JP4407679B2 - ハイブリッド車両の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ハイブリッド車両の制御装置に関し、特に発電機で発電された交流電流の電圧または周波数を変化させる電流変換装置を備えたものに関する。

従来、複数の動力源を組合せ、状況に応じてその動力源を同時にまたは個々に作動させて走行するハイブリッド車両が知られている。従来の一般的なハイブリッド車両は、動力源としてエンジンと発電機とを備える。また駆動輪を直接駆動し得る駆動用モータを備える。駆動用モータのみによって駆動輪が駆動されるものはシリーズハイブリッド形式、エンジンから機械的に伝達された駆動力とモータとが選択的に切換えられて駆動輪を駆動するものはパラレルハイブリッド形式と呼ばれる。

何れの形式であっても、一般的に、発電機で発電された電力は一旦バッテリに蓄電される。そして駆動用モータを作動させる際には、バッテリから放電させ、その電力を駆動用モータに供給する。

しかしながら、発電機で発電される電力は交流電流であり、バッテリの充放電は直流電流によってなされるから、バッテリが介在する電力の授受には、直流と交流とを変換するインバータが必要である。このインバータを経由する際に電力の損失が生じ、燃費の悪化を招く虞がある。

そこで、バッテリやインバータを経由することなく、発電機から駆動用モータ（交流モータ）に交流状態を維持したまま電力を供給するものが考えられている。その一形態として、発電機で発電された交流電流の電圧または周波数を変化させる電流変換装置を備えたものが知られている。

電流変換装置を用いると、発電機で発電された電流の波形（振幅、周波数、位相）を、駆動用モータが要求する電流波形に交流のまま変換し、供給することができるので、インバータ等を経由して一旦直流に変換する場合よりも高効率を実現することができる。すなわち燃費の向上を図ることができる。

例えば特許文献１には、マトリックスコンバータと呼ばれる電流変換装置を備えたものが開示されている。このマトリックスコンバータは、発電機で発電されたｍ相交流電流を、駆動用モータが要求する電流波形のｍ相交流電流に変換するために、ｍ×ｍ個（ｍ＝３の場合、９個）の双方向スイッチング素子を作動させる。
特開２００５−３１８７３１号公報

しかしながら、上記マトリックスコンバータを作動させるには、各双方向スイッチング素子にバッテリから電力を供給する必要がある。燃費のさらなる向上を図るには、このマトリックスコンバータ（電流変換装置）の消費電力が少ないことが望ましい。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、発電機で発電された交流電流を交流のまま駆動用モータに供給することによって燃費を向上するとともに、電流変換装置によって必要な電流変換を図りつつ、該電流変換装置の消費電力を削減することができるハイブリッド車両の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するための請求項１に係る発明は、エンジンに駆動される発電機と、駆動輪を駆動する駆動用モータとを備えるとともに、上記発電機で発電された交流電流が交流のまま上記駆動用モータに供給される第１電力供給モードを有するハイブリッド車両の制御装置であって、バッテリからの電力供給によって作動し、上記発電機で発電された交流電流の電圧または周波数を変化させる電流変換装置と、車両の要求出力に応じて上記駆動用モータの要求出力を決定するモータ要求出力決定手段と、上記駆動用モータの要求出力に応じて該駆動用モータに供給する電流波形を決定し、その電力供給形態を制御する電力供給制御手段と、上記電流変換装置をバイパスして上記発電機と上記駆動用モータとを接続するバイパス経路とを備え、上記電力供給制御手段は、上記第１電力供給モードにおいて、上記駆動用モータが要求する電流波形と上記発電機が出力する電流波形との間に実質的な波形差がある場合には、該発電機から上記電流変換装置を介してその波形差を解消させて上記駆動用モータに電力を供給させ、上記実質的な波形差がなく、上記電流変換装置で等波形変換がなされるような場合には、上記発電機から上記バイパス経路を経由して上記駆動用モータに直接電力を供給させることを特徴とする。

ここで等波形変換とは、電流変換装置において実質的な変換を行わず、発電機から入力された電流を、等波形で駆動用モータ側に出力することをいう。なお、等波形変換を行った結果、電流変換装置の出力電流波形に、入力電流波形に対する若干の位相遅れが生じることがある。当明細書において、この位相遅れは「実質的な波形差」に含まないものとする。

請求項２に係る発明は、請求項１記載のハイブリッド車両の制御装置において、上記駆動用モータの要求出力に応じて上記発電機の要求出力を決定する発電機要求出力決定手段と、上記発電機の要求出力に応じて上記エンジンの要求出力を決定するエンジン要求出力決定手段とを備えることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１又は２記載のハイブリッド車両の制御装置において、上記電力供給制御手段は、上記駆動用モータへの電力供給経路を上記電流変換装置側から上記バイパス経路側に切換えるとき、交流電流のゼロクロス付近となる所定の切換期間内に切換えることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載のハイブリッド車両の制御装置において、上記電力供給制御手段は、上記駆動用モータへの電力供給経路を上記電流変換装置側から上記バイパス経路側に切換えるとき、上記電流変換装置側と上記バイパス経路側との双方から電力を供給する所定の移行期間を経由して切換えることを特徴とする。

