JP4423458B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ハーフブリッジ構成のＤＣ／ＤＣコンバータ、特にその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に従来例を示す。
【０００３】
同図に示すように、直流電源１０と並列にＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）１とＭＯＳＦＥＴ２との直列回路を接続し、コンデンサ３と変圧器１次巻線５との直列回路とスナバコンデンサ２１を、ＭＯＳＦＥＴ２にそれぞれ並列に接続して構成される。変圧器２２の２次側には２つの巻線８，９を備え、ダイオード１２，１３とコンデンサ１４からなる整流平滑回路を有している。また、平滑された直流出力電圧を一定に保つため、出力電圧検出回路１７と周波数・位相制御回路１９を設け、フィードバック制御を行なうようにしている。また、ＭＯＳＦＥＴ１，２の各ゲートを駆動する回路には、高耐圧ドライバＩＣ（集積回路）２０が用いられている。
【０００４】
図７に図６のタイミングチャートを示す。以下、その動作について図６も参照して説明する。
【０００５】
まず、期間（１）においてＭＯＳＦＥＴ１をオンすることにより、直流電源１０→コンデンサ３→変圧器１次巻線５→ＭＯＳＦＥＴ１を介して、コンデンサ３と変圧器２２の漏れインダクタンスによる共振電流と変圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３が充電される。このとき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線８に発生する電圧ＶＳ１をダイオード１２，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。変圧器２次巻線電圧ＶＳ１は、変圧器１次巻線電圧ＶＰ１の巻数比に比例した電圧（図７中に点線で示す）で上昇し、出力電圧Ｖｏに達するとダイオード１２が導通し、出力電圧Ｖｏにクランプされる。図中の点線と実線の差電圧は、変圧器２２の漏れインダクタンスに印加される。
【０００６】
期間（２）において変圧器１次巻線電圧ＶＰ１は徐々に低下し、変圧器１次巻線電圧ＶＰ１の巻数比に比例した電圧が出力電圧Ｖｏよりも下回ると、ダイオード１２は阻止状態となり電流が零となる。また、ＭＯＳＦＥＴ１には期間（１）で励磁された変圧器２２の励磁電流が継続して流れる。
【０００７】
期間（３）において、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすることにより、変圧器２２の励磁電流はスナバコンデンサ２１およびＭＯＳＦＥＴ１，２の出力容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に上昇または下降する。
【０００８】
期間（４）において、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器２２の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２をオンすることにより、コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共振電流と変圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放電する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２２はリセットされる。また、このとき変圧器２次巻線９に発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。
【０００９】
以下、期間（４）から（６）の動作は期間（１）から（３）と同様なので、説明は省略する。
【００１０】
こうして、期間（１）から（６）の一連の動作を繰り返すことにより、直流電源１０から負荷に電力が供給される。
【００１１】
次に、軽負荷時の動作を図８を参照して説明する。
【００１２】
軽負荷時には、スイッチング周波数が増大しないように周波数・位相制御回路１９を調整し、変圧器２次側電流ＩＤ１２，ＩＤ１３が零になった時点より或る時間が経過してから、ＭＯＳＦＥＴ１またはＭＯＳＦＥＴ２をオフする。ＭＯＳＦＥＴ１，２に流れる電流ＩＱ１，２は、変圧器２２の励磁電流にほぼ等しくなる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来例では、各ＭＯＳＦＥＴは定格負荷から無負荷までデューティ（ｄｕｔｙ）５０％で交互にスイッチングし、負荷の変化に対して出力電圧検出回路および周波数・位相制御回路を用いて、変圧器１次巻線に印加される電圧を調整して負荷に供給する電流を制御することにより、出力電圧を一定にしている。
【００１４】
しかし、この方法では、定格負荷から無負荷まで変圧器の励磁インダクタンスに流れる励磁電流の値がほとんど変化しないため、この励磁電流が無効電流となり、回路中のインピーダンス（ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗，トランスの巻線抵抗など）によって損失が発生し、結果的に軽負荷時の効率が低下するという問題がある。
【００１５】
また、直流電源の正極に接続されるＭＯＳＦＥＴのソース端子の電位が、直流電源の負極に接続されたＭＯＳＦＥＴのソース端子の電位とは異なるため、正極側のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号はパルストランスなどで絶縁するか、またはレベルシフト機能を持った高価な高耐圧ドライバＩＣが必要となり、装置の大型化やコストアップを招くことになる。
【００１６】
