JP4619604B2 - 多数のマルチプレクシング方式に適応可能なソフトウェア−ベースのデジタル受信機 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、一般に、無線受信機に関し、特に、多数のマルチプレクシング（多重化）方式において動作するように構成された受信機に関する。
背景技術
遠距離通信およびマルチメディア応用の爆発的な成長によって、柔軟性があり、効率的で、かつ高性能な受信機が求められている。最近のデジタル受信機は、特定の変調またはマルチプレクシング方式用の送信信号の検出に焦点を当てている。即ち、受信機は、１つの方式専用に「ハードワイヤード」されるか、または多数の方式が冗長ハードウェアを用いて実現される。多くの様々な通信基準が存在するため、柔軟性のある受信機アーキテクチャが必要である。受信機が、異なるマルチプレクシング方式に適応するようにリアルタイムで構成され得るならば、ユーザは地理的に様々な領域において受信機を動作させることができるか、または特定の通信サービスプロバイダを自由に選択することができる。
さらに、ますます普及している移動体通信デバイスでは、高速フェージングが問題となっている。高速フェージングは、受信信号のパワーの迅速な時間的変動として表される。このため、移動可能なユーザが移動しているときに生じる、ドップラースプレッドによって、チャネル状態の推定エラーのために、受信機の性能は実質的に低下する。
他の深刻な問題としてマルチパス干渉が挙げられる。マルチパスチャネルでは、元の送信信号は、チャネルパス内の障害物（例えば、建物、高地、および山）から反射する。受信機は、異なる遅延を有する信号のいくつかのコピーに対処しなければならない。実際、各マルチパス信号の見地から、他のマルチパス信号は、干渉と見なされ、処理利得によって抑制される必要がある。
マルチパス干渉だけでなく、フェージングおよび関連のドップラースプレッドは、次世代の無線通信デバイスにとって中心的な問題となり続ける。これらのチャネル障害を最小にする受信機を提供することが望まれる。
従来技術では、部分的な解決法が提案されている。この解決法は、セイード等の『Ｓａｙｅｅｄ ｅｔ ａｌ．「Ｊｏｉｎｔ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ−Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、ＩＥＥＥ、Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、４７巻、１２３〜１３２頁、１９９９年１月』によって記載されている直接シーケンススプレッドスペクトル（ＤＳＳＳ）受信アルゴリズムに基づいている。この受信機は、特にＣＤＭＡマルチプレクシング用に設計され、他のマルチプレクシング方式には作用しない。
図１に示すように、これらの解決法では、受信信号１０１をコヒーレントに処理するためのＤＳＳＳ受信機１００が用いられる。チャネル係数が得られない場合、およびそのパワーのみが既知である場合、インコヒーレント処理がよく用いられる。受信機１００は、短時間フーリエ変換（ＳＴＦＴｑ_１およびＳＴＦＴｑ_０）１０２を用いる。チャネル応答、即ち、チャネル係数１０３は、結合器１０４内で変換信号に加えられる。得られた信号は、加算器１０５に与えられ、受信信号（Ｓｇｎ（Ｒｅ（＊））１０６の符号付き実部を生成する。セイードの受信機では、整合フィルタは従来のレーキ（ＲＡＫＥ）受信機として構成されるため、上記のように、単一のマルチプレクシング方式、即ちＣＤＭＡのみを処理し得る。
セイードのアルゴリズムは、時間と周波数ダイバーシティを組み合わせ、特に高速フェージングチャネル用のより高度な処理利得を成し遂げる。事実、ＳＴＦＴをベースとしたセイードのアルゴリズムは、アカンス等の『Ａｋａｎｓｕ ｅｔ ａｌ．「Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ：Ａ Ｒｅｖｉｅｗ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、４６巻４号、９７９〜９９５頁、１９９８年４月』に記載されているようにフィルタバンクをベースとしたトランスマルチプレクサの特殊な場合である。