請求項１の発明によると、以下説明するように、発電機で発電された交流電流を交流のまま駆動用モータに供給することによって燃費を向上するとともに、電流変換装置によって必要な電流変換を図りつつ、該電流変換装置の消費電力を削減することができる。

本発明の構成によれば、駆動用モータが要求する電流波形と発電機が出力する電流波形との間に実質的な波形差がある場合には、電流変換装置で波形差を解消させた上で、駆動用モータに電力が供給される。従って駆動用モータは適切な駆動力を出力することができる。

一方、実質的な波形差がない場合には、発電機からバイパス経路を経由して駆動用モータに電力が供給される。この場合、発電機の出力電流波形に何ら変換処理を施さなくても駆動用モータにはその要求電流波形が入力される。従って駆動用モータは適切な駆動力を出力することができる。

何れの場合も、駆動用モータが要求する電流波形を、発電機で発電された交流のまま供給することができる。従って、インバータ等を経由して一旦直流に変換する場合よりも高効率を実現することができる。すなわち燃費の向上を図ることができる。

ところで従来は、第１電力供給モードにおいては常に電流変換装置を経由して駆動用モータへの電力供給を行っていた。その場合、実質的な波形差がないときには等波形変換させていた。そのようにしても機能上問題はないが、バッテリ電力を消費する電流変換装置を作動させてあえて等波形変換させるのは電力の浪費である。本発明によれば、電流変換装置による必要な電力変換は行いつつ、不必要な電力変換（等波形変換）を行わないようにすることにより、電力の浪費を抑制し、全体として電流変換装置の消費電力を削減することができる。

請求項２の発明によると、第１電力供給モードにおいて、駆動用モータの要求出力に応じて、発電機およびエンジンの要求出力を決定することができる。これにより、駆動用モータが要求する電流波形と発電機が出力する電流波形とが合致し易くなる（波形差が生じ難くなる）。そのため、バイパス経路の使用頻度を高めることができ、不必要な電力消費を一層抑制することができる。

請求項３の発明によると、電流変換装置を経由する経路とパイパス経路とを切換える切換機構（スイッチ等）の保護を図ることができる。すなわち、大電流が流れている瞬間に経路切換を行うと、切換機構への負荷が増大し、損傷を受ける懸念があるところ、本発明のようにゼロクロス付近（低電流）で切換えることにより、その懸念を払拭することができる。

また本発明によれば、経路切換を円滑に行うことができる。上述のように、電流変換装置で等波形変換させた電流波形は、発電機から出力された電流波形に対し、若干の位相遅れが生じることがある。その状態で電流供給経路を切換えると、位相遅れの分だけ、電流の段差が生じる。しかし本発明によれば、電流のゼロクロス付近で切換を行うことにより、その影響を小さくすることができ、出力トルクにトルクショックが生じることを抑制することができる。

請求項４の発明によると、経路切換をより円滑に行うことができる。電流供給経路の切換え時に上記電流の段差が生じるような場合、一度にその切換を行うと、電流段差を一気に通過することとなり、出力トルクにトルクショックが生じ易くなる。そこで本発明によれば、電流変換装置とバイパス経路との双方を経由して電力を供給する移行期間を設ける。こうすることにより、電流段差を徐々に、或いは段階的に通過することができるので、トルクショックをより効果的に緩和することができる。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の一実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成を示すブロック図である。エンジン１は、その出力を調節する手段として、吸気量を適宜絞るスロットル弁１ａを備える。エンジン１の出力軸であるクランク軸２は発電機３に接続されている。発電機３は、クランク軸２から入力されたエンジン出力を動力源として３相交流電流（ｕ相、ｖ相、ｗ相）を発電する。発電機３には、その発電量（吸収トルク）を調節する発電機トルクコントローラ３ａと、入力軸である図外のロータの回転角を検出する発電機回転角センサ３ｂと、発電した交流電流の振幅（電流の大きさに相当する）を検出する発電機電流センサ３ｃとが設けられている。

発電機３の出力側にはマトリックスコンバータ７（電流変換装置）が接続されている。マトリックスコンバータ７は、発電機３で発電された３相交流電流の電圧または周波数を変化させ、異なる波形の３相交流に変換する公知の装置である。マトリックスコンバータ７は、内部に９個（＝３相×３相）のスイッチング素子を有し、そのスイッチング素子のオンオフの繰り返しによって電流波形変換が行われる。マトリックスコンバータ７には、バッテリ５から、そのスイッチング素子の駆動電力が供給される。

