JP4523294B2

JP4523294B2 - 通信装置

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Publication number: JP4523294B2
Application number: JP2004017076A
Authority: JP
Inventors: 健一郎山崎; 文雄石津
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-02-10
Filing date: 2004-01-26
Publication date: 2010-08-11
Anticipated expiration: 2024-01-26
Also published as: JP2004266814A

Description

本発明は、ディジタル無線通信システムやディジタル放送システムを構成する通信装置に関するものであり、特に、上記システムで用いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号やマルチキャリアＣＤＭＡ（符号分割多重方式：Code Division Multiple Access）信号に基づいて伝送路推定を行う通信装置に関するものである。

以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＯＦＤＭ変調方式において、送信側では、サブキャリア毎に、入力信号をＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrature PSK）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の方式で変調し、それにより得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を行うことにより、ＯＦＤＭ変調信号を生成する。

一方、受信側では、受信したＯＦＤＭ変調信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、ＦＦＴ処理後の信号を復調する。

また、ＯＦＤＭ変調方式では、通常、ガードインターバル（ＧＩ）と呼ばれるデータ部分の繰り返し信号が付加されて送信され、これによりマルチパス耐性を向上させている。しかしながら、ＧＩ長を越える遅延時間を持った遅延波を受信した場合や、遅延波の遅延時間がＧＩ内に収まっている場合であってもノイズや遅延波の影響でＦＦＴウィンドウタイミングが理想タイミングからずれてしまった場合には、前後のＯＦＤＭシンボルがＦＦＴウィンドウ内に漏れこんでくるため、符号間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）やキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）が発生し、特性が大きく劣化する。ただし、遅延波の遅延時間がＧＩ内に収まっている場合の理想タイミングは、先頭波のタイミングとなる。

たとえば、一般的な「先行波と遅延波の２波モデル」において、ＦＦＴタイミングが理想シンボルタイミングから後方にずれた場合は、先行波に後続ＯＦＤＭシンボル成分が漏れ込み、ＩＳＩおよびＩＣＩが生じる。具体的にいうと、復調対象のＯＦＤＭシンボル（希望信号）と、ＦＦＴウィンドウ内に漏れこんでくる後続のＯＦＤＭシンボル（干渉シンボル：ＩＳＩ）は、ＦＦＴウィンドウ幅のサンプル数を満たさないため、時間軸上でサンプル数分の矩形窓が乗算されることに等しい。したがって、このような信号をＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換した場合、各シンボル成分には、矩形窓幅によって決まる関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）（Ｎ：矩形窓幅）が畳み込まれることになる。

この場合、ＦＦＴウィンドウ内の復調対象ＯＦＤＭシンボル成分は、各キャリア位置において、希望信号成分と他キャリアから漏れこんでくるＩＣＩ成分の和で表されることになる。同様に、干渉シンボル成分は、各キャリア位置において、ＩＳＩ成分と他キャリアから漏れこんでくるＩＣＩ成分の和で表されることになる。

The 24th Symposium on Information Theory and Its Applications(SITA2001) Kobe,Hyogo,Japan,Dec.4-7,2001「多段キャリア間干渉キャンセラーを用いた有効シンボル長可変ＯＦＤＭ復調方式」電子情報通信学会信学技報 NS2002-75 RCS2002-103 (2002-07)「スキャッタードパイロットＯＦＤＭ信号におけるガードインターバルを超えるマルチパス遅延に対する適応等化受信」

しかしながら、従来の通信装置においては、希望信号成分に干渉シンボルが漏れ込んだ場合、上記のように、希望信号に矩形窓幅によって決まる関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）が畳み込まれるため、他キャリアからのＩＣＩ，漏れ込みシンボルによるＩＳＩ，そのＩＳＩ成分によるＩＣＩ、が存在することになり、伝送路推定の際にＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が大幅に低下する。そのため、伝送路推定精度が劣化し、受信特性が大きく劣化する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現可能な通信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、マルチキャリア変復調方式を採用し、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する受信側の通信装置であって、フーリエ変換後の受信信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、前記遅延プロファイルに基づいて、所定のしきい値以下の干渉信号成分（ノイズを含む）を除去する干渉成分除去手段と、前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性（伝送路推定値）を生成する伝送路推定値生成手段と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、フーリエ変換処理後の周波数軸信号から抽出した既知信号（パイロット信号）を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、フーリエ変換のタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉，キャリア間干渉，ノイズ等、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する。

本発明によれば、ＦＦＴ処理後の周波数軸信号から抽出した既知のパイロット信号を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、ＦＦＴタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉，キャリア間干渉，ノイズ、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する構成とした。これにより、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現できる、という効果を奏する。

以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１の構成を示す図である。この通信装置は、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換するＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１と、受信信号を用いてシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出部２と、上記周波数軸信号を用いて伝送路推定を行う伝送路推定部３と、当該伝送路推定結果に基づいて周波数軸信号を復調する復調部４から構成される。

ここで、上記通信装置における伝送路推定処理について説明する。まず、受信信号は、ＦＦＴ部１へ入力されると同時にシンボルタイミング検出部２へ入力される。シンボルタイミング検出部２では、受信信号を用いてシンボル同期を確立し、ＦＦＴ部１では、上記シンボルタイミング検出部２にて確立した同期タイミングに基づいて、受信信号からプリアンブルを抽出してＦＦＴ処理を行い、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換する。そして、伝送路推定部３が、上記周波数軸信号を用いた伝送路推定を行い、復調部４が、その推定値に基づいて受信周波数軸信号を復調する。

図２は、上記伝送路推定部３の実施の形態１の構成を示す図であり、パイロット信号発生部５と周波数特性算出部６とＩＦＦＴ（Inverse FFT：逆高速フーリエ変換）部７と干渉除去部８としきい値設定部９とＦＦＴ部１０から構成される。

上記ＦＦＴ処理後の周波数軸信号を受け取った周波数特性算出部６では、パイロット信号発生部５から通知される予め既知のパイロット信号（既知シンボルが時間軸上で一定の周期で繰り返し挿入された信号）を用いて周波数特性を求める。受信信号の周波数成分をＹ（ｚ）、送信信号（パイロット信号）の周波数成分をＸ（ｚ）とすると、伝達関数Ｈ（ｚ）は、下記（１）により求められる。
Ｈ（ｚ）＝Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ） …（１）

ＩＦＦＴ部７では、上記周波数特性を周波数軸信号から時間軸信号へ変換し、遅延プロファイルを求める。求めた遅延プロファイルにおいて、希望信号成分は、インパルス列として現れ、また、ＩＳＩやＩＣＩの干渉成分は、遅延プロファイル上に散らばり、平均信号レベルの低い状態で存在する（電子情報通信学会ソサイエティ大会２００２、Ｂ−５−１１“OFDM用シンボルタイミング検出方式における閾値設定に関する検討”参照）。

図３は、上記ＩＦＦＴ部７の具体的な処理を示す図である。ここでは、周波数軸信号として、希望信号成分，ＩＳＩ成分，ＩＣＩ成分、がほぼ同一のレベルで存在する場合を想定する。パイロット信号にスクランブル処理が施されている条件下では、パイロット復調後の干渉信号成分はランダムな系列となり、周波数特性算出部６では、希望信号成分のみの周波数特性を正しく求めることができる。そして、ＩＦＦＴ部７では、受け取った周波数特性をＩＦＦＴ処理により周波数軸信号から時間軸信号に変換する。これにより、希望信号成分はインパルス列で現れ、一方で、干渉信号成分は遅延プロファイル上に散らばるため平均信号レベルが小さくなる。このとき、希望信号と干渉信号とのレベル差は、ＦＦＴサイズによって決められる。

干渉除去部８では、しきい値設定部９から送られてくる適切なしきい値を設定し、上記遅延プロファイルにおけるしきい値以下のサンプル点の値を強制的に０値とすることによって、干渉信号成分を除去する。そして、希望信号成分のインパルス列のみを求める。なお、ノイズ（熱雑音）についても、ガウス分布に従って信号成分が遅延プロファイル上で散らばるため、干渉除去部８において同様に除去できる。また、上記で設定するしきい値は、ＦＦＴサイズや伝搬環境，受信時のノイズレベルなどによって決定され、たとえば、受信機にて算出することとしてもよいし、予めＲＯＭテーブルなどに記憶させておいてもよい。