したがって、この発明の課題は、無効電流を低く抑え、高価な部品を不要としてコストを低減することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子は、変圧器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替りから短絡防止期間を経た後にオンとし、前記スイッチ素子のオンまたは変圧器４次巻線の電圧の切替りタイミングから時間に比例して増加する参照電圧値を２次側出力電圧検出値と比較し、この電圧検出値に対して前記参照電圧値が上回ったとき、前記スイッチ素子をオフさせることにより、直流出力電圧を一定とするとともに、前記２次側出力電圧検出値が前記参照電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波数で発振する矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングで、前記スイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記参照電圧の最小値が前記２次側出力電圧検出値の最小値よりも大きくなるように、一定のオフセットを持たせることができる（請求項２の発明）。
【００１８】
請求項３の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記変圧器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替りの有無を検出し、切替りの無いことを検出したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子がオンしている途中で、直流電源の正極側に接続したスイッチ素子がオンすることを変圧器４次巻線の電圧から検出したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子をオフすることにより、アーム短絡を防止することを特徴とする。
【００２０】
請求項５の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
負荷が軽いときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子を、スイッチングを停止する期間と、スイッチングを行なう期間とを設けて間欠発振駆動するものであり、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子の、スイッチング停止期間からスイッチング期間への切り替えは、変圧器４次巻線の電圧によって、直流電源の正極側に接続したスイッチ素子がオフしていることを検出したときに行なって、アーム短絡を防止することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。
【００２２】
これは、図６に示す従来回路の変圧器２２に、変圧器３次巻線６および４次巻線７を付加して変圧器４とし、変圧器３次巻線６をＭＯＳＦＥＴ２のゲートに抵抗１６を介して接続し、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４をダイオード１１およびコンデンサ１５により半波整流して制御回路１８の電源電圧とし、変圧器４次巻線７をその電圧の切替りを検出するために制御回路１８に接続した点が特徴である。なお、ＭＯＳＦＥＴ２と並列に接続されるスナバコンデンサは、ここでは図示を省略した。
【００２３】
図２に図１のタイミングチャートを示す。以下、その動作について図１も参照して説明する。
【００２４】
まず、期間（１）においてＭＯＳＦＥＴ１は、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が負から正へ切り替わるタイミングから、短絡防止期間Ｔｄを経たのちにオンする。これにより、コンデンサ３と変圧器４の漏れインダクタンスによる共振電流と変圧器４の励磁電流が、直流電源１０→コンデンサ３→変圧器１次巻線５→ＭＯＳＦＥＴ１を介して流れ、コンデンサ３が充電される。このとき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線８に発生する電圧をダイオード１２，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。
【００２５】
ＭＯＳＦＥＴ１のオフは、変圧器１次巻線の電圧ＶＰ１の負より正に切り替わるタイミングから、制御回路１８内において、時間に比例して増加する参照信号値と出力電圧検出回路１７からの２次側出力電圧検出値（図２では、出力電圧指令値として示す）とを比較し、参照信号値が出力電圧検出値を上回ったときに行なわれる。また、制御回路１８は参照信号値が出力電圧検出値を上回る前に、負荷の状態などにより変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が下降した場合（変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３は上昇する）、ＶＰ４の正から負に切り替わるタイミングを検出して、ＭＯＳＦＥＴ１をオフさせる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１がオンしている途中で、ＭＯＳＦＥＴ２がオンするといったアーム短絡の発生が防止される。ＭＯＳＦＥＴ１がオフすると、変圧器１次巻線５の電圧ＶＰ１は正から負に切り替わる。変圧器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次巻線５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の極性は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が正で、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が負となる。ＭＯＳＦＥＴ１がオフするタイミングでは、ダイオード１２に流れる電流は零となっており、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする電流は変圧器４の励磁電流のみとなる。