マトリックスコンバータ７には、インバータ・コンバータ４を介してバッテリ５が接続されている。インバータ・コンバータ４は、直流と交流とを変換するインバータの機能と、周波数や電圧を変換するコンバータの機能とを併有する変換装置である。

そして、バッテリ５の蓄電量を監視するとともに、バッテリ５の充放電（バッテリ５への充電およびバッテリ５からの放電）の制御を行うバッテリコントローラ６が設けられている。バッテリ５に充電するときは、発電機３で発電された交流電流の一部または全部がマトリックスコンバータ７を経由してインバータ・コンバータ４に導かれ、そこで規定電圧の直流電流に変換された後、バッテリ５に導かれる。バッテリ５から放電するときは、その直流電流がインバータ・コンバータ４で最適な交流電流波形に変換され、マトリックスコンバータ７を介して駆動用モータ９に供給される。

駆動用モータ９は交流モータであって、供給された交流の電気エネルギーをロータの回転エネルギーに変換し、モータ出力軸１０に出力する。駆動用モータ９には、駆動用モータ９に供給される電流（振幅、周波数、位相）を制御する駆動用モータトルクコントローラ９ａと、駆動用モータ９のロータ９１（図３参照）の回転角を検出する駆動用モータ回転角センサ９ｂとが設けられている。コントローラ９ａは、後述するように駆動用モータ９の電流位相角θを設定する位相角設定手段としても機能する。

モータ出力軸１０には差動装置１１（減速装置を含む）を介してドライブシャフト１２及び駆動輪１３が接続されている。

発電機３と駆動用モータ９との間には、マトリックスコンバータ７をバイパスするバイパス経路８ａが設けられるとともに、そのバイパス経路８ａを断続するスイッチ８が設けられている。

なお当実施形態では、駆動用モータ９への電力供給形態として、第１電力供給モードと第２電力供給モードとを有し、運転状態に応じて選択的に切換えられる。第１電力供給モードは、発電機３で発電された交流電流を、直流に変換することなく交流のまま駆動用モータ９に供給する電力供給形態である。第１電力供給モードは、駆動用モータ９の要求出力が所定の中・高出力領域（以下第１運転領域という）であるときに選択される。

第１電力供給モードにおける電流の経路には、発電機３からマトリックスコンバータ７を経由して駆動用モータ９に至る経路とバイパス経路８ａとがある。マトリックスコンバータ７を経由する経路は、駆動用モータ９の要求電流波形と発電機３の出力電流波形との間に実質的な波形差（振幅、周波数、位相）があるときに選択され、マトリックスコンバータ７によってその波形差が解消される。バイパス経路８ａは、上記実質的な波形差がないときに選択される。

一方、第２電力供給モードは、インバータ・コンバータ４によって交流電流を一旦直流に変換してバッテリ５に蓄電し、その電気を放電させ、インバータ・コンバータ４によって再び交流に変換させた後にマトリックスコンバータ７を介して駆動用モータ９に供給する電力供給形態（通常の電気自動車と同様の形態）である。第２電力供給モードは、駆動用モータ９に要求される出力が第１運転領域よりも小さい低出力領域（以下第２運転領域という）であるときに選択される。

図２は、当ハイブリッド車両の制御装置の概略制御ブロック図である。演算処理部であるＰＣＭ（Ｐｏｗｅｒｔｒａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｏｄｕｌｅ）２０への入力側には、上述の発電機回転角センサ３ｂ、発電機電流センサ３ｃ、バッテリコントローラ６（蓄電量信号を入力）及び駆動用モータ回転角センサ９ｂに加え、運転者のアクセル踏み込み量を検出するアクセル開度センサ１５と、車速を検知する車速センサ１６とが接続されている。またＰＣＭ２０の出力側には、エンジン１のスロットル弁１ａ（詳しくはこれを開閉するアクチュエータ）、発電機トルクコントローラ３ａ、バッテリコントローラ６（充放電指令信号を出力）、マトリックスコンバータ７、スイッチ８及び駆動用モータトルクコントローラ９ａが接続されている。

ＰＣＭ２０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等を備えたコンピュータ等からなる。具体的には、予めＲＯＭ（又はＲＡＭ）に記憶されているプログラムが、各入力要素から入力される情報を参照してＣＰＵによって実行される。そしてその結果を各出力要素に駆動信号として出力する。

図示のようにＰＣＭ２０は、モータ要求出力決定部２１、発電機要求出力決定部２２、エンジン要求出力決定部２３および電力供給制御部２５を機能的に含む。

モータ要求出力決定部２１（モータ要求出力決定手段）は、車両の要求出力に応じて駆動用モータ９の要求出力（要求トルクを含む）を決定する。車両の要求出力は、アクセル開度センサ１５によって検知される運転者のアクセル開度（その変化速度を含む）及び車速センサ１６によって検知される車速から決定される。例えば、予め設定されたマップデータを記憶しておき、検知されたアクセル開度と車速とを参照してそのマップデータから読込むことによって決定される。