最後に、ＦＦＴ部１０では、干渉信号成分除去後の遅延プロファイルに基づいて、再び時間軸信号を周波数軸信号へ変換し、高精度な伝送路推定値を得る。

このように、本実施の形態においては、ＦＦＴ処理後の周波数軸信号から抽出した既知のパイロット信号を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、ＦＦＴタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉，キャリア間干渉，ノイズ、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する構成とした。これにより、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現できる。

実施の形態２．
図４は、伝送路推定部３の実施の形態２の構成を示す図であり、実施の形態１の構成に加えて、パイロット抽出部１１を含む構成とした。なお、先に説明した実施の形態１の図１および図２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態では、とたえば、地上波ディジタル放送のスキャッタードパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）を用いた伝送路推定方法について説明する。なお、このスキャッタードパイロットは、予め各サブキャリアに既知の振幅／位相特性を有するパイロット信号が、周波数軸上や時間軸上において一定の周期で繰り返し挿入されている信号である。図５は、スキャッタードパイロットの一例を示す図である。

パイロット抽出部１１では、ＦＦＴ部１にてＦＦＴ処理後の周波数軸信号から、予め決められた規則に従って配置されたパイロット信号を抽出する。パイロット抽出部１１にて抽出されたパイロット信号は、以後、前述の実施の形態１と同様に処理され、伝送路推定部３では、最終的に伝送路推定値を出力する。

このように、本実施の形態においては、ＦＦＴ処理後の周波数軸信号から抽出した「予め決められた規則に従って配置された既知のパイロット信号（周波数軸上や時間軸上において一定の周期で繰り返し挿入されているパイロット信号）」を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、ＦＦＴタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉，キャリア間干渉，ノイズ、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する構成とした。これにより、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現できる。

なお、本実施の形態の処理は、地上波ディジタル放送のＳＰ方式に限定されるものではなく、たとえば、周波数軸上や時間軸上においてパイロット信号が一定周期で繰り返し挿入される伝送方式であれば、適用可能である。

実施の形態３．
図６は、伝送路推定部３の実施の形態３の構成を示す図であり、実施の形態２の構成に加えて、さらに周波数特性補間部１２を含む構成とした。なお、先に説明した図１および図４と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態２と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態では、たとえば、先に説明した実施の形態２で示したような、時間軸上や周波数軸上において一定周期で繰り返し挿入されているパイロット信号（たとえば、スキャッタードパイロット信号）を用いた場合を想定し、さらに、周波数特性補間部１２が、周波数特性算出部６出力の周波数特性に対して補間処理を施すことにより、全信号帯域の周波数特性を求める。

周波数特性補間部１２における補間処理では、１次補間や２次補間のほか、理想ｓｉｎｃ関数の周波数軸上での畳み込みによる補間などを用いる。

このように、本実施の形態においては、周波数特性算出部で求めた周波数特性に対して補間処理を施し、全信号帯域の周波数特性を求める構成としたため、実施の形態１および２と比較して、さらに高精度な伝送路推定を実現できる。

実施の形態４．
図７は、伝送路推定部３の実施の形態４の構成を示す図であり、実施の形態３の構成に加えて、さらに平均化部１３を含む構成とした。なお、先に説明した図１および図６と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施の形態では、説明の便宜上、上記平均化部１３を実施の形態３の構成に適用しているが、これに限らず、上記平均化部１３は、実施の形態１または２の構成に対しても適用（周波数特性算出部６の後段に配置）可能である。ここでは、実施の形態３と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態の伝送路推定方法では、周波数特性補間部１２出力（または周波数特性算出部６出力）の周波数特性を、平均化部１３が時間的に平均化し、その後、時間軸応答の遅延プロファイルを求める構成とした。なお、平均化の手法としては、たとえば、ＦＩＲフィルタによる移動平均を用いてもよいし、ＩＩＲフィルタによる平均化を用いてもよい。これにより、ノイズの影響を低減できるので、より精度の高い伝送路推定を実現できる。

実施の形態５．
図８は、伝送路推定部３の実施の形態５の構成を示す図であり、実施の形態４のＩＦＦＴ部７に代えて、波形整形部１４を含む構成とした。なお、先に説明した図１および図７と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施の形態では、説明の便宜上、上記波形整形部１４を実施の形態４の構成に適用しているが、これに限らず、上記波形整形部１４は、実施の形態１、２または３の構成に対しても適用可能である。ここでは、実施の形態４と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態の伝送路推定方法では、ＦＦＴサイズとキャリア数が異なる場合に発生する波形歪みを除去して伝送路推定を行う。

ここで、上記ＦＦＴサイズとキャリア数が異なる場合に発生する波形歪みについて説明する。図９は、２波モデルを想定した場合の一例を示す図であり、図１０は、ＦＦＴサイズとキャリア数が異なる場合の周波数特性を示す図であり、図１１は、ＩＦＦＴ処理によって周波数軸信号から時間軸信号へ変換した場合に得られる時間軸応答を示す図である。

図１０においては、キャリア数とＦＦＴサイズが異なるため、周波数軸上で矩形窓が乗算されたことと等価となり、図１１の時間軸応答では、乗算された矩形窓に相当する関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）（Ｎは矩形窓幅を表す）が畳みこまれた波形が出力されることになる。このように、本来であれば、インパルスの波形のみが存在することになるが、他のサンプル点に関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）の波形が出力され、波形歪みが生じる。本実施の形態では、上記波形歪みが発生した場合に、波形整形を行うことにより良好な時間軸応答を得る。

つづいて、本実施の形態の波形整形部１４の処理について説明する。図１２は、実施の形態５の波形整形部１４の構成を示す図であり、波形整形部１４は、平均化部１３の出力する周波数特性を記憶する周波数特性メモリ部３１と、周波数特性メモリ部３１の出力信号を周波数軸信号から時間軸信号に変換するＩＦＦＴ部３２と、当該時間軸信号を波形整形する歪み除去部３３と、歪み除去後の信号を判定する判定部３４と、歪み除去後の信号を時間軸信号から周波数軸信号に変換するＦＦＴ部３５と、周波数特性メモリ部３１の出力信号とＦＦＴ部３５出力の周波数軸信号とを用いて更新後の周波数特性を算出する周波数特性更新部３６から構成される。

なお、判定部３４の一方の出力信号は、ＩＦＦＴ部３２へ入力する信号を選択（周波数特性メモリ部３１の出力信号か周波数特性更新部３６の出力信号かを選択する）するスイッチａと、歪み除去部３３の出力信号の送信先を選択（ＦＦＴ部３５に出力するか遅延プロファイルとして出力するかを選択）するスイッチｂと、を制御する信号（図示の制御信号）となる。

まず、平均化部１３によって得られた周波数特性は、周波数特性メモリ部３１に記憶されると同時に、ＩＦＦＴ部３２に送られ、ＩＦＦＴ部３２が、受け取った信号を周波数軸信号から時間軸信号へ変換する。

つぎに、歪み除去部３３では、ＩＦＦＴ部３２出力の時間軸信号を所定の手順で波形整形する。

ここで、上記歪み除去部３３の処理を詳細に説明する。図１３は、実施の形態５の歪み除去部３３の構成を示す図であり、歪み除去部３３は、レベル算出部４１と、最大値検出部４２と、しきい値規定部４３と、比較部４４と、ゲート回路４５と、波形加算部４６と、メモリ部４７とから構成される。なお、ここでは、ＩＦＦＴ部３２からの出力信号をｍ（ｔ、ｉ）とし、このときのｔは時刻を表し、ｉは時刻ｔのｉ番目の時間波形を表す。

上記ｍ（ｔ、ｉ）は、ゲート回路４５に送られると同時に、レベル算出部４１に送られ、レベル算出部４１が、各サンプルでの時間軸応答のレベルを算出する。つぎに、最大値検出部４２が、上記時間軸応答のレベルから観測区間内における最大値を検出し、しきい値規定部４３が、当該最大値から歪み除去のための第１のしきい値ｔｈ（１）を決定し、その第１のしきい値ｔｈ（１）を判定部３４へ通知する。なお、時間軸応答のレベルは、絶対値でも電力値でもよく、しきい値規定部４３では、それぞれに合わせたしきい値を決定する。