【００２６】
期間（２）において、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすることにより、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ１，２の出力容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に上昇または下降する。
【００２７】
期間（３）において、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このとき、変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３がＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値を越えるとＭＯＳＦＥＴ２がオンし、コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共振電流と変圧器４の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放電する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線９に発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。共振電流が下降してくると変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が下降し、それがＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値以下になると、ＭＯＳＦＥＴ２はオフする。ＭＯＳＦＥＴ２がオフするタイミングでは、ダイオード１３に流れる電流は零となっており、ＭＯＳＦＥＴ２がオフする電流は変圧器４の励磁電流のみとなる。
【００２８】
期間（４）においてＭＯＳＦＥＴ２がオフすると、変圧器１次巻線５の電圧ＶＰ１は負から正になる。変圧器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次巻線５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の極性は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が負で、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が正となる。変圧器４の励磁電流はコンデンサ３およびＭＯＳＦＥＴ１，２の寄生容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に下降または上昇する。期間（１）においてＭＯＳＦＥＴ２の電圧ＶＱ２が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードに転流する。以後この一連の動作を繰り返すことにより、直流電源１０から負荷に電力が供給される。
【００２９】
なお、出力電圧検出回路１７の出力段は、２次側からの信号を電気的に絶縁するためフォトカプラを用いるのが一般的であるが、フォトカプラの２次側はトランジスタ構造となっているため、出力電圧検出値の最小値はフォトカプラの２次側トランジスタのえん層電圧以下には低下しない。従って、参照電圧信号の最小値が出力電圧検出値の最小値よりも小さい場合、スイッチング周期毎に常にＭＯＳＦＥＴ１がオンオフするため、軽負荷時や負荷急変時に２次側出力電圧が設定電圧を越えて過電圧になることがある。
【００３０】
この問題に対し、ここでは上記参照電圧信号に対しその最小値が、出力電圧検出回路１７からの出力の最小値よりも大きくなるようにオフセットを持たせ、さらに出力電圧検出回路１７からの出力値が参照電圧信号の最小値よりも小さくなった場合はＭＯＳＦＥＴ１のオンを抑止し、スイッチングを継続しないようにすることで、２次側出力電圧の過電圧を防ぐようにしている。
【００３１】
図３を参照して、この発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を抑止するための制御回路１８の動作につき説明する。
【００３２】
期間（１）は負荷急変が発生して出力電圧Ｖｏが上昇し、フィードバック制御により電圧指令値が下降した状態（スイッチング停止）を示す。また、回路の動作状態によりコンデンサ３に電荷が残った状態でＭＯＳＦＥＴ１，２が停止していることを示す。コンデンサ３の電荷は回路中のインピーダンスにより徐々に放電する。期間（２）は、変圧器４次巻線７の電圧切替りが無くなったことを検出して動作する、第１の誤停止抑止回路が動作失敗したときの状態を示す。このとき、コンデンサ３が充分放電していないときには、変圧器１次巻線５に印加される電圧が小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ１に駆動信号を与えても変圧器３次巻線６，４次巻線７に発生する電圧も小さくなり、スイッチングが継続できない場合がある。
【００３３】
期間（３）では、出力電圧Ｖｏが正常値に戻り、電圧指令値が上昇し、さらにコンデンサ３の電荷が充分放電された状態を示す。このとき、或る周波数の矩形波信号の変化（ここでは立ち上がり）のタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号（第２の誤停止抑止信号）を与えることにより、変圧器３次巻線６，４次巻線７に充分電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ１，２は繰り返しスイッチングを行なうことができる。なお、コンデンサ３の放電を促進するために、コンデンサ３と並列に放電抵抗を接続することができる。
【００３４】