発電機要求出力決定部２２（発電機要求出力決定手段）は、発電機３の要求出力を決定する。特に第１電力供給モードにおいて、発電機要求出力（発電電流の波形）は、駆動用モータ９がモータ要求出力を得るために必要な電流波形と合致するように設定される。

エンジン要求出力決定部２３（エンジン要求出力決定手段）は、発電機３の要求出力に応じてエンジン１の要求出力（トルク、回転速度）を決定する。エンジン１の回転速度と発電機３の発電電流の周波数との間に比例関係があるので、特に第１電力供給モードにおいて、エンジン１の回転速度が発電機要求出力の周波数に相当する回転速度となるように設定される。

電力供給制御部２５（電力供給制御手段）は、駆動用モータ９の要求出力に応じて該駆動用モータ９に供給する電流波形を決定し、その電力供給形態を制御する。すなわち第１運転領域においては第１電力供給モードで、第２運転領域においては第２電力供給モードで電力を供給する。また第１電力供給モードにおいて、駆動用モータ９の要求電流波形と発電機３の出力電流波形との間に実質的な波形差があるときにはマトリックスコンバータ７を経由する経路を選択し、実質的な波形差がないときにはバイパス経路８ａを選択する。

図３は、駆動用モータ９の軸直角方向の断面図である。以下、この図を参照して駆動用モータ９の詳細構造について説明する。駆動用モータ９は、一般にＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）同期モータと呼ばれるタイプの交流モータである。

駆動用モータ９の略円筒状のケース９５には、その内側面から軸心方向に９本の固定子９６が延設されている。各固定子９６にはそれを軸心とするコイル９８が設けられている。

一方、駆動用モータ９の軸心部には、モータ出力軸１０と一体回転するロータ９１が設けられている。ロータ９１は略円柱状であって、その外周面と各固定子９６の先端部との間には僅かな隙間が形成されている。ロータ９１は、略円柱状の鉄心９３と、その外周付近に埋設された８個の永久磁石９２とを主な構成要素とする。永久磁石９２は、磁極方向が径方向であり、且つ隣り合う永久磁石９２同士の磁極の向きが逆向きとなるように配設されている。

コイル９８に電流が流されると、固定子９６が電磁石となる。つまり固定子９６の先端部がＮ極またはＳ極に磁化する。この磁極の種類（Ｎ極であるかＳ極であるか）と、対向する永久磁石９２の磁極の種類とが異なるときに両者間に引力が作用し、同じときに斥力が作用する。コイル９８に流れる電流は交流なので、固定子９６の先端部の磁極はＮ極とＳ極とが交互に入れ替わり、その磁力の強さも時々刻々と変化する。ロータ９１は、上記引力を増大させ、斥力を減少させる方向に、固定子９６とコイル９８とが形成する磁場の変化に追従するように回転する。このように固定子９６側の電磁石とロータ９１側の永久磁石９２との間に作用する引力・斥力に起因して発生するトルクは、特にマグネットトルクと呼ばれる。

ＩＰＭ同期モータの特徴として、ロータ９１ではマグネットトルクの他にリラクタンストルクと呼ばれるトルクも発生する。リラクタンストルクは、固定子９６側の電磁石が、ロータ９１の鉄心９３を引きつける引力に起因して発生する。鉄心９３は、隣り合う永久磁石９２の間の部分（永久磁石９２を除去したときに残留する部分）が断面視で放射状に延びており、ロータ９１の回転角によってその部分に作用する引力が変化する。従ってリラクタンストルクは、固定子９６とコイル９８とが形成する磁場の変化とロータ９１の回転角の変化に応じて変化する。

なお、特に図示しないが、発電機３の構造も基本的にこの駆動用モータ９の構造と同様である。発電機３の場合は、クランク軸２と一体のロータ９１が回転することにより、コイル９８に３相交流の誘導起電流が発生する。

図４は、駆動用モータ９で発生するトルクの特性図である。横軸に電流位相角θ（°）、縦軸にトルクの大きさを示す。電流位相角θとは、コイル９８に供給される電流の位相とロータ９１の回転角との相対的な角度差を示す値であって、駆動用モータトルクコントローラ９ａによって設定される。図４には、ある電流値におけるマグネットトルクＴＭを破線で、リラクタンストルクＴＲを点線で示す。またその和（合計トルク）であるモータトルクＴＳを実線で示す。

図示のように、マグネットトルクＴＭは電流位相角θ＝θ_０（＝０°）のときに最大値をとり、電流位相角θ＝−９０°，９０°のときに最小値（＝０）をとる。またリラクタンストルクＴＲは、電流位相角θ＝４５°のときに最大値をとり、電流位相角θ＝−４５°のときに最小値（マイナストルク）をとる。また電流位相角θ＝−９０°，０°，９０°のときに０となる。そしてマグネットトルクＴＭとリラクタンストルクＴＲとの和であるモータトルクＴＳは、電流位相角θ＝θ_１（０°＜θ_１＜４５°）のときに最大値（ポイントＰ１）をとり、電流位相角θ＝−９０°，９０°のときに０となる。この電流位相角θ_１は最適電流位相角とも呼ばれる。

