JP4765015B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６にダイオード整流回路，昇圧型のチョッパ回路および電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせて構成される電力変換装置の従来例を示す。
これは、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ７，Ｄ８からなるダイオード整流回路により交流入力を整流し、リアクトルＬ１，スイッチＱ４，ダイオードＤ９およびコンデンサＣ１からなる昇圧チョッパ回路により直流電圧Ｅｄを所望の直流電圧に昇圧し、スイッチＱ２（ダイオードＤ３），スイッチＱ３（ダイオードＤ４），変圧器Ｔｒ１，コンデンサＣ２，リアクトルＬ２，ダイオードＤ５，ダイオードＤ６およびコンデンサＣ３からなる電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにより、所望の出力直流電圧Ｖｏｕｔを得るものである。
【０００３】
Ｑ１〜Ｑ４の制御は図示のような構成により、以下のように行なわれる。
直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生回路Ｇ２から発生される三角波と調節器Ｒ２からの出力とを比較器Ｈ２で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ４を駆動し、直流電圧を所望の電圧となるようにする。また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を調節器Ｒ１に入力し、三角波発生回路Ｇ１で調節器Ｒ１の出力に応じて発生する三角波の周波数を変化させる。さらに、一般的には三角波のピーク値の半分となるような基準信号と、三角波発生回路Ｇ１から発生される三角波とを比較器Ｈ１で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ１とＱ２のオン，オフ比を０．５：０．５の一定比率で交互にオン，オフさせ、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧となるようにする。
【０００４】
この場合の回路入力電流波形は、図１７に示すような三角波状のパルス列状となり、各三角波の大きさは入力電圧の瞬時電圧にほぼ比例した大きさとなることから、例えば、回路の入力部に図１８に示すような、リアクトルＬとコンデンサＣからなる高周波フィルタ回路を、交流電源ＶＳと電源回路との間に挿入することにより、電源電流は連続した正弦波状の電流波形となり、高入力力率化されることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような構成では部品点数が多いことから、装置が高価格となるだけでなく、使用半導体数も多く、電流径路の通過素子数も多いため、装置の効率が低下すると言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、部品点数を少なくして低コスト化を図るとともに、装置の高効率化を図ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチの直列回路と、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチ，第２スイッチの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチまたは第２スイッチと並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする。
【０００７】
請求項２の発明では、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチ，第３スイッチの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路を、前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点、または、前記第２スイッチと第３スイッチとの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路、または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする。
【０００８】
上記請求項１または２の発明においては、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させながら一定の比率でオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができ（請求項３の発明）、または、前記スイッチをオン，オフ周期およびオン，オフ比率を変化させながらオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができ（請求項４の発明）、もしくは、前記スイッチをオン，オフ比率を変化させることで前記第１コンデンサの電圧を設定値となるように制御し、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させることで前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができる（請求項５の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、自己消弧機能を持つ半導体スイッチＱ１，Ｑ２（ここでは、半導体スイッチを金属酸化膜型電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴとしているが、その場合はスイッチと並列に接続されているダイオードＤ３，Ｄ４はＭＯＳＦＥＴ中の寄生ダイオードで良い。また、半導体スイッチとして例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴを用いる場合は、スイッチと並列にダイオードＤ３，Ｄ４を接続する必要がある。）の直列回路と並列にコンデンサＣ１、およびダイオードＤ１とＤ２との直列回路を接続し、ダイオードＤ１とＤ２との直列接続点をリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一方の端子に、また、スイッチＱ１とＱ２との直列接続点を交流電源ＶＳの他方の端子にそれぞれ接続する。
【００１０】
さらに、リアクトルＬ２と変圧器（トランス）Ｔｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、スイッチＱ２と並列に接続する。なお、リアクトルＬ２をトランスＴｒ１の漏れインダクタンスで代用できる場合は、これを省略することができる。
また、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の一方の端子を、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ３の一方の端子に、巻線Ｎ２の他方の端子をコンデンサＣ３の他方の端子と、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の一方の端子に、さらにトランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の他方の端子を、ダイオードＤ６を介してコンデンサＣ３の一方の端子に接続する。
【００１１】
図１の回路につき交流電源の極性が正の場合（図１の矢印の向きを正とする）について、図１４，１５も参照して説明する。図１４はモード１，２の場合、図１５はモード３，４の場合を示す。
モード１