図４にこの発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの間欠動作を説明するタイムチャートを示す。
【００３５】
この間欠動作は、軽負荷の際に意図的にＭＯＳＦＥＴのスイッチングを停止させることで、各部で発生する損失を低減し、入力電力を低く抑えるためのものである。間欠動作時においてスイッチング停止期間が短いと、ＭＯＳＦＥＴ１のスイッチングを停止させても、変圧器３次巻線６の電圧変化はすぐには停止しないため、ＭＯＳＦＥＴ２はスイッチングを継続する。スイッチング停止期間が終了しＭＯＳＦＥＴ１をオンさせるとき、ＭＯＳＦＥＴ２がオンであると直流電源１０→ＭＯＳＦＥＴ２→ＭＯＳＦＥＴ１の経路で大電流が流れ（アーム短絡）、回路が破壊するおそれがある。従って、制御回路１８により変圧器４次巻線７を監視し、ＭＯＳＦＥＴ２がオフになっている状態のとき（電圧ＶＰ４が正電圧または変圧器４次巻線７の電圧の切替わりが停止しているとき）に、再起動信号を出してＭＯＳＦＥＴ１をオンするようにする。
【００３６】
図５はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【００３７】
同図からも明らかなように、この例は変圧器２４の２次巻線に発生する電圧を半波整流するのにフライバック接続とした点が特徴である。したがって、直流電源１０から負荷への電力供給は、ＭＯＳＦＥＴ１がオフになったときのみ行なわれる。なお、その他は図１と同様なので詳細は省略する。
【００３８】
【発明の効果】
この発明によれば、入力電圧や負荷の変化に対し、スイッチング周波数の変化に加えてパルス幅制御を行なうようにしたので、軽負荷時に負極に接続したスイッチ素子のオン時間を狭められるため、無効電流による回路中のインピーダンスで発生する損失を低減でき、軽負荷時の効率低下を抑制することができる。また、高電圧（正極）側のスイッチ素子を駆動するに当たり、比較的高価な高耐圧ドライバＩＣまたはパルストランスを不要にできるため、コストの低減と回路の小型化が可能になる、という利点がもたらされる。
【００３９】
加えて、２次側出力電圧検出値が参照電圧の最小値よりも下回るようにすることで、２次側出力電圧が設定電圧より大きく上昇しようとした場合には、直流電源の負極側のスイッチ素子をオフ状態として不要なスイッチングを抑止するため、スイッチ素子の発生損失が軽減されるとともに２次側出力電圧の過電圧が防止できる。
【００４０】
これに対し、２次側出力電圧検出値が参照電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波数で発振する矩形波信号の立上がりまたは立下がりのタイミングで、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信号を与えることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止できるので、信頼性の高い電源を構築できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】 図１の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】 図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける誤停止の防止動作説明図である。
【図４】 図１における間欠動作時のアーム短絡の防止動作説明図である。
【図５】 この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図６】 従来例を示す回路図である。
【図７】 図６の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図８】 図６における軽負荷時の動作説明図である。
【符号の説明】
１，２…ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）、３，１４，１５…コンデンサ、４，２２，２４…変圧器、５…変圧器１次巻線、６…変圧器３次巻線、７…変圧器４次巻線、８，９…変圧器２次巻線、１０…直流電源、１１，１２，１３…ダイオード、１６…抵抗、１７…出力電圧検出回路、１８…制御回路、１９…周波数・位相制御回路、２０…高耐圧ドライバＩＣ、２１…スナバコンデンサ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、ハーフブリッジ構成のＤＣ／ＤＣコンバータ、特にその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に従来例を示す。
【０００３】
同図に示すように、直流電源１０と並列にＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）１とＭＯＳＦＥＴ２との直列回路を接続し、コンデンサ３と変圧器１次巻線５との直列回路とスナバコンデンサ２１を、ＭＯＳＦＥＴ２にそれぞれ並列に接続して構成される。変圧器２２の２次側には２つの巻線８，９を備え、ダイオード１２，１３とコンデンサ１４からなる整流平滑回路を有している。また、平滑された直流出力電圧を一定に保つため、出力電圧検出回路１７と周波数・位相制御回路１９を設け、フィードバック制御を行なうようにしている。また、ＭＯＳＦＥＴ１，２の各ゲートを駆動する回路には、高耐圧ドライバＩＣ（集積回路）２０が用いられている。
【０００４】
図７に図６のタイミングチャートを示す。以下、その動作について図６も参照して説明する。
【０００５】