駆動用モータトルクコントローラ９ａは、電流位相角θ＝最適電流位相角θ_１となるように調節する。モータトルクＴＳの特性は、電流の大きさ（振幅）によって変化し、それに応じて最適電流位相角θ_１も変化する。従って、例えば電流振幅に対応する最適電流位相角θ_１のマップデータを予めＰＣＭ２０が記憶しておき、発電機電流センサ３ｃによって検知された電流振幅を参照してそのマップデータから読込むことによって最適電流位相角θ_１を設定すれば良い。

次に、このハイブリッド車両の運転動作について説明する。まず、車両（駆動輪１３）に要求される出力が所定の中・高出力である第１運転領域では、エンジン１が稼動され、その出力がクランク軸２を介して発電機３に入力される。発電機３は、クランク軸２から入力された機械的回転エネルギーで３相交流電流を発電する。

この電流は、発電機要求出力決定部２２によって、駆動用モータ９が車両に要求されるモータ要求出力を得るために必要な電流波形と合致するように設定される。またエンジン１側では、この発電機３の要求出力に応じてエンジン１の要求出力（トルク、回転速度）が設定される。

これらの設定通りにエンジン１および発電機３が作動すると、駆動用モータ９が要求する電流波形と発電機３が出力する電流波形とが常に合致するので、両者の間に実質的な波形差が生じることがない。しかし実際には、過渡的動作による制御の遅れ等に起因して実質的な波形差が生じることがある。

駆動用モータ９の要求電流波形と発電機３の出力電流波形との間に実質的な波形差があるときにはスイッチ８がオフとされるとともにマトリックスコンバータ７が作動され、マトリックスコンバータ７を経由して電流が駆動用モータ９に供給される。マトリックスコンバータ７では、内部のスイッチング素子のオンオフによって、電流の振幅、周波および位相が、駆動用モータ９の要求電流波形に合致するように変換される。

一方、実質的な波形差がないときにはスイッチ８がオンとされるとともにマトリックスコンバータ７が停止され、バイパス経路８ａを通して電流が駆動用モータ９に供給される。

ここで図５を参照し、マトリックスコンバータ７を経由する経路からバイパス経路８ａに切換える際の動作について説明する。図５は、マトリックスコンバータを経由する経路からバイパス経路８ａに切換えたときの電流波形のタイムチャートである。横軸に時間、縦軸に電流を示す。また上段には移行期間ｔｘを設けた場合の特性を示し、下段にはそれを設けない場合の特性を示す。

まず図５下段の、移行期間ｔｘを設けない場合の特性について説明する。ここでは、時点ｔ２でマトリックスコンバータ７を経由する経路からバイパス経路８ａに切換えられている。実線で示すコンバータ経由電流Ｄ１１は、マトリックスコンバータ７を経由して駆動用モータ９に供給される電流を示し、バイパス電流Ｄ１２は、バイパス経路８ａを通って駆動用モータ９に供給される電流を示す。また破線で示す発電機出力電流Ｄ１３は、発電機３から供給される電流を示す。

時点ｔ２以前のコンバータ経由電流Ｄ１１は、駆動用モータ９の要求電流波形に合致しているが、このとき、マトリックスコンバータ７は等波形変換を行っている。等波形変換とは、マトリックスコンバータ７において実質的な変換を行わず、発電機３から入力された電流を、等波形で駆動用モータ９側に出力することをいう。図では、発電機出力電流Ｄ１３が等波形変換された結果、コンバータ経由電流Ｄ１１となっていることを示している。このように、コンバータ経由電流Ｄ１１は発電機出力電流Ｄ１３に対して若干の位相遅れが生じることがあるが、上述のようにこの位相遅れは「実質的な波形差」に含まない。

従って、時点ｔ２において、既に駆動用モータ９の要求電流波形（コンバータ経由電流Ｄ１１に等しい）と発電機出力電流Ｄ１３との間に実質的な波形差のない状態となっている。そこで時点ｔ２において経路の切換が行われる。その結果、駆動用モータ９にはバイパス電流Ｄ１２が供給されることとなる。バイパス電流Ｄ１２は、発電機出力電流Ｄ１３がバイパス経路８ａを経由して駆動用モータ９に導かれたものであるから、発電機出力電流Ｄ１３と等しい（図ではぴったりと重なっている）。