スイッチＱ１がオンすると電源がリアクトルＬ１を介して短絡され、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。それと同時に、コンデンサＣ１→スイッチＱ１→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１の径路で電流が流れ、この期間にトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２よりダイオードＤ５を介して負荷ＲＬに電流が流れる。なお、コンデンサＣ２に流れる電流は、トランスの漏れインダクタンスを無視すれば、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２での共振動作となる。
【００１２】
モード２
スイッチＱ２がオフすると、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーは、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→ダイオードＤ４→交流電源ＶＳの径路で放出され、コンデンサＣ１にエネルギーが蓄積される。
また、この期間にはリアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ４の径路で電流が流れ続け、負荷ＲＬにはトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。なお、ダイオードＤ４を介して電流が流れている期間にスイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧，ゼロ電流でターンオンすることになる。
【００１３】
モード３
コンデンサＣ２に流れている電流は、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２で共振動作を続け、コンデンサＣ２に流れる電流の極性がモード１，モード２とは逆向きになり、コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→スイッチＱ２→コンデンサＣ２の径路で電流が流れ、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。
【００１４】
モード４
スイッチＱ２がオフすると、コンデンサＣ２に流れていた電流は、コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１→コンデンサＣ２の径路で電流が流れ、また、この期間に、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。なお、ダイオードＤ３に電流が流れている期間にスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１はゼロ電圧，ゼロ電流でターンオンすることになる。
電源極性が負の場合については、スイッチＱ２がオンすると交流電源ＶＳがリアクトルＬ１を介して短絡され、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される点が異なるだけで、他は電源極性が正の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１５】
スイッチＱ１，Ｑ２の制御に当たり図１では、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を調節器Ｒ１に入力し、三角波発生回路Ｇで調節器Ｒ１の出力に応じて発生する三角波の周波数を変化させる。また、三角波のピーク値の半分となるような基準信号と、三角波発生回路Ｇから発生される三角波とを比較器Ｈ１で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ１とＱ２を駆動する。このとき、スイッチＱ１とＱ２のオン，オフ比を０．５：０．５の一定比率で交互にオン，オフさせ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数変化させることで、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧となるようにする。入力電流波形は図１７に示したように、スイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフに伴い、電源電圧の瞬時電圧にほぼ比例した三角波状のパルス列となるため、例えば図１８に示したようなリアクトルとコンデンサからなるフィルタを交流電源と電力変換装置との間に挿入することで、入力電流を連続した正弦波状の電流とすることができるのは、図１６の場合と同様である。
【００１６】
図２に図１の変形例を示す。
リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図１ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が異なるだけで、基本的な機能，動作は図１の場合と同様なので説明は省略する。
【００１７】
図３は図１の他の変形例を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２，Ｋ３、調節器Ｒ２、極性判別回路ＤＰ、オンオフ比反転回路ＩＯ等を付加した点が特徴である。すなわち、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差を調節器Ｒ２に、調節器Ｒ２の出力を比較器Ｈ１に、比較器Ｈ１の出力をオンオフ比反転回路ＩＯにそれぞれ入力する。また、電圧検出器Ｋ３と極性判別回路ＤＰによって交流電源ＶＳの極性を判別し、その出力をオンオフ比反転回路ＩＯに入力する。オンオフ比反転回路ＩＯの出力はゲート駆動回路ＧＤＵに入力され、スイッチＱ１とＱ２を駆動する。
【００１８】
図３のような構成とすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を変化させ、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させ、さらに、電源の極性に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を反転させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御することができる。
なお、このような制御は、主回路が図２のものについても適用できるのは勿論である。
【００１９】
図４は図１の応用例を示す構成図である。
これは、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路とスイッチＱ２とを並列接続し、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一方に、ダイオードＤ７とＤ８との接続点を交流電源ＶＳの他方に接続した点が特徴である。なお、スイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比も、ここでは任意としている。上記リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ２との接続点間に接続しても良い。
図４の場合の動作は、交流電源ＶＳの極性が正負いずれの場合も、スイッチＱ２がオンした際にリアクトルＬ１を介して電源が短絡され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる点が図１の場合と異なるだけで、その他は同様なので説明は省略する。
【００２０】
図５は図４の第１の変形例を示す構成図である。
リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図４ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が異なるだけで、基本的な機能，動作は図４の場合と同様なので説明は省略する。