まず、期間（１）においてＭＯＳＦＥＴ１をオンすることにより、直流電源１０→コンデンサ３→変圧器１次巻線５→ＭＯＳＦＥＴ１を介して、コンデンサ３と変圧器２２の漏れインダクタンスによる共振電流と変圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３が充電される。このとき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線８に発生する電圧ＶＳ１をダイオード１２，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。変圧器２次巻線電圧ＶＳ１は、変圧器１次巻線電圧ＶＰ１の巻数比に比例した電圧（図７中に点線で示す）で上昇し、出力電圧Ｖｏに達するとダイオード１２が導通し、出力電圧Ｖｏにクランプされる。図中の点線と実線の差電圧は、変圧器２２の漏れインダクタンスに印加される。
【０００６】
期間（２）において変圧器１次巻線電圧ＶＰ１は徐々に低下し、変圧器１次巻線電圧ＶＰ１の巻数比に比例した電圧が出力電圧Ｖｏよりも下回ると、ダイオード１２は阻止状態となり電流が零となる。また、ＭＯＳＦＥＴ１には期間（１）で励磁された変圧器２２の励磁電流が継続して流れる。
【０００７】
期間（３）において、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすることにより、変圧器２２の励磁電流はスナバコンデンサ２１およびＭＯＳＦＥＴ１，２の出力容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に上昇または下降する。
【０００８】
期間（４）において、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器２２の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２をオンすることにより、コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共振電流と変圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放電する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２２はリセットされる。また、このとき変圧器２次巻線９に発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。
【０００９】
以下、期間（４）から（６）の動作は期間（１）から（３）と同様なので、説明は省略する。
【００１０】
こうして、期間（１）から（６）の一連の動作を繰り返すことにより、直流電源１０から負荷に電力が供給される。
【００１１】
次に、軽負荷時の動作を図８を参照して説明する。
【００１２】
軽負荷時には、スイッチング周波数が増大しないように周波数・位相制御回路１９を調整し、変圧器２次側電流ＩＤ１２，ＩＤ１３が零になった時点より或る時間が経過してから、ＭＯＳＦＥＴ１またはＭＯＳＦＥＴ２をオフする。ＭＯＳＦＥＴ１，２に流れる電流ＩＱ１，２は、変圧器２２の励磁電流にほぼ等しくなる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来例では、各ＭＯＳＦＥＴは定格負荷から無負荷までデューティ（ｄｕｔｙ）５０％で交互にスイッチングし、負荷の変化に対して出力電圧検出回路および周波数・位相制御回路を用いて、変圧器１次巻線に印加される電圧を調整して負荷に供給する電流を制御することにより、出力電圧を一定にしている。
【００１４】
しかし、この方法では、定格負荷から無負荷まで変圧器の励磁インダクタンスに流れる励磁電流の値がほとんど変化しないため、この励磁電流が無効電流となり、回路中のインピーダンス（ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗，トランスの巻線抵抗など）によって損失が発生し、結果的に軽負荷時の効率が低下するという問題がある。
【００１５】
また、直流電源の正極に接続されるＭＯＳＦＥＴのソース端子の電位が、直流電源の負極に接続されたＭＯＳＦＥＴのソース端子の電位とは異なるため、正極側のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号はパルストランスなどで絶縁するか、またはレベルシフト機能を持った高価な高耐圧ドライバＩＣが必要となり、装置の大型化やコストアップを招くことになる。
【００１６】
したがって、この発明の課題は、無効電流を低く抑え、高価な部品を不要としてコストを低減することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子は、変圧器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替りから短絡防止期間を経た後にオンとし、前記スイッチ素子のオンまたは変圧器４次巻線の電圧の切替りタイミングから時間に比例して増加する参照電圧値を２次側出力電圧検出値と比較し、この電圧検出値に対して前記参照電圧値が上回ったとき、前記スイッチ素子をオフさせることにより、直流出力電圧を一定とするとともに、前記２次側出力電圧検出値が前記参照電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波数で発振する矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングで、前記スイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記参照電圧の最小値が前記２次側出力電圧検出値の最小値よりも大きくなるように、一定のオフセットを持たせることができる（請求項２の発明）。
【００１８】
請求項３の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記変圧器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替りの有無を検出し、切替りの無いことを検出したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子がオンしている途中で、直流電源の正極側に接続したスイッチ素子がオンすることを変圧器４次巻線の電圧から検出したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子をオフすることにより、アーム短絡を防止することを特徴とする。