つぎに、比較部４４が、上記時間軸応答のレベルと第１のしきい値ｔｈ（１）とを比較し、ゲート回路４５が、比較部４４による比較結果に基づいて、たとえば、そのサンプルの時間応答の絶対値が第１のしきい値ｔｈ（１）よりも大きい場合に、時間軸信号（時間軸応答の信号）をそのままの状態で出力し、一方で小さい場合に、強制的に０として出力する。

つぎに、波形加算部４６が、受け取った時間軸信号とメモリ部４７の出力信号とを加算し、遅延プロファイルまたはＦＦＴ部３５への信号として出力する。同時に、この信号をメモリ部４７に記憶する。波形加算部４６の出力信号は、下記（２）式のように表すことができる。
ｍ（ｔ、ｉ）＝ｍ（ｔ、ｉ）＋ｍ（ｔ、ｉ−１） …（２）
なお、ＩＦＦＴ部３２の初回出力時は、メモリ部４７がリセットされ初期値が０をなっているため、初回の波形加算部４６の加算結果としては、ゲート回路４５の出力信号が出力されることになる。

つぎに、上記しきい値規定部４３の処理によって、第１のしきい値ｔｈ（１）を受け取った判定部３４では、当該第１のしきい値ｔｈ（１）が予め設定されていた所定のしきい値ＴＨよりも大きいか小さいかを判定する。たとえば、所定のしきい値ＴＨよりも大きい場合には、スイッチａを周波数特性更新部３６へ接続し、スイッチｂをＦＦＴ部３５へ接続するように、制御信号を出力する。一方、所定のしきい値ＴＨよりも小さい場合には、スイッチａを周波数特性メモリ部３１へ接続するように、また、歪み除去部３３の出力信号が遅延プロファイルとして出力されるように、制御信号を出力する。また、上記で設定するしきい値ＴＨは、ＦＦＴサイズやキャリア数、伝搬環境、受信時のノイズレベル等によって決定され、たとえば、受信機にて算出することとしてもよいし、予めＲＯＭテーブル等に記載させておいてもよい。

つぎに、上記判定部３４の処理によって、たとえば、歪み除去部３３の出力信号がＦＦＴ部３５に入力された場合、ＦＦＴ部３５では、受け取った時間軸信号を周波数軸信号へ変換する。

つぎに、周波数特性更新部３６では、周波数特性メモリ部３１の出力信号とＦＦＴ部３５出力の周波数軸信号とを用いて、所定の手順で周波数特性を更新する。

ここで、上記周波数特性更新部３６の処理を詳細に説明する。図１４は、実施の形態５の周波数特性更新部３６の構成を示す図であり、周波数特性更新部３６は、周波数特性差分算出部５１から構成される。周波数特性差分算出部５１では、ＦＦＴ部３５から受け取った周波数特性（周波数軸信号）と周波数特性メモリ部３１から受け取った周波数特性（周波数軸信号）との信号帯域内の差分を取ることにより、信号帯域内の周波数特性を更新し、その更新結果を、再びＩＦＦＴ部３２へ送出する。周波数特性更新部３６の処理は、下記（３）式で表すことができる。
Ｈ´（ｚ）＝Ｈ（ｚ）−Ｈ´（ｚ） …（３）
なお、上式右辺のＨ´（ｚ）は、歪みが除去された後の周波数特性を表し、Ｈ（ｚ）は、周波数特性メモリ部３１に入力される周波数特性を表し、左辺のＨ´（ｚ）は更新後の周波数特性を表す。

以降、歪み除去部３３の出力する第ｉのしきい値ｔｈ（ｉ）（ｉは繰り返し回数）が判定部３４にて上記所定のしきい値ＴＨよりも小さいと判定され、歪み除去部３３の出力信号が遅延プロファイルとして出力されるまで、上記処理を繰り返し実行する。そして、歪み除去部３３の出力信号が遅延プロファイルとして出力された段階で、歪み除去部３３内のメモリ部４７の値をリセットする。その後、平均化部１３から新たな周波数特性が出力された場合に、再び上記波形整形部１４による波形整形動作が行われる。

つづいて、上記波形整形部１４の動作を、図面を用いて詳細に説明する。なお、ここでも、図９に示す２波モデルを想定する。また、周波数特性メモリ部３１に入力される周波数特性は、図１０のように表され、さらに、ＩＦＦＴ部３２によって周波数軸信号から時間軸信号へ変換されて歪み除去部３３に入力される時間応答は、図１１のように表される。

この時間軸応答の観測範囲において、レベル算出部４１が各サンプル点における振幅値を求め、最大値検出部４２が最大値を検出し、しきい値規定部４３が最適な第１のしきい値ｔｈ（１）を決定する。そして、比較部４４およびゲート回路４５が、上記第１のしきい値ｔｈ（１）以下の時間応答を強制的に０とする。図１５は、比較部４４およびゲート回路４５の処理結果を示す図である。ここでは、１波目のみが出力されている。

なお、上記第１のしきい値ｔｈ（１）は、ＦＦＴサイズとキャリア数が既知であり、畳み込まれる関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）の形状も既知となるため、それらに基づいて設定する。上記関数において最大のサイドローブは、たとえば、メインローブから約１３ｄＢ小さいので、第１のしきい値ｔｈ（１）は、ノイズ等による誤差を考慮し、最大値とその値から１３ｄＢダウンしたレベルの間に設定することが望ましい。

そして、判定部３４にて第１のしきい値ｔｈ（１）がＴＨよりも大きいと判定された場合、波形整形後の出力信号は、メモリ部４７に記憶されると同時に、ＦＦＴ部３５が、時間軸信号から周波数軸信号へ変換し、その結果を周波数特性更新部３６へ出力する。図１６は、ＦＦＴ部３５の処理結果を示す図である。ここでは、関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）の畳み込みの影響を除去することにより、１波のみの周波数特性が得られ、さらに、信号帯域外の周波数特性も外挿される。

図１６に示す周波数軸信号を受け取った周波数特性更新部３６では、当該周波数軸信号と周波数特性メモリ部３１の出力信号との信号帯域内の差分を取り、信号帯域内の周波数特性を更新する。これにより、たとえば、１回目の波形整形で削除された２波目の周波数特性が得られる。図１７は、周波数特性更新部３６の処理結果を示す図である。

図１７に示す周波数特性を受け取ったＩＦＦＴ部３２では、受け取った信号を再度周波数軸信号から時間軸信号へ変換し、歪み除去部３３に入力する。このときの時間応答は、前回の波形整形で切り捨てられた信号成分のみが、関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）が畳み込まれた状態で現れることになる。図１８は、ＩＦＦＴ部３２の処理結果を示す図である。

図１８に示す時間応答を受け取った歪み除去部３３では、再度上記と同様の処理を行って第２のしきい値ｔｈ（２）を決定し、この第２のしきい値ｔｈ（２）以下の時間応答を強制的に０とする。図１９は、ゲート回路４５の処理結果を示す図である。

さらに、図１９に示す時間軸信号を受け取った波形加算部４６では、当該時間軸信号をメモリ部４７に記憶されている信号と加算する。図２０は、波形加算部４６の処理結果を示す図である。この処理で、１波目と２波目の理想的な波形が求められることになる。以降、波形整形部１４では、上記図面に示す処理を、第ｉのしきい値ｔｈ（ｉ）が予め設定されたしきい値ＴＨよりも小さくなるまで繰り返し行う。

このように、本実施の形態においては、最適な値に決定された第１のしきい値を用いて時間応答の波形整形（初回）を行い、当該波形整形後の時間応答の周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と元の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新する構成とした。そして、新たに決定された第２のしきい値を用いて再び時間応答の波形整形（２回目）を行い、当該時間応答を初回の処理で波形整形した時間応答と合成する構成とした。以降、上記波形整形（ｉ回目）および合成処理を、第ｉのしきい値が予め設定された所定のしきい値よりも小さくなるまで繰り返し行う構成とした。これにより、ＦＦＴサイズとキャリア数が異なる場合においても、高精度な伝送路推定を実現できる。