【００２１】
図６は図４の第２の変形例を示す構成図である。
図４では、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路のそれぞれに対しスイッチＱ２を並列接続したが、ここでは、スイッチＱ１を並列接続した点が特徴である。このとき、リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ１との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間に接続しても良い。
この場合の動作は、スイッチＱ１がオンした際にリアクトルＬ１を介して電源が短絡され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる点が図４の場合と異なるだけで、その他は同様なので説明は省略する。
【００２２】
図７は図４の第３の変形例を示す構成図である。
図４では、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路のそれぞれに対しスイッチＱ２を並列接続したが、ここでは、スイッチＱ１を並列接続した点、および、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図４ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が特徴である。なお、リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ１との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間に接続しても良い。
【００２３】
図８は図４の第４の変形例を示す構成図である。
これは、図４に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２で直流電圧Ｅｄを検出し、これと直流電圧指令値Ｅｄ*との偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生器Ｇから出力される三角波を比較器Ｈ１で調節器Ｒ２からの出力と比較し、スイッチＱ１，Ｑ２を駆動するようにした点にある。
こうすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御するものである。
主回路の動作は図４の場合と同様なので、説明は省略する。また、このような制御は図５，図６および図７の場合も同様に適用できることは勿論である。
【００２４】
図９はこの発明の第２の実施例を示す構成図である。
これは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に、スイッチＱ２とＱ３との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ２とＱ３との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ２とＱ３との直列回路と並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ２，Ｑ３を同時に、かつスイッチＱ１とは交互にオン，オフさせ、比較器Ｈ１の基準信号を任意とした点にある。
【００２５】
図９の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ２，Ｑ３がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ２→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ２，Ｑ３がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ３→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ１とダイオードＤ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオンの時の電流径路は、リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ７→ダイオードＤ４→リアクトルＬ２、または、リアクトルＬ２→スイッチＱ２→スイッチＱ３→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図１の場合と同様なので説明は省略する。
【００２６】
図１０に図９の第１の変形例を示す。
同図からも明らかなように、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図９ではスイッチＱ２，Ｑ３と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が特徴である。
この場合、スイッチＱ１とダイオードＤ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオンの時の電流径路は、コンデンサＣ１→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→スイッチＱ２→スイッチＱ３→コンデンサＣ１、または、コンデンサＣ１→ダイオードＤ７→ダイオードＤ４→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→コンデンサＣ１となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他の基本的な機能，動作は図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００２７】
図１１に図９の第２の変形例を示す。
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に接続する点は図９と同じであるが、スイッチＱ１とＱ２との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ１とＱ２との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ３と並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ２，Ｑ３を同時に、かつスイッチＱ１とは交互にオン，オフさせる点で異なっている。
【００２８】
図１１の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ３とダイオードＤ７がオフ、スイッチＱ１，Ｑ２がオンの時の電流径路は、コンデンサＣ１→スイッチＱ１→スイッチＱ２→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１、または、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００２９】
図１２に図９の第３の変形例を示す。
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に接続する点は図９と同じであるが、スイッチＱ１とＱ２との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ１とＱ２との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ１とＱ２との直列回路に並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ１，Ｑ２を同時に、かつスイッチＱ３とは交互にオン，オフさせる点で異なっている。
【００３０】