なお時点ｔ２（切換期間）は、図示のように、コンバータ経由電流Ｄ１１乃至は発電機出力電流Ｄ１３の電流値が略０となるゼロクロス付近に設定することが望ましい。そうすることにより、スイッチ８の保護を図ることができる。すなわち、大電流が流れている瞬間に経路切換を行うとスイッチ８への負荷が増大し、損傷を受ける懸念があるところ、ゼロクロス付近（低電流）で切換えることにより、その懸念を払拭することができる。

また時点ｔ２をゼロクロス付近に設定することにより、経路切換を円滑に行うことができる。図示のように、コンバータ経由電流Ｄ１１に対する発電機出力電流Ｄ１３の遅れに起因して、切換前後の電流に不連続部（電流段差Ｇ１１）が生じている。電流のゼロクロス付近で切換を行うことにより、その影響を小さくすることができ、出力トルクにトルクショックが生じることを抑制することができる。

但し、トルクショックの更なる低減のためには、この電流段差Ｇ１１が可及的に小さいことが望ましい。そこで、電流段差Ｇ１１を効果的に削減することができるように移行期間ｔｘを設けたのが上段の特性である。

上段に示す特性は、時点ｔ２で一度に切換えるのではなく、移行期間ｔｘ（時点ｔ１〜時点ｔ２）を設けて段階的に切換えるようにした場合の特性である。移行期間ｔｘでは、マトリックスコンバータ７を作動させつつ、スイッチ８をオンにする。つまりマトリックスコンバータ７を経由する経路とバイパス経路８ａを通る経路との双方から駆動用モータ９に電力が供給される。

このタイムチャートにおいて、実線で示すコンバータ経由電流Ｄ１は、マトリックスコンバータ７を経由して駆動用モータ９に供給される電流を示し、合計電流Ｄ２は、移行期間ｔｘにおいて駆動用モータ９に供給される電流を示し、バイパス電流Ｄ３は、バイパス経路８ａを通って駆動用モータ９に供給される電流を示す。また破線で示す発電機出力電流Ｄ４は、発電機３から出力される電流を示す。そして破線で示すバイパス電流Ｄ５およびコンバータ経由電流Ｄ６は、移行期間ｔｘにおいてバイパス経路８ａを通って駆動用モータ９に供給される電流およびマトリックスコンバータ７を経由して駆動用モータ９に供給される電流を示す。

合計電流Ｄ２は、バイパス電流Ｄ５とコンバータ経由電流Ｄ６との和である。図示の例では（バイパス電流Ｄ５）：（コンバータ経由電流Ｄ６）≒６：４に設定されているが、この比率は適宜設定して良い。

下段の特性と同様に、時点ｔ１以前はマトリックスコンバータ７が等波形変換を行っている。そしてコンバータ経由電流Ｄ１は発電機出力電流Ｄ４に対して若干の遅れを有している。このため、時点ｔ１で一部の電流がマトリックスコンバータ７経由からバイパス経路８ａ側に切換えられることにより電流段差Ｇ１が生じている。しかしそれは一部の電流切換によるものであることから下段の特性の電流段差Ｇ１１よりも小さい。

また時点ｔ２においては、残りの電流がマトリックスコンバータ７経由からバイパス経路８ａ側に切換えられることにより電流段差Ｇ２が生じている。しかしそれも一部の電流切換によるものであることから下段の特性の電流段差Ｇ１１よりも小さくなっている。

このように、電流経路を段階的に切換えることにより、大きな電流段差（Ｇ１１）が小さな電流段差（Ｇ１及びＧ２）に分散される。こうして一回当りの電流段差を削減することにより、大きなトルクショックが効果的に抑制されるので、一層円滑な切換を行うことができる。

以上説明したように、駆動用モータ９には、マトリックスコンバータ７を経由する経路またはバイパス経路８ａを通して電流が供給される。駆動用モータ９に供給された電流は、その電流位相角θが最適電流位相角θ_１となるように駆動用モータトルクコントローラ９ａで調整される。そしてコイル９８に流れる電流と、鉄心９３に永久磁石９２が埋設されたロータ９１との作用により、ロータ９１がモータトルクＴＳ（マグネットトルクＴＭとリラクタンストルクＴＲとの合計）をもって回転する。

ロータ９１で得られた駆動力はモータ出力軸１０から出力され、差動装置１１に入力される。差動装置１１はモータ出力軸１０からの回転速度を減速するとともに、左右のドライブシャフト１２の回転速度差に応じた比率でトルクを配分し、各ドライブシャフト１２に出力する。各駆動輪１３はドライブシャフト１２から受けたトルクで回転駆動し、車両を走行させる。

以上、第１運転領域における第１電力供給モードについて説明したが、この第１電力供給モードでは、駆動用モータ９に供給される電流の経路にかかわらず、駆動用モータ９が要求する電流波形を、発電機３で発電された交流のまま供給することができる。従って、インバータ・コンバータ４を経由して一旦直流に変換する場合よりも高効率を実現することができる。すなわち燃費の向上を図ることができる。