なお、本実施の形態の処理は、ＦＦＴ処理やＩＦＦＴ処理により伝送路推定を行い、かつＦＦＴサイズとキャリア数が異なる場合、が想定される全ての伝送方式に適用可能であり、マルチキャリア伝送やシングルキャリア伝送等の伝送方式によって制限されるものでない。

実施の形態６．
図２１は、伝送路推定部３の実施の形態６の構成を示す図であり、実施の形態５に示す周波数特性補間部１２の後段の平均化部１３を削除し、干渉除去部８の後段に平均化部１５を挿入する構成とした。なお、先に説明した図１および図８と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施の形態では、説明の便宜上、上記平均化部１５を実施の形態５の構成に適用しているが、これに限らず、上記平均化部１５は、実施の形態１〜４の構成に対しても適用可能である。ここでは、実施の形態５と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態の伝送路推定方法では、干渉除去部８が出力する時間応答を、平均化部１５が時間的に平均化し、平均化後の時間応答から伝送路推定値を求める構成とした。なお、平均化の手法としては、平均化部１３と同様に、たとえば、ＦＩＲフィルタによる移動平均を用いてもよいし、ＩＩＲフィルタによる平均化を用いてもよい。これにより、さらにノイズの影響を低減でき、より精度良く伝送路推定を行うことができる。

実施の形態７．
図２２は、本発明にかかる通信装置の実施の形態７の構成を示す図である。この通信装置は、実施の形態１にて示した通信装置の構成に加えて、キャンセラ部２１を含む構成とし、たとえば、実施の形態２〜６の構成に適用可能である。なお、先に説明した実施の形態１〜６と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜６と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態では、時間軸上の受信信号をＦＦＴ処理（ＦＦＴ部１の処理）により周波数軸信号に変換し、キャンセラ部２１が、当該周波数軸信号と伝送路推定部３から出力される伝送路推定値とを用いてＩＳＩとＩＣＩを除去し、その結果を復調部４へ出力する。

ここで、本実施の形態の特徴であるキャンセラ部２１の処理について説明する。図２３は、実施の形態７のキャンセラ部２１の構成を示す図であり、キャンセラ部２１は、再変調部６１と、減算部６２と、周波数信号補間部６３と、減算部６４とから構成される。

ＦＦＴ部１の出力する周波数軸信号は、減算部６２，６４へ入力されると同時に、伝送路推定部３に入力され、伝送路推定部３が、当該周波数軸信号を用いて実施の形態２〜６の処理により伝送路推定値を求める。

伝送路推定部３から出力された伝送路推定値を受け取った再変調部６１では、当該伝送路推定値の再変調（再スクランブル）を行い、パイロットキャリア位置において干渉成分のない希望信号成分（再変調信号）を生成する。

減算部６２では、ＦＦＴ部１の出力する周波数軸信号から再変調部６１の出力する再変調信号を減算する。この差分が、パイロットキャリア位置における干渉成分となる。図２４は、パイロットキャリア位置における干渉信号成分を示す図である。図２４では、説明の便宜上、１キャリアに関数ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）が畳み込まれてＩＳＩによりＩＣＩが発生する図を示しており、周波数軸方向において２キャリアに１つの割合でパイロット信号が挿入された系を想定している。この場合、パイロットキャリア位置には、希望信号成分の除去された干渉信号成分のみが現れる。

パイロットキャリア位置の干渉信号成分を受け取った周波数信号補間部６３では、パイロットキャリア位置以外のデータキャリア位置の干渉信号成分を補間処理によって求める。この補間処理により全信号帯域のＩＳＩおよびＩＣＩ成分が求められる。なお、干渉信号成分の補間処理としては、１次補間や２次補間のほか、たとえば、理想ｓｉｎｃ関数の周波数軸上における畳み込みによる補間を用いることとしてもよい。

補間処理後の信号（補間後信号）を受け取った減算部６４では、ＦＦＴ部１から出力される周波数軸信号から当該補間後信号を減算し、干渉信号成分除去後の希望信号成分を出力する。復調部４では、この希望信号成分を用いて所定の復調処理を行う。

このように、本実施の形態において、ＦＦＴ部１の出力する周波数軸信号から伝送路推定部３の出力する伝送路推定値の再変調信号を減算し、パイロットキャリア位置における干渉信号成分を生成する。その後、パイロットキャリア位置の干渉信号成分に対して補間処理を行うことによりデータキャリア位置の干渉信号成分を求める。そして、ＦＦＴ部１から出力される周波数軸信号から当該干渉信号成分を除去後、希望信号成分のみを用いて復調処理を行う。これにより、高精度にＩＳＩ，ＩＣＩを除去できるので、良好な復調結果を得ることができる。

実施の形態８．
図２５は、本発明にかかる通信装置の実施の形態８の構成を示す図である。この通信装置では、伝送路推定部３が、先に説明した実施の形態２〜６の処理に加えて、さらに、求めた遅延プロファイルに基づいてＦＦＴ部１のＦＦＴウィンドウタイミングを制御する信号を生成し、その信号をＦＦＴ部１に対して出力する構成とした。なお、先に説明した実施の形態１〜７と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態７と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態で行われる補間処理については、パイロット信号の挿入間隔によってその補間可能範囲が決められる。たとえば、全信号帯域が全てパイロット信号であった場合、補間可能範囲は、−ＦＦＴサイズ／２〜＋ＦＦＴサイズ／２の合計ＦＦＴサイズの範囲となる。また、全信号帯域に１つおきにパイロット信号が挿入されている場合、補間可能範囲は、−ＦＦＴサイズ／４〜＋ＦＦＴサイズ／４の合計ＦＦＴサイズ／２の範囲となり、パイロット挿入間隔をＮｐとすると、補間可能範囲は、−ＦＦＴサイズ／２Ｎｐ〜＋ＦＦＴサイズ／２Ｎｐの合計ＦＦＴサイズ／Ｎｐの範囲となる。

たとえば、上記補間範囲を越える漏れ込みサンプル数が発生する場合には、ＩＳＩ，ＩＣＩの補間精度が劣化し、特性が劣化する。これを、図２６を用いて説明する。図２６は、先行波と遅延波のタイミングの一例を示す図である。ここでは、遅延波（１）のタイミングに合わせてＦＦＴウィンドウを設定している。この場合、図示のとおり、後続のＯＦＤＭシンボルがＦＦＴウィンドウ内に漏れ込んでくるため、ＩＳＩ，ＩＣＩが発生する。そして、この漏れ込みサンプル数（矩形窓幅）は、パイロット信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲を越えているため、ＩＳＩ，ＩＣＩ成分の補間精度が劣化し、干渉信号が残留し、その結果、復調特性が劣化する。

そこで、本実施の形態では、伝送路推定部３による制御で、ＦＦＴ部１におけるＦＦＴウィンドウタイミングを前方にずらし、先行波に対する後続のＯＦＤＭシンボルの漏れ込みサンプル数を上記補間可能範囲内に収める。図２７は、本実施の形態の伝送路推定部３の制御を示す図である。これにより、上記図２６の場合よりも補間精度が向上し、先行波に対する後続のＯＦＤＭシンボルの漏れ込みによるＩＳＩ，ＩＣＩを高精度にキャンセルできる。

また、図２７の場合は、ＦＦＴウィンドウタイミングを前方にずらしたため、遅延波（２）のＯＦＤＭシンボル成分がＦＦＴウィンドウ内に漏れ込んでしまうが、このＯＦＤＭシンボルの漏れ込みサンプル数も、パイロット信号の補間可能範囲内に収まっていれば、同様にＩＳＩ，ＩＣＩを高精度にキャンセルできる。

なお、本実施の形態では、後続のＯＦＤＭシンボルの漏れ込みが発生した場合に、ＦＦＴウィンドウタイミングを前方にずらしてパイロット信号の補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数を収める処理を行ったが、これに限らず、前のＯＦＤＭシンボルの漏れ込みが発生した場合に、ＦＦＴウィンドウタイミングを後方にずらしてパイロット信号の補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数を収める処理を行うことも可能である。