しかし、多数のマルチプレクシング方式用にこれらの従来の受信技術を構成することには、整合フィルタの設計および他のハードワイヤード制約のため、依然として問題がある。
発明の開示
本発明は、多数のマルチプレクシング方式の動作に適応可能なデジタル無線受信機用のアーキテクチャを提供する。本アーキテクチャは、リアルタイムで受信機を構成するためのソフトウェアを用いている。このソフトウェアは、汎用の受信機ハードウェアプラットフォーム上で実行される。ソフトウェアで構成可能な受信機は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、マルチ搬送波ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）等などの多数のマルチプレクシング方式に適応し得る。
ソフトウェアを用いて受信機構成パラメータを自由に変更することによって、本発明による受信機は、マルチ方式およびマルチバンド動作をサポートすることができる。これによって、通信産業において多数の標準が存在する中で経済効率の良い受信機のための解決法が提供される。
従来技術のように多数のマルチプレクシング方式を実施するために多数のフィルタバンクを用いる代わりに、本発明は、異なるマルチプレクシング方式用のサンプリングされたＳＴＦＴ分解をベースとしたアーキテクチャを用いる。本発明によると、ソフトウェアで制御された方法を用いることによって、デジタル受信機は、構成パラメータの変更によって、多数のマルチプレクシング方式で動作することができる。受信機はまた、チャネル推定と分解サンプルとを結合することによってチャネル等化能力を有する。
より具体的には、デジタル無線受信機では、送信シンボルは、送信信号の時間シフトコピーおよび周波数シフトコピーを含む受信信号から回収される。チャネル推定器は、チャネル特性をトレーニング信号から抽出する。受信機データおよびプロセッサ内で実行されるソフトウェアは、プロセッサに接続されたメモリに格納される。
パラメータコントローラは、チャネル特性および受信機データから受信機構成パラメータを生成する。受信信号は、受信機を多数のマルチプレクシング方式に適応させるために、受信機構成パラメータに従ってサンプルのマトリクスに分解される。サンプルおよびチャネル特性から内積が形成される。シンボルは、その内積から回収される。
発明を実施するための最良の形態
実施例１．
図２は、本発明による適応可能なデジタル受信機２００を示す。本発明の受信機２００は、分解ユニット（ＤＵ）３００、パラメータコントローラ（ＰＣ）２２０、チャネル推定器（ＣＥ）２３０、結合器２４０、および決定ユニット２５０を有する。
ベースバンド受信信号（Ｒ（ｔ））２０１は、ＤＵ３００に与えられる。特性として、受信信号２０１は、送信信号の時間シフト（マルチパス）コピーおよび周波数シフト（ドップラー）コピーの線形組み合わせを有する。ＤＵの出力は、結合器２４０に与えられ、結合器の出力は、決定ユニット２５０に与えられ、決定ユニット２５０は、出力信号２０３（即ち、「シンボル」）を提供する。パイロットまたはトレーニングシーケンス２０２は、ＣＥ２３０に与えられる。このＣＥは、この信号を分析し、パラメータ信号をＰＣ２２０に、および２０４を介して結合器２４０に提供する。この結果、ＰＣは、ＤＵ３００およびＣＥ２３０に対する受信機構成パラメータ２２１を生成する。
動作
簡単のため、ＣＤＭＡマルチプレクシング方式のための受信機について詳述し、次いで、他のマルチプレクシング方式への拡張について記載する。ＤＵ３００の主な機能は、受信信号２０１を時間−周波数面上でサンプルに分解することである。一般に、時間および周波数ダイバーシティは、無線通信チャネルにおける自然特性である。例えば、マルチパスチャネルは時間ダイバーシティを引き起こし、フェージングチャネル（ドップラー効果）は周波数ダイバーシティとなる。従って、統合時間−周波数処理によってより高い搬送利得を得ることができる。
