wiring portion and the component connecting land portion of the plurality of wiring connecting portions, respectively. It is formed in parallel on the surface,
The substrate according to claim 2, wherein the signal wiring facing portions are connected to each other in the width direction.

The width of the wiring connection portion is continuously or stepwise increased from the signal wiring portion toward the part connecting land portion,
The width of the ground portion, the signal is from the wiring facing portion becomes the in part continuously or stepwise connection towards the land opposing portions small, substrate according to claim 2.

The substrate according to claim 1, wherein the substrate is a flexible substrate.

The substrate according to claim 1, wherein the constant impedance is a characteristic impedance of a signal wiring.

The substrate according to claim 1, wherein the constant impedance is a differential impedance between a plurality of signal wirings.

An electronic device comprising the substrate according to claim 1.