また、どのようにずらしても補間可能範囲を越える漏れ込みサンプル数が発生してしまう場合には、たとえば、電力の大きなパスの干渉信号成分が大きく、小さなパスの干渉成分が小さい、と考えられるため、各パスの電力に基づいて優先的に電力の大きなパスの漏れ込みサンプル数が少なくなるように、ＦＦＴウィンドウタイミングを制御する。

そして、伝送路推定部３の処理によって、新たなＦＦＴウィンドウタイミングが決定した後、ＦＦＴ部１では、そのタイミングで改めて受信信号に対してＦＦＴ処理を行う。このとき、ＦＦＴ部１では、伝送路推定部３からＦＦＴウィンドウタイミングが通知されるまで、上記受信信号を保持する。

このように、本実施の形態においては、伝送路推定部３が、遅延プロファイルに基づいて、パイロット信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、ＦＦＴウィンドウタイミングを制御する。これにより、補間精度が向上し、高精度にＩＳＩ，ＩＣＩをキャンセルできる。

実施の形態９．
図２９は，本発明にかかる通信装置の実施の形態９の構成を示す図である。この通信装置では、伝送路推定部３による伝送路推定結果を干渉量算出部２３へ出力し、遅延プロファイルから求められる各パスの遅延量，伝送路変動値に基づいて、ＦＦＴウィンドウ内の干渉量を算出し、その情報に基づいてＦＦＴ部１のＦＦＴウィンドウタイミングを制御する信号を生成し、その信号をＦＦＴ部１に対して出力する構成とした。なお、先に説明した実施の形態１〜８と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態８と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態では、予め設定された時間範囲内にわたりＦＦＴウィンドウタイミングを設定した場合のＦＦＴウィンドウ内の干渉量を算出し、その干渉量が最小となるＦＦＴウィンドウタイミングを検出する。

具体的には、干渉量算出部２３では、伝送路推定部３により得られる各パスの遅延時間，伝送路変動値を用いて、予め設定された時間範囲内で、各ＦＦＴウィンドウタイミングにおけるＦＦＴウィンドウ内に発生するＩＳＩおよびＩＣＩに基づく全干渉量を求め、その干渉量が最小となるＦＦＴウィンドウタイミングを検出する。そして、その情報をＦＦＴ部１へ出力する。ＦＦＴ部１では、そのタイミングで改めて受信信号に対してＦＦＴ処理を行う。このとき、ＦＦＴ部１では、干渉量算出部２３からＦＦＴウィンドウタイミングが通知されるまで、上記受信信号を保持する。

このように、本実施の形態においては、干渉量算出部２３が、伝送路推定部３により得られる各パスの遅延時間，伝送路変動値に基づいて、ＦＦＴウィンドウ内の干渉量が最小となるように、ＦＦＴウィンドウタイミングを制御する（図２９の構成を用いた第１の方法）。これにより、高精度にＩＳＩ，ＩＣＩをキャンセルできる。

なお、本実施の形態では、上記に限らず、たとえば、予め設定された時間範囲内で、ＦＦＴウィンドウタイミングを設定した場合におけるキャンセラ部２１を通過後の信号中のＦＦＴウィンドウ内残留干渉量を算出し、その残留干渉量が最小となるＦＦＴウィンドウタイミングを検出し、ＦＦＴ部１におけるＦＦＴウィンドウタイミングを制御することとしてもよい（図２９の構成を用いた第２の方法）。

ここで、上記第２の方法を具体的に説明する。まず、キャンセラ部２１における処理は、干渉信号の補間処理によって生成したレプリカを受信信号から減算する手法であり、その処理は線形処理で構成される。また、ＦＦＴウィンドウ内に発生するＩＳＩは前後のシンボルがＦＦＴウィンドウ内に漏れ込むことにより、さらにＩＣＩはＦＦＴウィンドウ幅とその中に含まれるＯＦＤＭシンボル長の不一致により、発生するものであるから、各パスの遅延時間とパスの伝送路変動値とによりその干渉量を求めることが可能である。

したがって、伝送路推定部３により得られる各パスの遅延量と伝送路変動値により、予め設定される時間範囲内にわたって、ＦＦＴウィンドウタイミングを設定した場合のキャンセラ部２１通過後の残留干渉量を算出し、その干渉量が最小となるＦＦＴウィンドウタイミングを検出する。以降の処理は上記第１の方法と同様である。これにより、上記と同様の効果を得ることができる。なお、本実施の形態においては、キャンセラ部２１の通過前、通過後のＦＦＴウィンドウ内の干渉量を用いて説明を行ったが、干渉量のかわりにＦＦＴウィンドウ内ＳＩＲを用いて処理を行うこともできる。これは、たとえば、干渉量が最小となるＦＦＴウィンドウタイミングを検出する予め設定された時間範囲内において、伝送路に時間的変動がある場合に、より最適なＦＦＴウィンドウタイミングを検出することができる。反対に、設定された時間範囲内において、伝送路の時間的変動が無視できる場合には、干渉量を用いることによって、演算量の削減が図れる。

実施の形態１０．
図２８は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１０の構成を示す図である。この通信装置では、伝送路推定部３の干渉除去部８の機能や、キャンセラ部２１の機能や、伝送路推定部３におけるＦＦＴウィンドウタイミングの制御信号生成機能、を停止可能な構成とした。なお、本実施の形態の停止機能は、先に説明した実施の形態９の構成においても適用可能である。この場合は、上記伝送路推定部３におけるＦＦＴウィンドウタイミングの制御信号生成機能の代わりに、干渉量算出部２３における機能が停止されることになる。また、先に説明した実施の形態１〜９と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

たとえば、受信判定部２２では、受信信号や伝送路推定部３にて生成する情報に基づいて現在の受信状況を判定し、たとえば、干渉レベルおよび雑音レベルが低い場合に、伝送路推定部３の干渉除去部８の機能や、キャンセラ部２１の機能や、伝送路推定部３におけるＦＦＴウィンドウタイミングの制御信号生成機能を、停止させる制御（図２８では一例としてスイッチ制御を記載）を行うこととした。これにより、受信状況に応じた復調処理の高速化を実現できる。なお、本実施の形態については、説明の便宜上、受信判定部２２の制御を先に説明した図２５の通信装置に対して適用したが、これに限らず、先に説明した図１，図２２の構成に対しても適用可能である。

また、上記実施の形態１〜１０においては、通信方式としてＯＦＤＭ方式を用いた場合について説明したが、これに限らず、たとえば、マルチキャリアＣＤＭＡ方式を採用する通信装置に対しても適用可能である。

実施の形態１１．
図３０は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１１の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ１０１，１１１と、ＦＦＴ部１０２，１１２と、乗算部１０３，１１３と、シンボルタイミング検出部１２１と、伝送路推定／重み係数算出部１２２と、合成部１２３と、復調部４から構成されている。ここでは、ダイバーシチ合成受信方式に関する重み付け係数算出方法について説明する。

まず、ブランチ（１）では、ＦＦＴ部１０２が、シンボルタイミング検出部１２１から送られてくるＦＦＴウィンドウタイミング情報に基づいて、受信アンテナ１０１にて受信した信号に対してＦＦＴ処理を行い、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換する。そして、乗算部１０３が、伝送路推定／重み係数算出部１２２において求めた重み係数を、上記周波数軸信号に乗算する。一方、ブランチ（２）では、ＦＦＴ部１１２が、シンボルタイミング検出部１２１から送られてくるＦＦＴウィンドウタイミング情報に基づいて、受信アンテナ１１１にて受信した信号に対してＦＦＴ処理を行い、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換する。そして、乗算部１１３が、伝送路推定／重み係数算出部１２２において求めた重み係数を、上記周波数軸信号に乗算する。つぎに、合成部１２３が、ブランチ（１）およびブランチ（２）の各乗算部出力を合成し、その後、復調部４が、所定の復調処理を行う。

なお、上記シンボルタイミング検出部１２１は、先に説明したシンボルタイミング検出部２の機能をブランチ数分だけ備えたものであり、各ブランチ間のシンボル同期を取るように各ブランチのＦＦＴ部に対してＦＦＴウィンドウタイミング情報を出力している。