図１２の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ３とダイオードＤ７がオフ、スイッチＱ１，Ｑ２がオンの時の電流径路は、リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ３→リアクトルＬ２、または、リアクトルＬ２→スイッチＱ１→スイッチＱ２→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００３１】
図１３に図９の第４の変形例を示す。
これは、図９に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２で直流電圧Ｅｄを検出し、これと直流電圧指令値Ｅｄ*との偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生器Ｇから出力される三角波を比較器Ｈ１で調節器Ｒ２からの出力と比較し、スイッチＱ１とＱ２およびＱ３を駆動するようにした点にある。
こうすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１とＱ２およびＱ３のオン，オフ比を変化させ、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御するものである。
主回路の動作は図９の場合と同様なので、説明は省略する。また、このような制御は図１０，図１１および図１２の場合も同様に適用できることは勿論である。
【００３２】
【発明の効果】
この発明によれば、少ない部品点数で入力高周波電流を低減でき、かつ、直流中間電圧と出力電圧を制御することが可能となる利点が得られる。また、従来例比べ、電流の通過半導体素子数を低減できるから、高効率化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】 図１の第１の変形例を示す構成図である。
【図３】 図１の第２の変形例を示す構成図である。
【図４】 図１の応用例を示す構成図である。
【図５】 図４の第１の変形例を示す構成図である。
【図６】 図４の第２の変形例を示す構成図である。
【図７】 図４の第３の変形例を示す構成図である。
【図８】 図４の第４の変形例を示す構成図である。
【図９】 この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図１０】 図９の第１の変形例を示す構成図である。
【図１１】 図９の第２の変形例を示す構成図である。
【図１２】 図９の第３の変形例を示す構成図である。
【図１３】 図９の第４の変形例を示す構成図である。
【図１４】 モード１，２の説明図である。
【図１５】 モード３，４の説明図である。
【図１６】 従来例を示す構成図である。
【図１７】 図１６の回路入力電流を示す波形図である。
【図１８】 高調波フィルタ回路例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＶＳ…交流電源、Ｄ１〜Ｄ９…ダイオード、ＧＤＵ…ゲート駆動回路、Ｅｄ…直流電圧、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｔｒ１…変圧器（トランス）、Ｎ１〜Ｎ３…トランス巻線、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、Ｑ１〜Ｑ４…スイッチ素子、ＲＬ…負荷、Ｒ１，Ｒ２…調節器、Ｇ，Ｇ１，Ｇ２…三角波発生器、Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３…電圧検出器、Ｈ１，Ｈ２…比較器、ＤＰ…極性判別回路、ＩＯ…オンオフ比反転回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６にダイオード整流回路，昇圧型のチョッパ回路および電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせて構成される電力変換装置の従来例を示す。
これは、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ７，Ｄ８からなるダイオード整流回路により交流入力を整流し、リアクトルＬ１，スイッチＱ４，ダイオードＤ９およびコンデンサＣ１からなる昇圧チョッパ回路により直流電圧Ｅｄを所望の直流電圧に昇圧し、スイッチＱ２（ダイオードＤ３），スイッチＱ３（ダイオードＤ４），変圧器Ｔｒ１，コンデンサＣ２，リアクトルＬ２，ダイオードＤ５，ダイオードＤ６およびコンデンサＣ３からなる電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにより、所望の出力直流電圧Ｖｏｕｔを得るものである。
【０００３】
Ｑ１〜Ｑ４の制御は図示のような構成により、以下のように行なわれる。
直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生回路Ｇ２から発生される三角波と調節器Ｒ２からの出力とを比較器Ｈ２で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ４を駆動し、直流電圧を所望の電圧となるようにする。また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を調節器Ｒ１に入力し、三角波発生回路Ｇ１で調節器Ｒ１の出力に応じて発生する三角波の周波数を変化させる。さらに、一般的には三角波のピーク値の半分となるような基準信号と、三角波発生回路Ｇ１から発生される三角波とを比較器Ｈ１で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ１とＱ２のオン，オフ比を０．５：０．５の一定比率で交互にオン，オフさせ、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧となるようにする。
【０００４】
この場合の回路入力電流波形は、図１７に示すような三角波状のパルス列状となり、各三角波の大きさは入力電圧の瞬時電圧にほぼ比例した大きさとなることから、例えば、回路の入力部に図１８に示すような、リアクトルＬとコンデンサＣからなる高周波フィルタ回路を、交流電源ＶＳと電源回路との間に挿入することにより、電源電流は連続した正弦波状の電流波形となり、高入力力率化されることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような構成では部品点数が多いことから、装置が高価格となるだけでなく、使用半導体数も多く、電流径路の通過素子数も多いため、装置の効率が低下すると言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、部品点数を少なくして低コスト化を図るとともに、装置の高効率化を図ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチの直列回路と、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチ，第２スイッチの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチまたは第２スイッチと並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする。
【０００７】
請求項２の発明では、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチ，第３スイッチの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路を、前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点、または、前記第２スイッチと第３スイッチとの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路、または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする。