分解ユニット
図３は、分解ユニット３００をさらに詳細に示す。ＤＵは、受信信号を統合分解するように構成されている。ＤＵ３００は、少なくとも１つの周波数シフトステージ３１０、整合フィルタステージ３２０、１つまたはそれ以上の時間シフトステージ３３０、およびサンプルステージ３４０を有する。これらのステージは、互いに直列に接続されている。この設計を水平および垂直方向に拡張することが可能であることに留意されたい。利点として、周波数シフト、整合フィルタ、および時間シフトステージは、パラメータコントローラ２２０によって生成される受信機構成パラメータ２２１によって制御されるソフトウェアである。従って、本発明の受信機は、多数のマルチプレクシング方式（モード）に適応することができる。
ＤＵ３００は、４つの基本的な動作、即ち、周波数シフティング、整合フィルタリング、時間シフティング、およびサンプリングを行う。
周波数シフトステージ３１０によって異なるドップラー周波数に変調される受信ベースバンド信号２０１は、ステージ３２０の様々な整合フィルタに与えられる。ＣＤＭＡマルチプレクシング方式では、整合フィルタのインパルス応答が、パラメータコントローラ２２０によって選択される。このＣＤＭＡの場合、構成パラメータｑ^ｍ（−ｔ）は、受信信号と周期的にデスプレッドする（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）信号との相互相関が、ゼロ遅延を中心にピークを有するように、サイン波形ｑ（ｔ）および擬ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンスを整合するように設定される。このＰＮシーケンスは、２値数（例えば、２極性表記における±１）のシーケンスであり、これはランダムのようであるが、実際は完全に確定的である。
あるいは、ＴＤＭＡおよびＦＤＭＡ方式については、整合フィルタ３２０のインパルス応答は、入力信号をバイパスするためのディラックのデルタ関数である。利点として、このデルタ関数は、受信機構成パラメータ２２１によって変更され、多数のマルチプレクシング方式の処理が可能になる。ＯＦＤＭ方式では、整合フィルタのインパルス応答は、方形窓関数（ｓｑｕａｒｅ ｗｉｎｄｏｗ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）として選択されるべきである。
周波数シフトステージ３１０は、受信信号を１／Ｔで変調し、ここで、構成パラメータＴはシンボル持続時間である。すべての時間シフトステージ３３０は、Ｔ_Ｃの遅延を有する。このパラメータＴ_Ｃは、チップ持続時間である。各時間シフト出力ノードにおけるサンプルは、サンプルステージによってＴ毎にサンプリングされ、出力サンプル３０２の（Ｋ＋１）×（Ｎ＋１）マトリクスを形成し、ここで、構成パラメータＫおよびＮは、それぞれ、周波数シフトおよび時間シフトの数である。
さらに、従来技術とは異なり、パラメータＮまたは時間シフトタップの数は、受信機構成パラメータ２２１の一部としてプログラム可能である。これにより、所定のデータレートに対して、最短の処理待ち時間で最良のＳＮＲが可能になる。例えば、データレートが遅いほど、より小さいＮが選択され得る。これは、余分な時間シフトタップを選択的にマスクすることによって結合器２４０によってなされ得る。あるいは、受信機構成パラメータは、最適な数のタップを駆動させ、性能を最大にすることができる。
図３において、タップの時間指数パラメータｔは、整数値ｐ＝０、１、２、３等によって乗算されるサンプルレートパラメータＴと等しい。
単一のユーザの場合、パラメータコントローラ２２０は、ゼロよりも大きい構成パラメータＫを選択する。これは、ドップラースプレツドと対抗する。パラメータＮの選択は、マルチパス効果に依存する。一般に、時間シフトの数は、検出されるＰＮシーケンスの長さよりも大きくなるべきである。本発明の分解ユニット３００のモジュラ構造の結果、水平および垂直方向に拡張可能で、様々な機能を果たすことができる。