また、図３１は、実施の形態１１における伝送路推定／重み係数算出部１２２の詳細構成を示す図であり、伝送路推定部１３１，１４１と、再変調部１３２，１４２と、減算部１３３，１４３と、ＳＩＲ算出部１３４，１４４と、重み係数演算部１５１から構成されている。以下、上記伝送路推定／重み係数算出部１２２の動作について説明する。

まず、ＦＦＴ部１０２の出力信号は乗算部１０３へ送られると同時に伝送路推定部１３１に対しても送られ、伝送路推定部１３１では、先に説明した伝送路推定部３（実施の形態１〜６に相当）による伝送路推定処理を行い、その出力を重み係数演算部１５１および再変調部１３２に対して通知する。なお、伝送路推定部１３１の出力は、復調部４およびシンボルタイミング検出部１２１に対しても通知されている。

また、減算部１３３では、前述した実施の形態７と同様の処理（図２３参照）で、パイロットキャリア位置における干渉信号成分を求める。そして、ＳＩＲ算出部１３４では、このパイロットキャリア位置（たとえば、スキャッタードパイロット信号位置に相当）における干渉信号成分を用いて、各パイロットキャリア位置におけるＳＩＲ（信号電力対干渉信号電力比）を算出する。さらに、ＳＩＲ算出部１３４では、パイロットキャリア位置におけるＳＩＲ値を用いて、データキャリア位置のＳＩＲ値を補間処理により求めることで、全信号帯域（全サブキャリア）にわたるＳＩＲ値を求める。ここで用いる補間処理としては、たとえば、キャリア番号の小さい（周波数の低い）パイロットキャリア位置のＳＩＲ値をそのまま与えるステップ補間や、１次補間，２次補間など、様々な方法がある。

一方で、ブランチ（２）についても同様の処理が行われ、ＳＩＲ算出部１４４にて全信号帯域にわたるＳＩＲ値が求められる。

つぎに、重み係数演算部１５１では、ＳＩＲ算出部１３４，１４４から出力される全信号帯域にわたるＳＩＲ値、および伝送路推定部１３１，１４１の出力に基づいて、全信号帯域における重み係数を決定する。

詳細には、伝送路推定部１３１の出力をＨ１（ｆ），伝送路推定部１４１の出力をＨ２（ｆ），ＳＩＲ算出部１３４の出力をＳＩＲ１（ｆ），ＳＩＲ算出部１４４の出力をＳＩＲ２（ｆ）とすると、ブランチ（１）の重み係数Ｗ１（ｆ）およびブランチ（２）の重み係数Ｗ２（ｆ）は、下記のように求められる。
Ｗ１（ｆ）＝ＳＩＲ１（ｆ）／｛Ｈ１（ｆ）×（ＳＩＲ１（ｆ）＋ＳＩＲ２（ｆ））｝
…（４）
Ｗ２（ｆ）＝ＳＩＲ２（ｆ）／｛Ｈ２（ｆ）×（ＳＩＲ１（ｆ）＋ＳＩＲ２（ｆ））｝
…（５）

そして、上記のように求められた重み係数Ｗ１（ｆ），Ｗ２（ｆ）はそれぞれ乗算部１０３，１１３へ送られるとともに、復調部４へ送られる。

つぎに、乗算部１０３，１１３が上記重み係数を各ブランチの周波数軸信号に対して乗算し、合成部１２３が各乗算結果を合成し、最終的に、復調部４が、上記伝送路推定値および重み係数を用いて復調処理を行う。

このように、本実施の形態においては、各ブランチにおけるＳＩＲ値を重み係数としてダイバーシチ合成を行う構成とした。これにより、干渉成分や雑音成分が支配的であるような受信環境下における受信特性を大幅に改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数２の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。

実施の形態１２．
図３２は、実施の形態１２における伝送路推定／重み係数算出部１２２の詳細構成を示す図であり、伝送路推定部１３１，１４１と、ＳＩＲ算出部１３５，１４５と、重み係数演算部１５１を備えている。ここでは、実施の形態１１とは異なる重み付け係数算出方法について説明する。なお、先に説明した実施の形態１１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１１と異なる動作についてのみ説明する。

まず、ＦＦＴ部１０２の出力信号は乗算部１０３へ送られると同時に伝送路推定部１３１に対しても送られ、伝送路推定部１３１では、先に説明した伝送路推定部３（実施の形態１〜６に相当）による伝送路推定処理を行い、その出力を重み係数演算部１５１およびＳＩＲ算出部１３５に対して通知する。

つぎに、ＳＩＲ算出部１３５では、伝送路推定部１３１にて求められた遅延時間，伝送路変動値に基づいて、現在設定されているＦＦＴウィンドウ内のＳＩＲを算出する。

一方で、ブランチ（２）についても同様の処理が行われ、ＳＩＲ算出部１４５にてブランチ（２）のＦＦＴウィンドウ内のＳＩＲ値が求められる。ブランチ（１）およびブランチ（２）のＳＩＲ値は、全信号帯域（全サブキャリア）において同一の値となる。

つぎに、重み係数演算部１５１では、ＳＩＲ算出部１３５，１４５から出力される全信号帯域にわたるＳＩＲ値、および伝送路推定部１３１，１４１の出力に基づいて、全信号帯域における重み係数を決定する。

詳細には、伝送路推定部１３１の出力をＨ１（ｆ），伝送路推定部１４１の出力をＨ２（ｆ），ＳＩＲ算出部１３５の出力をＳＩＲ１，ＳＩＲ算出部１４５の出力をＳＩＲ２とすると、ブランチ（１）の重み係数Ｗ１（ｆ）およびブランチ（２）の重み係数Ｗ２（ｆ）は、下記のように求められる。
Ｗ１（ｆ）＝ＳＩＲ１／｛Ｈ１（ｆ）×（ＳＩＲ１＋ＳＩＲ２）｝
…（６）
Ｗ２（ｆ）＝ＳＩＲ２／｛Ｈ２（ｆ）×（ＳＩＲ１＋ＳＩＲ２）｝
…（７）

このように、本実施の形態では、各ブランチのＦＦＴウィンドウ内のＳＩＲ値を重み係数としてダイバーシチ合成を行う構成とした。これにより、干渉成分や雑音成分が支配的であるような受信環境下における受信特性を大幅に改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数２の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。

実施の形態１３．
図３３は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１３の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ１０１，１１１と、キャンセラ機能部１０４，１１４と、乗算部１０３，１１３と、重み係数算出部１２４と、合成部１２３と、復調部４から構成されている。本実施の形態は、各ブランチにおいて干渉キャンセル機能を動作した後に各ブランチの重み係数を算出し、その後、重み係数乗算後の各ブランチの信号に対してダイバーシチ合成を行う構成とした。なお、先に説明した実施の形態１１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１１と異なる動作についてのみ説明する。

実施の形態１３では、各ブランチにおいて、実施の形態１〜１０で説明した干渉キャンセル機能（伝送路推定部３，キャンセラ部２１および干渉量算出部２３の処理に相当）を用いて受信信号から干渉成分を除去する。図３４は、一例として、キャンセラ機能部１０４，１１４が図２５に示すキャンセラ機能を実現するための構成を示す図である。

ここでは、干渉キャンセル後の信号が、乗算部１０３，１１３へ送られるとともに、重み係数算出部１２４へ送られる（図３３参照）。また、図３５は、重み係数算出部１２４の構成を示す図であり、この重み係数算出部１２４は、伝送路推定値が外部から与えられること以外は図３１の伝送路推定／重み係数算出部１２２と同様の処理を行う。

このように、本実施の形態においては、ブランチ毎に実施の形態１〜１０による干渉キャンセル機能を動作させた後、実施の形態１１の方法で求めたＳＩＲ値に基づいて、各ブランチの重み係数を決定する構成とした。これにより、干渉キャンセル機能とダイバーシチ機能が有効に動作し、受信特性をさらに改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数２の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。