【０００８】
上記請求項１または２の発明においては、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させながら一定の比率でオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができ（請求項３の発明）、または、前記スイッチをオン，オフ周期およびオン，オフ比率を変化させながらオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができ（請求項４の発明）、もしくは、前記スイッチをオン，オフ比率を変化させることで前記第１コンデンサの電圧を設定値となるように制御し、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させることで前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することができる（請求項５の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、自己消弧機能を持つ半導体スイッチＱ１，Ｑ２（ここでは、半導体スイッチを金属酸化膜型電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴとしているが、その場合はスイッチと並列に接続されているダイオードＤ３，Ｄ４はＭＯＳＦＥＴ中の寄生ダイオードで良い。また、半導体スイッチとして例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴを用いる場合は、スイッチと並列にダイオードＤ３，Ｄ４を接続する必要がある。）の直列回路と並列にコンデンサＣ１、およびダイオードＤ１とＤ２との直列回路を接続し、ダイオードＤ１とＤ２との直列接続点をリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一方の端子に、また、スイッチＱ１とＱ２との直列接続点を交流電源ＶＳの他方の端子にそれぞれ接続する。
【００１０】
さらに、リアクトルＬ２と変圧器（トランス）Ｔｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、スイッチＱ２と並列に接続する。なお、リアクトルＬ２をトランスＴｒ１の漏れインダクタンスで代用できる場合は、これを省略することができる。
また、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の一方の端子を、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ３の一方の端子に、巻線Ｎ２の他方の端子をコンデンサＣ３の他方の端子と、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の一方の端子に、さらにトランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の他方の端子を、ダイオードＤ６を介してコンデンサＣ３の一方の端子に接続する。
【００１１】
図１の回路につき交流電源の極性が正の場合（図１の矢印の向きを正とする）について、図１４，１５も参照して説明する。図１４はモード１，２の場合、図１５はモード３，４の場合を示す。
モード１
スイッチＱ１がオンすると電源がリアクトルＬ１を介して短絡され、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。それと同時に、コンデンサＣ１→スイッチＱ１→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１の径路で電流が流れ、この期間にトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２よりダイオードＤ５を介して負荷ＲＬに電流が流れる。なお、コンデンサＣ２に流れる電流は、トランスの漏れインダクタンスを無視すれば、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２での共振動作となる。
【００１２】
モード２
スイッチＱ２がオフすると、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーは、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→ダイオードＤ４→交流電源ＶＳの径路で放出され、コンデンサＣ１にエネルギーが蓄積される。
また、この期間にはリアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ４の径路で電流が流れ続け、負荷ＲＬにはトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。なお、ダイオードＤ４を介して電流が流れている期間にスイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧，ゼロ電流でターンオンすることになる。
【００１３】
モード３
コンデンサＣ２に流れている電流は、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２で共振動作を続け、コンデンサＣ２に流れる電流の極性がモード１，モード２とは逆向きになり、コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→スイッチＱ２→コンデンサＣ２の径路で電流が流れ、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。
【００１４】
モード４
スイッチＱ２がオフすると、コンデンサＣ２に流れていた電流は、コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１→コンデンサＣ２の径路で電流が流れ、また、この期間に、トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ３→トランスＴｒ１の第３巻線Ｎ３の径路で負荷ＲＬに電流が流れる。なお、ダイオードＤ３に電流が流れている期間にスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１はゼロ電圧，ゼロ電流でターンオンすることになる。
電源極性が負の場合については、スイッチＱ２がオンすると交流電源ＶＳがリアクトルＬ１を介して短絡され、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される点が異なるだけで、他は電源極性が正の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１５】
スイッチＱ１，Ｑ２の制御に当たり図１では、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差を調節器Ｒ１に入力し、三角波発生回路Ｇで調節器Ｒ１の出力に応じて発生する三角波の周波数を変化させる。また、三角波のピーク値の半分となるような基準信号と、三角波発生回路Ｇから発生される三角波とを比較器Ｈ１で比較し、ゲート駆動回路ＧＤＵによりスイッチＱ１とＱ２を駆動する。このとき、スイッチＱ１とＱ２のオン，オフ比を０．５：０．５の一定比率で交互にオン，オフさせ、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数変化させることで、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧となるようにする。入力電流波形は図１７に示したように、スイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフに伴い、電源電圧の瞬時電圧にほぼ比例した三角波状のパルス列となるため、例えば図１８に示したようなリアクトルとコンデンサからなるフィルタを交流電源と電力変換装置との間に挿入することで、入力電流を連続した正弦波状の電流とすることができるのは、図１６の場合と同様である。