【００２０】
請求項５の発明では、直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
負荷が軽いときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子を、スイッチングを停止する期間と、スイッチングを行なう期間とを設けて間欠発振駆動するものであり、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子の、スイッチング停止期間からスイッチング期間への切り替えは、変圧器４次巻線の電圧によって、直流電源の正極側に接続したスイッチ素子がオフしていることを検出したときに行なって、アーム短絡を防止することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。
【００２２】
これは、図６に示す従来回路の変圧器２２に、変圧器３次巻線６および４次巻線７を付加して変圧器４とし、変圧器３次巻線６をＭＯＳＦＥＴ２のゲートに抵抗１６を介して接続し、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４をダイオード１１およびコンデンサ１５により半波整流して制御回路１８の電源電圧とし、変圧器４次巻線７をその電圧の切替りを検出するために制御回路１８に接続した点が特徴である。なお、ＭＯＳＦＥＴ２と並列に接続されるスナバコンデンサは、ここでは図示を省略した。
【００２３】
図２に図１のタイミングチャートを示す。以下、その動作について図１も参照して説明する。
【００２４】
まず、期間（１）においてＭＯＳＦＥＴ１は、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が負から正へ切り替わるタイミングから、短絡防止期間Ｔｄを経たのちにオンする。これにより、コンデンサ３と変圧器４の漏れインダクタンスによる共振電流と変圧器４の励磁電流が、直流電源１０→コンデンサ３→変圧器１次巻線５→ＭＯＳＦＥＴ１を介して流れ、コンデンサ３が充電される。このとき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線８に発生する電圧をダイオード１２，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。
【００２５】
ＭＯＳＦＥＴ１のオフは、変圧器１次巻線の電圧ＶＰ１の負より正に切り替わるタイミングから、制御回路１８内において、時間に比例して増加する参照信号値と出力電圧検出回路１７からの２次側出力電圧検出値（図２では、出力電圧指令値として示す）とを比較し、参照信号値が出力電圧検出値を上回ったときに行なわれる。また、制御回路１８は参照信号値が出力電圧検出値を上回る前に、負荷の状態などにより変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が下降した場合（変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３は上昇する）、ＶＰ４の正から負に切り替わるタイミングを検出して、ＭＯＳＦＥＴ１をオフさせる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１がオンしている途中で、ＭＯＳＦＥＴ２がオンするといったアーム短絡の発生が防止される。ＭＯＳＦＥＴ１がオフすると、変圧器１次巻線５の電圧ＶＰ１は正から負に切り替わる。変圧器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次巻線５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の極性は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が正で、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が負となる。ＭＯＳＦＥＴ１がオフするタイミングでは、ダイオード１２に流れる電流は零となっており、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする電流は変圧器４の励磁電流のみとなる。
【００２６】
期間（２）において、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすることにより、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ１，２の出力容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に上昇または下降する。
【００２７】
期間（３）において、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このとき、変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３がＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値を越えるとＭＯＳＦＥＴ２がオンし、コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共振電流と変圧器４の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放電する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線９に発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。共振電流が下降してくると変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が下降し、それがＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値以下になると、ＭＯＳＦＥＴ２はオフする。ＭＯＳＦＥＴ２がオフするタイミングでは、ダイオード１３に流れる電流は零となっており、ＭＯＳＦＥＴ２がオフする電流は変圧器４の励磁電流のみとなる。