そして、波形差があるときにはマトリックスコンバータ７による必要な電力変換を行いつつ、波形差のないときの不必要な電力変換（等波形変換）を行わないようにすることにより電力の浪費を抑制し、全体としてマトリックスコンバータ７の消費電力を削減することができる。

なお、発電機要求出力決定部２２およびエンジン要求出力決定部２３によって、原則として波形差が生じないように発電機３の出力電流が設定されるので、バイパス経路８ａの使用頻度を高めることができる。つまりマトリックスコンバータ７の消費電力を一層削減することができる。

続いて、車両（駆動輪１３）に要求される出力が第１運転領域よりも小さい低出力領域（第２運転領域）で選択される第２電力供給モードについて説明する。

第２電力供給モードでは、駆動用モータ９にバッテリ５のみから電力が供給される。すなわち、バッテリ５に蓄電された電気を放電させ、インバータ・コンバータ４及び発電機３を介して駆動用モータ９に電力が供給される（通常の電気自動車と同様の形態）。

このように、低出力の第２運転領域で第２電力供給モードをとることにより、エンジン１を低出力で運転させる必要がなく、エンジン１の低出力運転による燃焼効率の低下を効果的に回避し、燃費の向上を図ることができる。

図６は、電流供給経路の切換を含む制御の概略フローチャートである。このフローチャートがスタートすると、まず車両の要求出力を検知するために、アクセル開度センサ１５によるアクセル開度と車速センサ１６による車速との読込みが行われる（ステップＳ１）。次にモータ要求出力決定部２１により、アクセル開度と車速とから、車両の要求出力が決定され、さらにその車両の要求出力に応じた駆動用モータ９の要求トルク及び要求出力が決定される（ステップＳ２）。

次に駆動用モータ９の要求出力から、現在の運転領域が第１運転領域であるか否かの判定が行われる（ステップＳ３）。ステップＳ３でＹＥＳ、つまり第１運転領域であれば、ステップＳ４に移行し、以下第１電力供給モードの制御が行われる。

ステップＳ４では、発電機要求出力決定部２２が、駆動用モータ９の要求出力に応じて発電機３の要求出力を決定するとともに、エンジン要求出力決定部２３が、発電機３の要求出力に応じてエンジン１の要求出力を決定する。またそれらの決定値に基き、エンジン１のスロットル弁１ａが調節され、発電機３での発電量が発電機トルクコントローラ３ａによって調節される。

次に、駆動用モータ９の要求出力から、その要求電流振幅が読込まれる（ステップＳ５）。また、発電機電流センサ３ｃの検出値から、その出力電流振幅が読込まれる（ステップＳ６）。そして、駆動用モータ９の要求電流振幅と、発電機の出力電流幅に振幅差が有るか否かが判定される（ステップＳ７）。

ステップＳ７でＹＥＳの場合、スイッチ８がオフとされるとともにマトリックスコンバータ７が作動され、発電機３の出力電流はマトリックスコンバータ７を経由し、駆動用モータ９の要求電流波形に合致させた上で駆動用モータ９に供給される（ステップＳ２０）。

一方、ステップＳ７でＮＯの場合は、駆動用モータ回転角センサ９ｂの検出値と発電機回転角センサ３ｂの検出値が読込まれる（ステップＳ１１）。次に、予め記憶されているマップデータから、駆動用モータ９の要求位相角マップを読込む（ステップＳ１３）。そして、駆動用モータ９の電流振幅と要求位相角マップから、駆動用モータ９の電流位相角θを、最適電流位相角θ_１に設定する（ステップＳ１３）。

次に、駆動用モータ９の要求位相と発電機３の出力位相との間に実質的な位相差（周波数の差を含む）があるか否かが判定される（ステップＳ１５）。

ステップＳ１５でＹＥＳの場合、ステップＳ２０に移行して、ステップＳ７でＹＥＳの場合（振幅差がある場合）と同様の処理が行われる。

ステップＳ１５でＮＯであれば、駆動用モータ９の要求電流波形と発電機３の出力電流波形とが合致していることを意味する。そこで、続いて現在バイパス経路８ａを通して電力供給中であるか否かの判定がなされ（ステップＳ２５）、ＹＥＳであればそのままバイパス経路８ａからの電力供給を継続する（ステップＳ３０）。

一方、ステップＳ２５でＮＯであれば、マトリックスコンバータ７を経由する経路からバイパス経路８ａに段階的に切換える。まずマトリックスコンバータ７を作動させた状態で、交流電流がゼロクロスとなるタイミング（図５の時点ｔ１）でスイッチ８をオンとする（ステップＳ２６）。これにより、電流の一部がバイパス経路８ａを通って駆動用モータ９に供給される。そして、時点ｔ１から移行期間ｔｘ後の、交流電流がゼロクロスとなるタイミング（図５の時点ｔ２）で、マトリックスコンバータ７を停止させる（ステップＳ２７）。これにより、全電流がバイパス経路８ａを通ることとなり、経路の切換が完了する。