【００１６】
図２に図１の変形例を示す。
リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図１ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が異なるだけで、基本的な機能，動作は図１の場合と同様なので説明は省略する。
【００１７】
図３は図１の他の変形例を示す構成図である。
これは図１に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２，Ｋ３、調節器Ｒ２、極性判別回路ＤＰ、オンオフ比反転回路ＩＯ等を付加した点が特徴である。すなわち、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差を調節器Ｒ２に、調節器Ｒ２の出力を比較器Ｈ１に、比較器Ｈ１の出力をオンオフ比反転回路ＩＯにそれぞれ入力する。また、電圧検出器Ｋ３と極性判別回路ＤＰによって交流電源ＶＳの極性を判別し、その出力をオンオフ比反転回路ＩＯに入力する。オンオフ比反転回路ＩＯの出力はゲート駆動回路ＧＤＵに入力され、スイッチＱ１とＱ２を駆動する。
【００１８】
図３のような構成とすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を変化させ、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させ、さらに、電源の極性に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を反転させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御することができる。
なお、このような制御は、主回路が図２のものについても適用できるのは勿論である。
【００１９】
図４は図１の応用例を示す構成図である。
これは、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路とスイッチＱ２とを並列接続し、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一方に、ダイオードＤ７とＤ８との接続点を交流電源ＶＳの他方に接続した点が特徴である。なお、スイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比も、ここでは任意としている。上記リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ２との接続点間に接続しても良い。
図４の場合の動作は、交流電源ＶＳの極性が正負いずれの場合も、スイッチＱ２がオンした際にリアクトルＬ１を介して電源が短絡され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる点が図１の場合と異なるだけで、その他は同様なので説明は省略する。
【００２０】
図５は図４の第１の変形例を示す構成図である。
リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図４ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が異なるだけで、基本的な機能，動作は図４の場合と同様なので説明は省略する。
【００２１】
図６は図４の第２の変形例を示す構成図である。
図４では、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路のそれぞれに対しスイッチＱ２を並列接続したが、ここでは、スイッチＱ１を並列接続した点が特徴である。このとき、リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ１との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間に接続しても良い。
この場合の動作は、スイッチＱ１がオンした際にリアクトルＬ１を介して電源が短絡され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄えられる点が図４の場合と異なるだけで、その他は同様なので説明は省略する。
【００２２】
図７は図４の第３の変形例を示す構成図である。
図４では、ダイオードＤ１とＤ２の直列回路とダイオードＤ７とＤ８の直列回路のそれぞれに対しスイッチＱ２を並列接続したが、ここでは、スイッチＱ１を並列接続した点、および、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図４ではスイッチＱ２と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が特徴である。なお、リアクトルＬ１はダイオードＤ１とＤ７との接続点とコンデンサＣ１とスイッチＱ１との接続点間、または、ダイオードＤ２とＤ８との接続点とスイッチＱ１とＱ２との接続点間に接続しても良い。
【００２３】
図８は図４の第４の変形例を示す構成図である。
これは、図４に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２で直流電圧Ｅｄを検出し、これと直流電圧指令値Ｅｄ*との偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生器Ｇから出力される三角波を比較器Ｈ１で調節器Ｒ２からの出力と比較し、スイッチＱ１，Ｑ２を駆動するようにした点にある。
こうすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１，Ｑ２のオン，オフ比を、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御するものである。
主回路の動作は図４の場合と同様なので、説明は省略する。また、このような制御は図５，図６および図７の場合も同様に適用できることは勿論である。
【００２４】
図９はこの発明の第２の実施例を示す構成図である。
これは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に、スイッチＱ２とＱ３との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ２とＱ３との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ２とＱ３との直列回路と並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ２，Ｑ３を同時に、かつスイッチＱ１とは交互にオン，オフさせ、比較器Ｈ１の基準信号を任意とした点にある。
【００２５】
図９の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ２，Ｑ３がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ２→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ２，Ｑ３がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ３→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ１とダイオードＤ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオンの時の電流径路は、リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ７→ダイオードＤ４→リアクトルＬ２、または、リアクトルＬ２→スイッチＱ２→スイッチＱ３→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図１の場合と同様なので説明は省略する。