パラメータコントローラ
ＰＣ２２０は、様々なマルチプレクシング方式に対するサイン波形、データレート、チップレート、送信機チップシーケンスなどの構成データ（ＣＤ）２２５を格納する。パラメータコントローラは、格納されたソフトウェアプログラム（ＳＷ）２２４を実行する能力を有するメモリ２２３を備えたマイクロプロセッサ（ＰＲＯＣ）２２２として実現され得る。特定のマルチプレクシング方式において動作するとき、ＰＣは、ソフトウェア制御の下で、適切な受信機構成パラメータ２２１をＰＣメモリからＤＵのステージおよびチャネル推定器２３０にダウンロードする。
例えば、構成パラメータＴ_ＣおよびＴを変更する場合、受信機２００は、異なる方式（例えば、異なるデータレート、異なるコード長等）で動作する。ＰＣ２２０はまた、ＣＥ２３０に対するパラメータ情報を提供し、チャネル推定を行う。ＣＥは、チャネル特性をＰＣ２２０にフィードバックし、パラメータＫおよびＮなどの格納された受信機構成パラメータを更新する。
結合器
結合器２４０は、ＤＵから出力された分解サンプルおよびＣＥの出力（即ち、チャネル特性または重みマトリクスマスク）に対して、チャネル等化の目的で内積動作を行う。これらのデータを内積として結合すると、決定ユニット２５０に対して十分な入力となる。
決定ユニット
決定ユニット２５０は、結合サンプルを処理し、送信シンボルを回収する。例えば、任意の公知の決定フィードバックアーキテクチャを用いることによって、適応等化機能を含むように決定ユニットを拡張することができる。
結果
図４は、本発明の受信機２００をシミュレートするシステム４００を示す。システム４００において、２値入力データ４０１は、３１長ゴールドコード（Ｇｏｌｄ ｃｏｄｅ）４０２を用いてスプレッドされる。ゴールドコードは周知である。スプレッド−スペクトルシステムでは、コードは、２つのスプレッド−スペクトルコードシーケンス生成器の出力をモジューロ−２加算で合計することによって生成される。あるいは、カサミコード（Ｋａｓａｍｉ ｃｏｄｅ）をスプレッディングに用いることができる。
チャネル４１０は、マルチパス干渉（２パス）およびドップラーフェージングにＢ_ｄの帯域幅を提供する。付加ホワイトガウスノイズ４０３が存在する場合、「受信された」信号２０１が生成される。この受信信号２０１は、本発明による受信機を用いて検出される。受信機は、各ドップラー周波数に対して１つずつの２ブランチレーキフィンガを有する。周波数シフトパラメータＫは１であり、時間シフトパラメータＮは３０であり得る。
便宜上、スプレッディングファクターρをＴＢ_ｄ（即ち、シンボル持続時間Ｔおよびドップラー帯域幅Ｂ_ｄの積）と定義する。信号対ノイズ比が１５ｄＢに等しい場合において、１ブランチレーキ受信機を用いたときと、２ブランチレーキ受信機４５０を用いたときのビットエラーレート（ＢＥＲ）性能を比較する。スプレッディングファクターの様々な値について、図５に示す表はシミュレーション結果を示す。
２番目のブランチで寄与されるエネルギーパーセンテージもまた、各場合について計算される。この表から明らかなように、実際に比較的小さなドップラースプレッドが発生しても、かなりのダイバーシティ利得が得られるという結果を得た。高速フェージングチャネルでは、本発明の受信機は、従来のレーキ受信機に対して大幅に改良されている。
適応可能な受信機アーキテクチャの利点
処理利得：本発明の適応可能な受信機の時間−周波数処理をベースとしたアーキテクチャは、従来のレーキ受信機よりも高い処理利得を成し遂げる。これにより、高速フェージングチャネルの問題は最小限に抑えられる。表の結果は、比較的小さなドップラースプレッドに対しても、かなりの改良が得られることを示している。
構成可能：本発明の分解ユニットのモジュラ構造のために、ソフトウェア構成可能なハードウェアのインプリメンテーションが実現可能かつ拡張可能になる。本発明の受信機の構成可能な特性によって、本発明のアーキテクチャはまた、多数のマルチプレクシング方式にも適するようになる。