【００２８】
期間（４）においてＭＯＳＦＥＴ２がオフすると、変圧器１次巻線５の電圧ＶＰ１は負から正になる。変圧器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次巻線５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の極性は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が負で、変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が正となる。変圧器４の励磁電流はコンデンサ３およびＭＯＳＦＥＴ１，２の寄生容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に下降または上昇する。期間（１）においてＭＯＳＦＥＴ２の電圧ＶＱ２が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードに転流する。以後この一連の動作を繰り返すことにより、直流電源１０から負荷に電力が供給される。
【００２９】
なお、出力電圧検出回路１７の出力段は、２次側からの信号を電気的に絶縁するためフォトカプラを用いるのが一般的であるが、フォトカプラの２次側はトランジスタ構造となっているため、出力電圧検出値の最小値はフォトカプラの２次側トランジスタのえん層電圧以下には低下しない。従って、参照電圧信号の最小値が出力電圧検出値の最小値よりも小さい場合、スイッチング周期毎に常にＭＯＳＦＥＴ１がオンオフするため、軽負荷時や負荷急変時に２次側出力電圧が設定電圧を越えて過電圧になることがある。
【００３０】
この問題に対し、ここでは上記参照電圧信号に対しその最小値が、出力電圧検出回路１７からの出力の最小値よりも大きくなるようにオフセットを持たせ、さらに出力電圧検出回路１７からの出力値が参照電圧信号の最小値よりも小さくなった場合はＭＯＳＦＥＴ１のオンを抑止し、スイッチングを継続しないようにすることで、２次側出力電圧の過電圧を防ぐようにしている。
【００３１】
図３を参照して、この発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を抑止するための制御回路１８の動作につき説明する。
【００３２】
期間（１）は負荷急変が発生して出力電圧Ｖｏが上昇し、フィードバック制御により電圧指令値が下降した状態（スイッチング停止）を示す。また、回路の動作状態によりコンデンサ３に電荷が残った状態でＭＯＳＦＥＴ１，２が停止していることを示す。コンデンサ３の電荷は回路中のインピーダンスにより徐々に放電する。期間（２）は、変圧器４次巻線７の電圧切替りが無くなったことを検出して動作する、第１の誤停止抑止回路が動作失敗したときの状態を示す。このとき、コンデンサ３が充分放電していないときには、変圧器１次巻線５に印加される電圧が小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ１に駆動信号を与えても変圧器３次巻線６，４次巻線７に発生する電圧も小さくなり、スイッチングが継続できない場合がある。
【００３３】
期間（３）では、出力電圧Ｖｏが正常値に戻り、電圧指令値が上昇し、さらにコンデンサ３の電荷が充分放電された状態を示す。このとき、或る周波数の矩形波信号の変化（ここでは立ち上がり）のタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号（第２の誤停止抑止信号）を与えることにより、変圧器３次巻線６，４次巻線７に充分電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ１，２は繰り返しスイッチングを行なうことができる。なお、コンデンサ３の放電を促進するために、コンデンサ３と並列に放電抵抗を接続することができる。
【００３４】
図４にこの発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの間欠動作を説明するタイムチャートを示す。
【００３５】
この間欠動作は、軽負荷の際に意図的にＭＯＳＦＥＴのスイッチングを停止させることで、各部で発生する損失を低減し、入力電力を低く抑えるためのものである。間欠動作時においてスイッチング停止期間が短いと、ＭＯＳＦＥＴ１のスイッチングを停止させても、変圧器３次巻線６の電圧変化はすぐには停止しないため、ＭＯＳＦＥＴ２はスイッチングを継続する。スイッチング停止期間が終了しＭＯＳＦＥＴ１をオンさせるとき、ＭＯＳＦＥＴ２がオンであると直流電源１０→ＭＯＳＦＥＴ２→ＭＯＳＦＥＴ１の経路で大電流が流れ（アーム短絡）、回路が破壊するおそれがある。従って、制御回路１８により変圧器４次巻線７を監視し、ＭＯＳＦＥＴ２がオフになっている状態のとき（電圧ＶＰ４が正電圧または変圧器４次巻線７の電圧の切替わりが停止しているとき）に、再起動信号を出してＭＯＳＦＥＴ１をオンするようにする。
【００３６】
図５はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【００３７】
同図からも明らかなように、この例は変圧器２４の２次巻線に発生する電圧を半波整流するのにフライバック接続とした点が特徴である。したがって、直流電源１０から負荷への電力供給は、ＭＯＳＦＥＴ１がオフになったときのみ行なわれる。なお、その他は図１と同様なので詳細は省略する。
【００３８】
【発明の効果】