実施の形態１４．
図３６は、実施の形態１４における重み係数算出部１２４の詳細構成を示す図であり、ＳＩＲ算出部１３５，１４５を備えている。なお、先に説明した実施の形態１３と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１３と異なる動作についてのみ説明する。

本実施の形態の重み係数算出部１２４は、伝送路推定値が外部から与えられること以外は図３２の伝送路推定／重み係数算出部１２２と同様の処理を行う。

このように、本実施の形態においては、ブランチ毎に実施の形態１〜１０による干渉キャンセル機能を動作させた後、実施の形態１２の方法で求めたＳＩＲ値に基づいて、各ブランチの重み係数を決定する構成とした。これにより、干渉キャンセル機能とダイバーシチ機能が有効に動作し、受信特性をさらに改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数２の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。

実施の形態１５．
図３７は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１５の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ１０１，１１１と、ＦＦＴ部１０２，１１２と、乗算部１０３，１１３と、シンボルタイミング検出部１２１と、伝送路推定／重み係数算出部１２２と、合成部１２３と、キャンセラ機能部１２６と、復調部４から構成されている。本実施の形態は、先に説明した実施の形態１１，１２に示したダイバーシチ受信方式に、キャンセラ機能部を備える構成とした。なお、先に説明した実施の形態１１，１２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１１または１２と異なるキャンセラ機能部１２６について説明する。

図３８は、キャンセラ機能部１２６の構成を示す図である。ここでは、伝送路推定／重み係数算出部１２２で得られたブランチ（１）およびブランチ（２）の伝送路推定値と重み係数とを用いて、伝送路推定値補正部１２７が、合成後の伝送路推定値を算出し、キャンセラ部２１が、合成後の信号から干渉成分を除去する。具体的には、乗算部１０３，１１３と合成部１２３で行う処理のように、各ブランチの伝送路推定値に重み係数を乗算して合成することにより、補正された伝送路推定値が得られる。なお、伝送路推定／重み係数算出部１２２が、干渉量算出部２３の機能を備えることにより、さらに実施の形態９に示す効果を得ることもできる。

このように、本実施の形態においては、各ブランチの受信信号を重み付け合成した後に、干渉キャンセル機能を動作させる構成とした。これにより、干渉キャンセル機能とダイバーシチ機能が有効に動作し、受信特性をさらに改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数２の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。

実施の形態１６．
図３９は、本発明にかかる通信装置の実施の形態１６の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ１０１，１１１と、ＦＦＴ部１０２，１１２と、シンボルタイミング検出部２と、伝送路推定部３と、干渉量算出部３１と、合成部１２３と、キャンセラ部２１と、復調部４から構成されている。本実施の形態は、重み付け合成を行うことなく合成することで回路の簡易化と演算の高速化を図っている。なお、先に説明した実施の形態と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

本実施の形態によれば、たとえば、各ブランチの受信伝搬環境が独立である場合に、各ブランチの受信信号を重み付けすることなく合成する。これにより、回路の簡易化と演算の高速化を実現でき、さらに、受信信号中におけるＩＳＩやＩＣＩの発生するパスの影響を相対的に小さく抑圧することができ、特性改善が図れる。なお、図３９の構成は、図４０や図４１の構成と等価である。

以上のように、本発明にかかる通信装置は、ディジタル無線通信システムやディジタル放送システムに有用であり、特に、前記システムで用いられるＯＦＤＭ信号やマルチキャリアＣＤＭＡ信号に基づいて伝送路推定を行う通信装置として適している。

本発明にかかる通信装置の実施の形態１の構成を示す図である。伝送路推定部の実施の形態１の構成を示す図である。ＩＦＦＴ部の具体的な処理を示す図である。伝送路推定部の実施の形態２の構成を示す図である。スキャッタードパイロットの一例を示す図である。伝送路推定部の実施の形態３の構成を示す図である。伝送路推定部の実施の形態４の構成を示す図である。伝送路推定部の実施の形態５の構成を示す図である。２波モデルを想定した場合の一例を示す図である。ＦＦＴサイズとキャリア数が異なる場合の周波数特性を示す図である。ＩＦＦＴ処理によって周波数軸信号から時間軸信号へ変換した場合に得られる時間軸応答を示す図である。実施の形態５の波形整形部の構成を示す図である。実施の形態５の歪み除去部の構成を示す図である。実施の形態５の周波数特性更新部の構成を示す図である。比較部およびゲート回路の処理結果を示す図である。ＦＦＴ部の処理結果を示す図である。周波数特性更新部の処理結果を示す図である。ＩＦＦＴ部の処理結果を示す図である。ゲート回路の処理結果を示す図である。波形加算部の処理結果を示す図である。伝送路推定部の実施の形態６の構成を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態７の構成を示す図である。実施の形態７のキャンセラ部の構成を示す図である。パイロットキャリア位置における干渉信号成分を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態８の構成を示す図である。先行波と遅延波のタイミングの一例を示す図である。実施の形態８の伝送路推定部の制御を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１０の構成を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態９の構成を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１１の構成を示す図である。実施の形態１１における伝送路推定／重み係数算出部の詳細構成を示す図である。実施の形態１２における伝送路推定／重み係数算出部の詳細構成を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１３の構成を示す図である。キャンセラ機能部が図２５に示すキャンセラ機能を実現するための一構成例を示す図である。実施の形態１３における重み係数算出部の詳細構成を示す図である。実施の形態１４における重み係数算出部の詳細構成を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１５の構成を示す図である。キャンセラ機能部１２６の構成を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１６の一構成例を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１６の一構成例を示す図である。本発明にかかる通信装置の実施の形態１６の一構成例を示す図である。

符号の説明

１ＦＦＴ部
２シンボルタイミング検出部
３伝送路推定部
４復調部
５パイロット信号発生部
６周波数特性算出部
７ＩＦＦＴ部
８干渉除去部
９しきい値設定部
１０ＦＦＴ部
１１パイロット抽出部
１２周波数特性補間部
１３，１５平均化部
１４波形整形部
２１キャンセラ部
２２受信判定部
２３干渉量算出部
３１周波数特性メモリ部
３２ＩＦＦＴ部
３３歪み除去部
３４判定部
３５ＦＦＴ部
３６周波数特性更新部
４１レベル算出部
４２最大値検出部
４３しきい値規定部
４４比較部
４５ゲート回路
４６波形加算部
４７メモリ部
５１周波数特性差分算出部
６１再変調部
６２減算部
６３周波数信号補間部
６４減算部
１０１，１１１受信アンテナ
１０２，１１２ＦＦＴ部
１０３，１１３乗算部
１０４，１１４，１２５，１２６キャンセラ機能部
１２１シンボルタイミング検出部
１２２伝送路推定／重み係数算出部
１２３合成部
１２４重み係数算出部
１２７伝送路推定値補正部
１３１，１４１伝送路推定部
１３２，１４２再変調部
１３３，１４３減算部
１３４，１４４ＳＩＲ算出部
１３５，１４５ＳＩＲ算出部
１５１重み係数演算部