マルチレート：マルチレート動作では、基本周波数または時間分を生成するために１つのローカル発振器のみを必要とする。この基本周波数は、所望の動作周波数または時間分に分割され、構成パラメータによってマルチレート動作され得る。
複雑さ：分解ユニットにおける各ブランチの複雑さは、従来のレーキ受信機における複雑さと同等であることに留意されたい。従って、全複雑さは、従来のレーキ受信機の複雑さの（Ｋ＋１）倍であり、ここで、Ｋは、周波数シフタの数である。
等化：適応チャネル推定アルゴリズムと協働しながら、本発明のアーキテクチャはまた、適応等化能力をサポートする。
応用
本発明の構成可能なデジタル受信機を他のマルチプレクシング方式に適応することは簡単なことである。これは、適切なデマルチプレクシング方式のためのパラメータコントローラのメモリ内に構成データを格納することによってなされ得る。ＴＤＭＡやＦＤＭＡ方式では、整合フィルタ３２０のインパルス応答は、入力信号をバイパスするためのディラックのデルタ関数（単位インパルス）である。しかし、ＣＤＭＡに対するインパルス応答は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式に対するインパルス方式と同じであるべきである。ＯＦＤＭ方式では、整合フィルタのインパルス応答は、方形窓関数になるように選択されるべきである。構成パラメータＫ（周波数シフトの数）の値は、ドップラースプレッドに対抗するために、ＯＦＤＭおよびＭＣ−ＣＤＭＡに対するサブ搬送波の数と等しいが、それよりも大きくなるべきである。これは、ＰＣ２２０のメモリ内にルックアップテーブルを格納することによって成し遂げられ得る。
各ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡおよびＯＦＤＭユーザは、マルチユーザ検出のためにＤＵおよびＣＥを必要とすることに留意されたい。すべてのＤＵは、ユーザを識別するために異なるサイン波形を用い、各ＣＥは、独立して、各ユーザに対してチャネル応答を推定する。マルチユーザ信号分離は、ＣＤＭＡおよびＭＣ−ＣＤＭＡ方式に対して提供され、受信性能を向上させる。
無線移動体チャネルの中心的な性質のために、統合マルチパス／ドップラー処理は、空間−時間処理などの、他のダイバーシティ結合方法に対する代替を提供する。利用可能な空間が基地局に限定されているなどの一部の実用的な応用では、空間−時間処理技術を適用する場合、良好なダイバーシティ利得を保証することはできない。従って、統合空間−時間周波数処理は、この問題に対して他のダイバーシティ結合方法を提供する。なぜなら、高レベルのダイバーシティディメンションは、性能を向上させるからである。
本発明を好ましい実施形態により記載したが、他の様々な適応および変更が本発明の精神および範囲内でなされ得ることは言うまでもない。従って、添付の請求の範囲の目的は、本発明の精神および範囲内にあるこのような変形および変更をすべて網羅することである。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来のＤＳＳＳ受信機のブロック図、
図２は、本発明による適応可能なデジタル受信機のブロック図、
図３は、図２の受信機の分解ユニットのブロック図、
図４は、図２の受信機のシミュレーション方式のブロック図、
図５は、シミュレーション結果の表を示す図である。

Claims (15)

1. 受信信号からシンボルを回収するためのデジタル無線受信機であって、
   トレーニング信号からチャネル特性を生成するように構成されたチャネル推定器と、
   前記チャネル推定器に接続され、メモリ及びプロセッサを有し、前記メモリは、構成データ及び前記プロセッサ内で実行されるソフトウェアを格納する、前記チャネル推定器に対する受信機構成パラメータを生成するためのパラメータコントローラと、
   前記パラメータコントローラに接続され、前記受信機を複数のマルチプレクシング方式に適応させるために、前記受信機構成パラメータに従って、前記受信信号をサンプルに分解するように構成され、前記受信信号は、送信信号の時間シフト及び周波数シフトコピーを含む分解ユニットと、