【００２６】
図１０に図９の第１の変形例を示す。
同図からも明らかなように、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路を、図９ではスイッチＱ２，Ｑ３と並列に接続したが、ここではスイッチＱ１と並列に接続した点が特徴である。
この場合、スイッチＱ１とダイオードＤ３がオフ、スイッチＱ２，Ｑ３がオンの時の電流径路は、コンデンサＣ１→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→スイッチＱ２→スイッチＱ３→コンデンサＣ１、または、コンデンサＣ１→ダイオードＤ７→ダイオードＤ４→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→コンデンサＣ１となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他の基本的な機能，動作は図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００２７】
図１１に図９の第２の変形例を示す。
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に接続する点は図９と同じであるが、スイッチＱ１とＱ２との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ１とＱ２との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ３と並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ２，Ｑ３を同時に、かつスイッチＱ１とは交互にオン，オフさせる点で異なっている。
【００２８】
図１１の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ３とダイオードＤ７がオフ、スイッチＱ１，Ｑ２がオンの時の電流径路は、コンデンサＣ１→スイッチＱ１→スイッチＱ２→リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→コンデンサＣ１、または、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００２９】
図１２に図９の第３の変形例を示す。
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３の直列回路をコンデンサＣ１と並列に接続する点は図９と同じであるが、スイッチＱ１とＱ２との直列回路をダイオードＤ１とＤ２との直列回路と並列に、ダイオードＤ１とＤ２との接続点をリアクトルＬ１と交流電源ＶＳを介してスイッチＱ１とＱ２との接続点に、リアクトルＬ２とトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１とコンデンサＣ２との直列回路をスイッチＱ１とＱ２との直列回路に並列にそれぞれ接続するとともに、スイッチＱ１，Ｑ２を同時に、かつスイッチＱ３とは交互にオン，オフさせる点で異なっている。
【００３０】
図１２の構成において、電源極性が正のとき（電源の図示矢印の向きを正とする）には、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→スイッチＱ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、電源極性が負のときは、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした際に、交流電源ＶＳ→スイッチＱ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの径路で電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。また、スイッチＱ３とダイオードＤ７がオフ、スイッチＱ１，Ｑ２がオンの時の電流径路は、リアクトルＬ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ３→リアクトルＬ２、または、リアクトルＬ２→スイッチＱ１→スイッチＱ２→コンデンサＣ２→トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１→リアクトルＬ２となり、２つの半導体スイッチを通過する。その他は、図９の場合と同様なので説明は省略する。
【００３１】
図１３に図９の第４の変形例を示す。
これは、図９に示すものに対し、電圧検出器Ｋ２で直流電圧Ｅｄを検出し、これと直流電圧指令値Ｅｄ*との偏差を調節器Ｒ２に入力し、三角波発生器Ｇから出力される三角波を比較器Ｈ１で調節器Ｒ２からの出力と比較し、スイッチＱ１とＱ２およびＱ３を駆動するようにした点にある。
こうすることにより、直流電圧指令値Ｅｄ*と直流電圧検出値Ｅｄとの偏差に応じてスイッチＱ１とＱ２およびＱ３のオン，オフ比を変化させ、また、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ*と出力電圧検出値Ｖｏｕｔとの偏差に応じてスイッチング周波数を変化させることで、直流電圧Ｅｄと出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値となるように制御するものである。
主回路の動作は図９の場合と同様なので、説明は省略する。また、このような制御は図１０，図１１および図１２の場合も同様に適用できることは勿論である。
【００３２】
【発明の効果】
この発明によれば、少ない部品点数で入力高周波電流を低減でき、かつ、直流中間電圧と出力電圧を制御することが可能となる利点が得られる。また、従来例比べ、電流の通過半導体素子数を低減できるから、高効率化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】 図１の第１の変形例を示す構成図である。
【図３】 図１の第２の変形例を示す構成図である。
【図４】 図１の応用例を示す構成図である。
【図５】 図４の第１の変形例を示す構成図である。
【図６】 図４の第２の変形例を示す構成図である。
【図７】 図４の第３の変形例を示す構成図である。
【図８】 図４の第４の変形例を示す構成図である。
【図９】 この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図１０】 図９の第１の変形例を示す構成図である。
【図１１】 図９の第２の変形例を示す構成図である。
【図１２】 図９の第３の変形例を示す構成図である。
【図１３】 図９の第４の変形例を示す構成図である。
【図１４】 モード１，２の説明図である。
【図１５】 モード３，４の説明図である。
【図１６】 従来例を示す構成図である。
【図１７】 図１６の回路入力電流を示す波形図である。
【図１８】 高調波フィルタ回路例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＶＳ…交流電源、Ｄ１〜Ｄ９…ダイオード、ＧＤＵ…ゲート駆動回路、Ｅｄ…直流電圧、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、Ｔｒ１…変圧器（トランス）、Ｎ１〜Ｎ３…トランス巻線、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、Ｑ１〜Ｑ４…スイッチ素子、ＲＬ…負荷、Ｒ１，Ｒ２…調節器、Ｇ，Ｇ１，Ｇ２…三角波発生器、Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３…電圧検出器、Ｈ１，Ｈ２…比較器、ＤＰ…極性判別回路、ＩＯ…オンオフ比反転回路。