この発明によれば、入力電圧や負荷の変化に対し、スイッチング周波数の変化に加えてパルス幅制御を行なうようにしたので、軽負荷時に負極に接続したスイッチ素子のオン時間を狭められるため、無効電流による回路中のインピーダンスで発生する損失を低減でき、軽負荷時の効率低下を抑制することができる。また、高電圧（正極）側のスイッチ素子を駆動するに当たり、比較的高価な高耐圧ドライバＩＣまたはパルストランスを不要にできるため、コストの低減と回路の小型化が可能になる、という利点がもたらされる。
【００３９】
加えて、２次側出力電圧検出値が参照電圧の最小値よりも下回るようにすることで、２次側出力電圧が設定電圧より大きく上昇しようとした場合には、直流電源の負極側のスイッチ素子をオフ状態として不要なスイッチングを抑止するため、スイッチ素子の発生損失が軽減されるとともに２次側出力電圧の過電圧が防止できる。
【００４０】
これに対し、２次側出力電圧検出値が参照電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波数で発振する矩形波信号の立上がりまたは立下がりのタイミングで、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信号を与えることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止できるので、信頼性の高い電源を構築できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】 図１の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】 図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける誤停止の防止動作説明図である。
【図４】 図１における間欠動作時のアーム短絡の防止動作説明図である。
【図５】 この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図６】 従来例を示す回路図である。
【図７】 図６の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図８】 図６における軽負荷時の動作説明図である。
【符号の説明】
１，２…ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）、３，１４，１５…コンデンサ、４，２２，２４…変圧器、５…変圧器１次巻線、６…変圧器３次巻線、７…変圧器４次巻線、８，９…変圧器２次巻線、１０…直流電源、１１，１２，１３…ダイオード、１６…抵抗、１７…出力電圧検出回路、１８…制御回路、１９…周波数・位相制御回路、２０…高耐圧ドライバＩＣ、２１…スナバコンデンサ。
Claims (5)
- 直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子は、変圧器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替りから短絡防止期間を経た後にオンとし、前記スイッチ素子のオンまたは変圧器４次巻線の電圧の切替りタイミングから時間に比例して増加する参照電圧値を２次側出力電圧検出値と比較し、この電圧検出値に対して前記参照電圧値が上回ったとき、前記スイッチ素子をオフさせることにより、直流出力電圧を一定とするとともに、前記２次側出力電圧検出値が前記参照電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波数で発振する矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングで、前記スイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 前記参照電圧の最小値が前記２次側出力電圧検出値の最小値よりも大きくなるように、一定のオフセットを持たせることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
- 直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記変圧器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替りの有無を検出し、切替りの無いことを検出したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子がオンしている途中で、直流電源の正極側に接続したスイッチ素子がオンすることを変圧器４次巻線の電圧から検出したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子をオフすることにより、アーム短絡を防止することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 直流電源の正極と負極間に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直流出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
負荷が軽いときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子を、スイッチングを停止する期間と、スイッチングを行なう期間とを設けて間欠発振駆動するものであり、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子の、スイッチング停止期間からスイッチング期間への切り替えは、変圧器４次巻線の電圧によって、直流電源の正極側に接続したスイッチ素子がオフしていることを検出したときに行なって、アーム短絡を防止することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
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