Claims

マルチキャリア変復調方式を採用し、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する受信側の通信装置において、
フーリエ変換後の受信信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分（ノイズを含む）を除去する干渉成分除去手段と、
前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性（伝送路推定値）を生成する伝送路推定値生成手段と、
を備え、
前記既知信号を、時間軸上および周波数軸上に一定周期で繰り返し挿入されたスキャッタードパイロット信号とし、
さらに、前記伝送路推定値の再変調を行い、パイロット信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
前記受信信号から前記希望信号を減算してパイロット信号位置における干渉成分を生成する第１の干渉成分生成手段と、
前記パイロット信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第２の干渉成分生成手段と、
前記受信信号から全ての干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
を含むキャンセラ手段、
を備えることを特徴とする通信装置。
さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、パイロット信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、フーリエ変換窓内の干渉量またはＳＩＲ（信号電力対干渉信号電力比）が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、前記キャンセラ手段出力の干渉信号電力値またはＳＩＲ（信号電力対干渉信号電力比）が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理、前記キャンセラ手段の処理および前記フーリエ変換のタイミング制御を停止させることを特徴とする請求項２，３または４に記載の通信装置。
現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理および前記キャンセラ手段の処理を停止させることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
前記遅延プロファイル生成手段は、
最適な値に決定された第１のしきい値を用いて前記逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去（初回）し、前記第１のしきい値が予め規定しておいた基準しきい値より小さい場合に当該歪み除去後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
前記第１のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記歪み除去後の時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して再度周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と前記逆フーリエ変換前の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新し、
そして、更新後の周波数特性に対して再度逆フーリエ変換を実行し、新たに最適値に決定された第２のしきい値を用いて当該逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去（２回目）し、当該歪み除去後の時間軸信号と前記初回の歪み除去後の時間軸信号と合成し、前記第２のしきい値が前記基準しきい値より小さい場合に当該合成後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
前記第２のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記合成後の時間軸信号を用いて前記周波数特性更新処理、前記歪み除去処理および合成処理を繰り返し実行し、その都度決定されるしきい値が前記基準しきい値より小さくなった段階で、そのときの時間軸信号を遅延プロファイルとして出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の通信装置。
マルチキャリア変復調方式を採用し、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する受信側の通信装置において、
フーリエ変換後の受信信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分（ノイズを含む）を除去する干渉成分除去手段と、
前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性（伝送路推定値）を生成する伝送路推定値生成手段と、
を備え、
前記遅延プロファイル生成手段は、
最適な値に決定された第１のしきい値を用いて前記逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去（初回）し、前記第１のしきい値が予め規定しておいた基準しきい値より小さい場合に当該歪み除去後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
前記第１のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記歪み除去後の時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して再度周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と前記逆フーリエ変換前の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新し、
そして、更新後の周波数特性に対して再度逆フーリエ変換を実行し、新たに最適値に決定された第２のしきい値を用いて当該逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去（２回目）し、当該歪み除去後の時間軸信号と前記初回の歪み除去後の時間軸信号と合成し、前記第２のしきい値が前記基準しきい値より小さい場合に当該合成後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
前記第２のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記合成後の時間軸信号を用いて前記周波数特性更新処理、前記歪み除去処理および合成処理を繰り返し実行し、その都度決定されるしきい値が前記基準しきい値より小さくなった段階で、そのときの時間軸信号を遅延プロファイルとして出力することを特徴とする通信装置。
さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性に対して補間処理を実行し、全信号帯域の周波数特性を求めて出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の通信装置。
さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性を時間的に平均化して出力することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載の通信装置。
さらに、前記干渉成分除去手段は、干渉除去後の時間軸信号を平均化して出力することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一つに記載の通信装置。
前記マルチキャリア変復調方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一つに記載の通信装置。
前記マルチキャリア変復調方式としてマルチキャリアＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を採用することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一つに記載の通信装置。
マルチキャリア変復調方式を採用する構成であって、ダイバーシチ合成受信機能を利用して、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する通信装置において、
受信系統（ブランチ）毎に、
フーリエ変換後の受信信号（ブランチ毎の受信信号）から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分（ノイズを含む）を除去する干渉成分除去手段と、
前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性（伝送路推定値）を生成する伝送路推定値生成手段と、
前記伝送路推定値に基づいて、全信号帯域にわたるＳＩＲ（信号電力対干渉信号電力比）を演算するＳＩＲ演算手段と、
を備え、
さらに、前記各ブランチのＳＩＲ演算手段から出力される全信号帯域のＳＩＲ、および前記各ブランチの伝送路推定値生成手段から出力される伝送路推定値に基づいて、各ブランチの重み係数を演算する重み係数演算手段と、
を備え、
前記ブランチの重み係数を、対応する前記ブランチ毎の受信信号に対して乗算し、さらに、各乗算結果を合成し、その合成結果を復調し、
また、
前記ＳＩＲ演算手段は、
前記伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成するＳＩＲ演算手段内再変調手段と、
前記ブランチ毎の受信信号から前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成するＳＩＲ演算手段内干渉成分生成手段と、
前記既知信号位置における干渉成分を用いて、既知信号位置におけるＳＩＲを算出し、さらに、当該既知信号位置におけるＳＩＲを用いて、データ信号位置のＳＩＲを補間処理により求めることによって、全信号帯域にわたるＳＩＲを算出するＳＩＲ算出手段と、
を備えることを特徴とする通信装置。
さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性に対して補間処理を実行し、全信号帯域の周波数特性を求めて出力することを特徴とする請求項１４に記載の通信装置。
さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性を時間的に平均化して出力することを特徴とする請求項１４または１５に記載の通信装置。
前記遅延プロファイル生成手段は、
最適な値に決定された第１のしきい値を用いて前記逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去（初回）し、前記第１のしきい値が予め規定しておいた基準しきい値より小さい場合に当該歪み除去後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
前記第１のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記歪み除去後の時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して再度周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と前記逆フーリエ変換前の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新し、
そして、更新後の周波数特性に対して再度逆フーリエ変換を実行し、新たに最適値に決定された第２のしきい値を用いて当該逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去（２回目）し、当該歪み除去後の時間軸信号と前記初回の歪み除去後の時間軸信号と合成し、前記第２のしきい値が前記基準しきい値より小さい場合に当該合成後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
前記第２のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記合成後の時間軸信号を用いて前記周波数特性更新処理、前記歪み除去処理および合成処理を繰り返し実行し、その都度決定されるしきい値が前記基準しきい値より小さくなった段階で、そのときの時間軸信号を遅延プロファイルとして出力することを特徴とする請求項１４、１５または１６に記載の通信装置。
さらに、前記干渉成分除去手段は、干渉除去後の時間軸信号を平均化して出力することを特徴とする請求項１４〜１７のいずれか一つに記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
前記伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
前記ブランチ毎の受信信号から前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成する第１の干渉成分生成手段と、
前記既知信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第２の干渉成分生成手段と、
前記ブランチ毎の受信信号から全周波数帯域の干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
を含むキャンセラ手段、
を備え、
前記ブランチの重み係数を、対応するキャンセラ手段の出力信号に対して乗算し、さらに、各乗算結果を合成し、その合成結果を復調することを特徴とする請求項１４〜１８のいずれか一つに記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
前記遅延プロファイルに基づいて、前記既知信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、前記受信信号に対するフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項１９に記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
前記遅延プロファイルに基づいて、フーリエ変換窓内の干渉量が最小となるように、前記受信信号に対するフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項１９に記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
前記遅延プロファイルに基づいて、前記キャンセラ手段出力の干渉信号電力値が最小となるように、前記受信信号に対するフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項１９に記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理、前記キャンセラ手段の処理および前記フーリエ変換のタイミング制御を停止させることを特徴とする請求項２０、２１または２２に記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理および前記キャンセラ手段の処理を停止させることを特徴とする請求項１９に記載の通信装置。
さらに、ブランチ毎に、
現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理を停止させることを特徴とする請求項１４〜１８のいずれか一つに記載の通信装置。
さらに、
前記各ブランチの伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
前記重み係数乗算後の合成結果から、前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成する第１の干渉成分生成手段と、
前記既知信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第２の干渉成分生成手段と、
前記重み係数乗算後の合成結果から、全周波数帯域の干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
を含むキャンセラ手段、
を備え、
前記キャンセラ手段の出力を復調することを特徴とする請求項１４〜１８のいずれか一つに記載の通信装置。
さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、前記既知信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項２６に記載の通信装置。
さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、フーリエ変換窓内の干渉量が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項２６に記載の通信装置。
さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、前記キャンセラ手段出力の干渉信号電力値が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項２６に記載の通信装置。
マルチキャリア変復調方式を採用する構成であって、ダイバーシチ合成受信機能を利用して、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する通信装置において、
受信系統（ブランチ）毎に、フーリエ変換後の受信信号を合成する合成手段と、
合成後の信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分（ノイズを含む）を除去する干渉成分除去手段と、
前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性（伝送路推定値）を生成する伝送路推定値生成手段と、
を備え、
さらに、干渉キャンセル機能として、
前記伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
前記合成後の信号から前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成する第１の干渉成分生成手段と、
前記既知信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第２の干渉成分生成手段と、
前記合成後の信号から全周波数帯域の干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
を備え、
前記希望信号生成手段出力の希望信号を復調することを特徴とする通信装置。