   前記分解ユニットに接続され、前記サンプル及び前記チャネル特性の内積を形成する結合器と、
   前記結合器に接続され、前記内積から送信シンボルを回収するように構成された決定ユニットと
   を備えたデジタル無線受信機。
2. 前記送信信号は、デジタルベースバンド信号である
   請求項１記載の受信機。
3. 前記分解ユニットは、
   少なくとも１つの周波数シフトステージと、
   整合フィルタステージと、
   少なくとも１つの時間シフトステージと、
   互いに直列に連続して接続されたサンプルステージと
   を有する請求項１記載の受信機。
4. 前記ステージは、水平及び垂直方向に拡張可能である
   請求項３記載の受信機。
5. 前記少なくとも１つの周波数シフトステージ、前記整合フィルタステージ、及び前記少なくとも１つの時間シフトステージは、前記受信機構成パラメータによって制御されるソフトウェアである
   請求項３記載の受信機。
6. 前記整合フィルタステージのインパルス応答は、前記受信信号及び周期的にデスプレッドする信号の相互相関が、ゼロ遅延を中心にピークを有するように、サイン波形ｑ（ｔ）及び擬ランダムノイズシーケンスを整合するように設定されて前記受信機をＣＤＭＡマルチプレクシング方式に適応させる
   請求項３記載の受信機。
7. 前記整合フィルタのインパルス応答は、前記受信機をＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、及びＯＦＤＭマルチプレクシング方式の選択された１つに適応させるためのディラックのデルタ関数である
   請求項３記載の受信機。
8. 特定の受信機構成パラメータＴは、前記送信シンボルの持続時間である
   請求項１記載の受信機。
9. 前記少なくとも１つの時間シフトステージは、特定の受信機構成パラメータＴ_Ｃの遅延を有し、Ｔ_Ｃは、前記送信シンボルのチップの持続時間と等しい
   請求項３記載の受信機。
10. 前記少なくとも１つの時間シフトステージは、複数の出力ノードを有し、前記サンプルステージは、前記複数のノードをＴ毎にサンプリングし、サンプルの（Ｋ＋１）×（Ｎ＋１）マトリクスを形成し、構成パラメータＫ及びＮは、それぞれ、周波数シフト及び時間シフトの数である
    請求項３及び８記載の受信機。
11. 前記構成データは、前記複数のマルチプレクシング方式に対するサイン波形、データレート、チップレート、及び送信機チップシーケンスを含む 請求項１記載の受信機。
12. 前記決定ユニットは、適応等化機能をさらに含む
    請求項１記載の受信機。
13. 前記受信機構成パラメータは、前記パラメータコントローラによってリアルタイムで変更される
    請求項１記載の受信機。
14. 特定のマルチプレクシング方式は、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ、ＭＣ−ＣＤＭＡマルチプレクシング方式の１つから選択される
    請求項１記載の受信機。
15. デジタル無線受信機において受信信号からシンボルを回収するための方法であって、
    トレーニング信号のチャネル特性を推定するステップと、
    受信機データ及びプロセッサ内で実行されるソフトウェアを前記プロセッサに接続されたメモリに格納するステップと、
    前記チャネル特性及び前記受信機データから受信機構成パラメータを生成するステップと、
    前記受信機を複数のマルチプレクシング方式に適応させるために、前記受信信号を前記受信機構成パラメータに従ってサンプルに分解するステップであって、前記受信信号が送信信号の時間シフト及び周波数シフトコピーを有するステップと、
    前記サンプル及び前記チャネル特性の内積を形成するステップと、
    前記内積から送信シンボルを回収するステップと
    を含む方法。

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