遡って、ステップＳ３でＮＯ、すなわち現在の運転領域が低出力の第２運転領域である場合には、以下の第２電力供給モードが実行される。すなわち駆動用モータ９の電流位相角θが最適電流位相角θ_１に設定される（ステップＳ１７。ステップＳ１１〜Ｓ１３に準ずる）。そしてバッテリ電力のみで駆動用モータ９を駆動し（ステップＳ１８）、リターンする。

以上、本発明の実施形態について説明したが、これらの実施形態は、本発明の要旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。例えば、上記実施形態では、電流変換装置としてマトリックスコンバータ７を用いた例を示したが、これに限定するものではなく、他の形式の電流変換装置を用いても良い。

また、上記実施形態では、発電機要求出力決定部２２及びエンジン要求出力決定部２３によって、駆動用モータ９の要求電流波形と発電機３の出力電流波形との間に原則として実質的な波形差が生じないようにしているが、そのように構成されたものに限定するものではない。但し、上記実施形態のようにすると、バイパス経路８ａの使用頻度を高め、マトリックスコンバータ７（電流変換装置）の消費電力を一層削減できるという利点がある。

上記実施形態では、移行期間ｔｘを設けて、マトリックスコンバータ７を経由する経路からバイパス経路８ａを通る経路への切換を２段階で行う例を示しているが、これを３段階以上で段階的に行うようにしても良く、可変抵抗等を用いて連続的に徐々に切換えるようにしても良い。

上記実施形態では、駆動用モータ９としてＩＰＭ同期モータを採用したが、必ずしもＩＰＭ同期モータである必要はなく、他のタイプの駆動用モータを用いても良い。

本発明の一実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成を示すブロック図である。 上記ハイブリッド車両の制御装置の概略制御ブロック図である。 駆動用モータの軸直角方向の断面図である。 上記駆動用モータで発生するトルクの特性図である。 電流変換装置を経由する経路からバイパス経路に切換えたときの電流波形のタイムチャートである。 電流供給経路の切換を含む制御の概略フローチャートである。

符号の説明

１ エンジン
３ 発電機
５ バッテリ
７ マトリックスコンバータ（電流変換装置）
８ａ バイパス経路
９ 駆動用モータ
１３ 駆動輪
２１ モータ要求出力決定部（モータ要求出力決定手段）
２２ 発電機要求出力決定部（発電機要求出力決定手段）
２３ エンジン要求出力決定部（エンジン要求出力決定手段）
２５ 電力供給制御部（電力供給制御手段）
ｔ２ 切換期間
ｔｘ 移行期間

Claims (4)

1. エンジンに駆動される発電機と、駆動輪を駆動する駆動用モータとを備えるとともに、上記発電機で発電された交流電流が交流のまま上記駆動用モータに供給される第１電力供給モードを有するハイブリッド車両の制御装置であって、
   バッテリからの電力供給によって作動し、上記発電機で発電された交流電流の電圧または周波数を変化させる電流変換装置と、
   車両の要求出力に応じて上記駆動用モータの要求出力を決定するモータ要求出力決定手段と、
   上記駆動用モータの要求出力に応じて該駆動用モータに供給する電流波形を決定し、その電力供給形態を制御する電力供給制御手段と、
   上記電流変換装置をバイパスして上記発電機と上記駆動用モータとを接続するバイパス経路とを備え、
   上記電力供給制御手段は、上記第１電力供給モードにおいて、上記駆動用モータが要求する電流波形と上記発電機が出力する電流波形との間に実質的な波形差がある場合には、該発電機から上記電流変換装置を介してその波形差を解消させて上記駆動用モータに電力を供給させ、
   上記実質的な波形差がなく、上記電流変換装置で等波形変換がなされるような場合には、上記発電機から上記バイパス経路を経由して上記駆動用モータに直接電力を供給させることを特徴とするハイブリッド車両の制御装置。
2. 上記駆動用モータの要求出力に応じて上記発電機の要求出力を決定する発電機要求出力決定手段と、
   上記発電機の要求出力に応じて上記エンジンの要求出力を決定するエンジン要求出力決定手段とを備えることを特徴とする請求項１記載のハイブリッド車両の制御装置。
3. 上記電力供給制御手段は、上記駆動用モータへの電力供給経路を上記電流変換装置側から上記バイパス経路側に切換えるとき、交流電流のゼロクロス付近となる所定の切換期間内に切換えることを特徴とする請求項１又は２記載のハイブリッド車両の制御装置。
4. 上記電力供給制御手段は、上記駆動用モータへの電力供給経路を上記電流変換装置側から上記バイパス経路側に切換えるとき、上記電流変換装置側と上記バイパス経路側との双方から電力を供給する所定の移行期間を経由して切換えることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のハイブリッド車両の制御装置。

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