Claims (5)
- 単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチの直列回路と、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチ，第２スイッチの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチまたは第２スイッチと並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする電力変換装置。 - 単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
自己消弧型半導体素子とダイオードとを逆並列に接続してなる第１スイッチ，第２スイッチ，第３スイッチの直列回路と、第１コンデンサとを互いに並列に、第１ダイオード，第２ダイオードの直列回路を、前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記第１ダイオードと第２ダイオードとの接続点を第１リアクトルを介して交流電源の一方の端子に、交流電源の他方の端子を前記第１スイッチと第２スイッチとの接続点、または、前記第２スイッチと第３スイッチとの接続点に、変圧器の第１巻線と第２リアクトルと第２コンデンサとの直列回路を前記第１スイッチと第２スイッチとの直列回路、または前記第２スイッチと第３スイッチとの直列回路と並列に、前記変圧器の第２巻線の一方の端子を第３ダイオードを介して第３コンデンサの一方の端子に、前記変圧器の第２巻線の他方の端子を前記第３コンデンサの他方の端子と前記変圧器の第３巻線の一方の端子に、この変圧器の第３巻線の他方の端子を第４ダイオードを介して前記第３コンデンサの一方の端子にそれぞれ接続することを特徴とする電力変換装置。 - 前記スイッチをオン，オフ周期を変化させながら一定の比率でオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 前記スイッチをオン，オフ周期およびオン，オフ比率を変化させながらオン，オフさせ、前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 前記スイッチをオン，オフ比率を変化させることで前記第１コンデンサの電圧を設定値となるように制御し、前記スイッチをオン，オフ周期を変化させることで前記第３コンデンサの電圧を設定値となるように制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001205752A JP4765015B2 (ja) | 2001-07-06 | 2001-07-06 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001205752A JP4765015B2 (ja) | 2001-07-06 | 2001-07-06 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003023775A JP2003023775A (ja) | 2003-01-24 |
| JP4765015B2 true JP4765015B2 (ja) | 2011-09-07 |
Family
ID=19042007
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001205752A Expired - Fee Related JP4765015B2 (ja) | 2001-07-06 | 2001-07-06 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4765015B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7403400B2 (en) | 2003-07-24 | 2008-07-22 | Harman International Industries, Incorporated | Series interleaved boost converter power factor correcting power supply |
| JP2006174571A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電流共振コンバータ |
| JP4961258B2 (ja) * | 2007-05-15 | 2012-06-27 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5559456B2 (ja) * | 2007-08-01 | 2014-07-23 | 三星電子株式会社 | 圧電トランス方式高圧電源装置および画像形成装置 |
| US8451631B2 (en) | 2007-11-06 | 2013-05-28 | Nagasaki University | Control apparatus of power converter circuit |
| WO2013046739A1 (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5608181B2 (ja) * | 2012-01-10 | 2014-10-15 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5476400B2 (ja) | 2012-01-30 | 2014-04-23 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびハードディスク装置 |
| JP7351281B2 (ja) * | 2020-10-08 | 2023-09-27 | 株式会社豊田自動織機 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07322613A (ja) * | 1994-05-26 | 1995-12-08 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧共振コンバータ |
| JP3272657B2 (ja) * | 1998-01-19 | 2002-04-08 | シャープ株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
2001
- 2001-07-06 JP JP2001205752A patent/JP4765015B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003023775A (ja) | 2003-01-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20031225 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20040121 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| A711 | Notification of change in applicant |
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|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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